DE19861382B4

DE19861382B4 - Signalübertragungsschaltkreis

Info

Publication number: DE19861382B4
Application number: DE19861382A
Authority: DE
Inventors: Toshiyuki Okayasu
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1997-08-20
Filing date: 1998-08-20
Publication date: 2009-04-09
Anticipated expiration: 2018-08-21
Also published as: DE19837922A1; KR19990023744A; TW381385B; US6313677B1; US6166575A; SG77194A1; CN1106078C; CN1209004A; GB2328570A; KR100452912B1; GB2328570B; DE19861381B4; GB9818223D0

Abstract

Signalübertragungsschaltkreis mit einem Treiberschaltkreis (DR) zum Aussenden eines Übertragungssignals, einer Signalleitung (LIN) zum Weiterleiten des Übertragungssignals und einem angesteuerten Schaltkreis (RC), der durch zwei Energiequellenspannungen V_SS und V_DD (V_DD > V_SS) angesteuert wird, zum Empfangen des Übertragungssignals, das durch die Signalleitung (LIN) weitergeleitet wird, mit
einem Hilfsschaltkreis (AC) zum Abgeben einer vorgegebenen Spannung, die größer als die Energiequellenspannung V_SS und kleiner als die Energiequellenspannung V_DD ist, auf die Signalleitung (LIN), dadurch gekennzeichnet,
daß der Hilfsschaltkreis (AC) ein NAND-Gatter oder ein NOR-Gatter mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß aufweist und einen Rückkopplungsschaltkreis (NF), der den Eingangsanschluß des NAND-Gatters oder des NOR-Gatters mit dem Ausgangsanschluß des NAND-Gatters oder des NOR-Gatters verbindet und daß das NAND-Gatter oder das NOR-Gatter einen Steuereingang (CT) zum Zuführen eines Steuersignals aufweist, welches einen Strom abschaltet, der zwischen der Signalleitung (LIN) und dem Hilfsschaltkreis (AC) fließt.

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Signalübertragungsschaltkreis gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1. Ein solcher Signalübertragungsschaltkreis ist aus der EP 0 655 839 A2 bekannt. Ein zwischen einer ersten Spannungsquelle und Masse liegender Treiberschaltkreis, der aus zwei Feldeffekttransistoren in Reihenschaltung besteht, liefert ein Übertragungssignal an eine Busleitung zu einem angesteuerten Schaltkreis, der mit zwei Spannungen angesteuert wird. Zwischen der Busleitung und dem angesteuerten Schaltkreis ist ein Hilfsschaltkreis in Form einer Reihenschaltung aus zwei Dioden und zwei Widerständen geschaltet, wobei der Hilfsschaltkreis eine vorgegebene Spannung abgibt, die größer ist als eine der Spannungen des angesteuerten Schaltkreises und kleiner als die andere Spannung des angesteuerten Schaltkreises.
2. Beschreibung des verwandten Standes der Technik
Mit der Zunahme der Größe einer integrierten Halbleiterschaltkreisvorrichtung nimmt auch die Größe eines Halbleiterchips zu, der die integrierte Halbleitervorrichtung bildet. Folglich neigt die Länge einer Signalleitung, die im Inneren des Halbleiterchips vorgesehen ist (z. B. eine Signalleitung zum Verteilen eines Takts, eine Signalleitung, die eine Busleitung bildet oder ähnliches) dazu, lang zu werden.
1 zeigt die Anordnung jedes Typs einer Signalleitung, die im Inneren einer integrierten Schaltkreisvorrichtung vorgesehen ist. Eine große integrierte Schaltkreisvorrichtung ist im Inneren des quadratischen Halbleiterchips CP vorgesehen, dessen Seitenlänge näherungsweise 15 bis 20 mm beträgt. Es ist daher nicht ungewöhnlich, daß die Leitungslänge einer Signalleitung LIN, die im Inneren der integrierten Schaltungsvorrichtung vorgesehen ist, länger als 20 mm ist.
1A: zeigt eine Leitungsanordnung eines Schaltkreises, in dem die Leitungslänge einer Signalleitung LIN zwischen einem Treiberschaltkreis DR und einem angesteuerten Schaltkreis RC kleiner als 100 μm ist. B zeigt eine Leitungsanordnung eines Schaltkreises, bei dem die Leitungslänge 20 mm überseigt. C zeigt eine Leitungsanordnung eines Schaltkreises, wie z. B. eine Busleitung oder eine Taktverteilungsleitung, bei der eine Vielzahl angesteuerter Schaltkreise RC mit einer Signalleitung LIN verbunden sind.
Eine Leitungskapazität wird auf einer Signalleitung LIN erzeugt, die einen Treiberschaltkreis DR und einen angesteuerten Schaltkreis RC verbindet. Eine Eingangskapazität CG ist am Eingangsanschluß des angesteuerten Schaltkreises RC vorgesehen. Die Werte der Leitungskapazitäten CL bei A, B und C unterscheiden sich voneinander und die Werte der Eingangskapazitäten CG bei A, B und C unterscheiden sich voneinander. Der Wert der Eingangskapazität CG ist proportional zur Anzahl der angesteuerten Schaltkreise RC, die mit der Signalleitung LIN verbunden sind. Der Wert der Leitungskapazität CL ist proportional zur Länge der Signalleitung LIN.
Betrachtet man die Leitungsanordnungen A, B und C von diesem Standpunkt aus, so hat die Leitungsanordnung A, wenn sie mit der Signalleitung LIN verbunden ist, den kleinsten Kapazitätswert. Folglich ist der Kapazitätswert der Leitungsanordnung B größer als der der Leitungsanordnung A und der Kapazitätswert der Leitungsanordnung C ist größer als der der Leitungsanordnung B. In Abhängigkeit vom Wert dieser Kapazität unterscheidet sich die Übertragungscharakteristik eines Signals wesentlich.
3 zeigt die Wellenformen von Sprungantwortwellen, die erzeugt werden, wenn ein Sprungimpuls diesen Leitungsanordnungen A, B und C aufgeprägt wird. 3A zeigt die Wellenform einer Sprungantwortswelle, die durch die in 1 gezeigte Leitungsanordnung A erzeugt wird. 3B zeigt die Wellenform einer Sprungantwortswelle, die durch die in 1 gezeigte Leitungsanordnung B erzeugt wird. 3C zeigt die Wellenform einer Sprungantwortswortswelle, die durch die 1 gezeigte Leitungsanordnung C erzeugt wird. Wie aus 3 hervorgeht, ist bei der Leitungslänge der in 1 gezeigten Leitungsanordnung A keine Verzögerung im Anstieg der Sprungwellenform erkennbar. Bei den Leitungsanordnungen B und C sind jedoch die Formen der Sprungwellen erheblich gerundet, was lange Antwortverzögerungen erzeugt. Diese Tendenz tritt insbesondere bei der Leitungsanordnung C hervor, die eine lange Signalleitung LIN aufweist, mit der viele angesteuerte Schaltkreise RC verbunden sind.
4 zeigt die Wellenform von Antwortwellen. Die Leitungsanordnung A überträgt einen Eingangsimpuls annähernd normal auf den angesteuerten Schaltkreis RC. Die Leitungsanordnungen B und C übertragen den Impuls jedoch kaum auf ihre jeweiligen angesteuerten Schaltkreise RC. Mit anderen Worten, es ist ersichtlich, daß eine Signalleitung mit einer großen Kapazität einen Impuls mit einer schmalen Impulsweite nicht übertragen kann. Dies ist ein Hauptfaktor, der die Entwicklung großer Halbleiterchips verhindert.
Dieser Faktor tritt als ähnliches Phänomen auch bei einer Signalleitung auf, die intergrierte Schaltkreisvorrichtungen verbindet, die auf eine Leiterplatte gapackt sind (gedruckte Leiterplatte).
Es sollte erwähnt werden, daß zur Steigerung des Integrationsgrades einer integrierten Halbleiterschaltkreisvorrichtung die Herstellabmessungen einer Vorrichtung, wie z. B. eines Transistors, zu begrenzen sind und die Leitungsbreiten dünn gestaltet sein müssen. Somit ist ersichtlich, daß der auf der Signalleitung erzeugte Kapazitätswert klein wird. Wenn jedoch die Leitungsbreite dünn gestaltet wird, wird gleichzeitig auch die Dicke der Isolationsschicht dünn gestaltet. Folglich nehmen die Leitungskapazität CL der Signalleitung und die Eingangskapazität CG der angesteuerten Schaltkreise nicht wesentlich ab, selbst wenn der Anordnungsbereich infolge des gesteigerten Integrationsgrades abnimmt.
Andererseits können zur Lösung dieses Problemes z. B. bei einem Schaltkreis, wie er in 5 gezeigt ist, wo ein Taktimpuls auf viele Schaltkreisbereiche MAP verteilt ist, ein Treiberschaltkreis DR₁ mit großer Kapazität, ein Treiberschaltkreis DR₂ mit mittlerer Kapazität und ein Treiberschaltkreis DR₃ mit kleiner Kapazität mit dem Schaltkreis verbunden werden, was offensichtlich ein durchführbares Verfahren ist. Wenn jedoch die Schaltkreise DR₁, DR₂ und DR₃ jeweils mit der Signalleitung LIN verbunden sind, nimmt die Anzahl der Schaltkreise in dem integrierten Schaltkreis zu. Folglich steigt auch die verbrauchte Energiemenge. Ferner erhöht sich auch die Anzahl der Schaltkreise durch die ein Signal läuft. Deshalb verschlechtert sich auch die zeitliche Exaktheit.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, den Signalübertragungsschaltkreis gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 dahingehend zu verbessern, daß eine Signalübertragung selbst durch eine lange Signalleitung sichergestellt ist, ohne daß der Integrationsgrad in einem integrierten Schaltkreis erhöht wird.
Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist im Unteranspruch 2 angegeben.
Der Signalübertragunsschaltkreis, von dem die Erfindung ausgeht, hat einen Hilfsschaltkreis, der eine niedrige Ausgangsimpedanz hat und die Mittelwertsspannung der Energiequellenspannung abgibt und mit einer Stelle einer Signalleitung verbunden, die eine große Leitungskapazität oder eine große Eingangskapazität aufweist. Folglich ist die Spannung der Signalleitung zentriert auf die Mittelwertsspannung der Energiequellenspannung angesteuert. Mit anderen Worten der angesteuerte Schaltkreis wird zentriert auf seine eigene Schwellwertspannung angesteuert.
Da die Ausgangsimpedanz des Hilfschaltkreises niedrig ist, wird die Amplitude des Signals klein gehalten. Da jedoch der angesteuerte Schaltkreis zentriert auf seinen eigenen Schwellwert angesteuert ist, wird der angesteuerte Schaltkreis sicher ein- und ausgeschaltet und ist dazu in der Lage, das Signal selbst dann zu empfangen, wenn die Amplitude des vorgegebenen Signals klein ist. Da ferner die Ausgangsimpedanz des Hilfsschaltkreises niedrig ist, wird die Zeitkonstante (in diesem Fall ist sie das Produkt des Widerstandes und der Kapazität), die die Übertragungszeit des Übertragungssignals bestimmt, klein. Folglich kann das Signal mit einer hohen Geschwindigkeit durch den Signalübertragungsschaltkreis geleitet werden.
Somit kann ein Eingangsimpuls selbst dann durch eine Signalleitung ohne Verzerrung der Wellenform des Eingangsimpulses geleitet werden, wenn die Summe der Leitungskapazität und der Eingangskapazität groß ist.
Da ferner die Amplitude des Übertragungssignals klein ist, werden der Wert von Übertragungslade-Entladeströmen, die dieser Leitungskapazität und der Eingangskapazität eingeprägt werden, vermindert. Folglich wird auch die Energie vermindert, die während eines Arbeitsvorganges verbraucht wird.
Zur Lösung der oben genannten Aufgabe schlägt die Erfindung vor, daß der Hilfsschaltkreis ein NAND-Gatter oder ein NOR-Gatter mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß aufweist und einen Rückkopplungsschaltkreis, der den Eingangsanschluß des NAND-Gatters oder des NOR-Gatters mit dem Ausgangsanschluß des NAND-Gatters oder des NOR-Gatters verbindet und daß das NAND-Gatter oder das NOR-Gatter einen Steuereingang zum Zuführen eines Steuersignals aufweist, welches einen Strom abschaltet, der zwischen der Signalleitung und dem Hilfschaltkreis fließt.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung weist die Signalleitung ein erstes Ende auf, das mit dem Treiberschaltkreis verbunden ist und ein zweites Ende, das mit dem angesteuerten Schaltkreis verbunden ist, wobei der Hilfsschaltkreis mit der Signalleitung im wesentlichen am zweiten Ende verbunden ist.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist eine vergrößerte Draufsicht eines Halbleiterchips, zur Erläuterung der Probleme, die die herkömmliche Technologie hat.
2 ist ein Schaltplan, zur Erläuterung der herkömmlichen Technologie.
3 ist ein Wellenformdiagramm, zur Erläuterung eines Arbeitszustandes der 2.
4 ist ein Wellenformdiagramm, zur Erläuterung eines weiteren Arbeitszustandes der 2.
5 ist eine vergrößerte Draufsicht auf einen Halbleiterchip zur Erläuterung eines Verfahrens zum Lösen des Problems, das sich bei der herkömmlichen Technologie ergibt.
6 ist ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Prinzips dieser Erfindung.
7 ist ein Schaltplan, der im wesentlichen jedes Teil des in 6 gezeigten Blockschaltbildes zeigt.
8 ist ein Graph zur Erläuterung der Arbeitsweise des in 7 gezeigten Ausführungsbeispiels.
9 ist ein äquivalentes Schaltbild, zur Erläuterung der Arbeitsweise des in 7 gezeigten Ausführungsbeispiels.
10 zeigt die Wellenform eines jeden Teils des in 9 gezeigten äquivalenten Schaltkreises.
11 ist ein Blockschaltbild, zur Erläuterung eines Anwendungsbeispiels dieser Erfindung.
12 ist ein Blockschaltbild, zur Erläuterung eines weiteren Anwendungsschaltbildes dieser Erfindung.
13 ist ein Blockschaltbild, zur Erläuterung eines anderen Anwendungsbeispiels dieser Erfindung.
14 ist ein Schaltplan, zur Erläuterung einer Ausführungsbeispielvariante eines Hilfsschaltkreises, der bei dieser Erfindung verwendet wird.
15 ist ein Schaltplan, zur Erläuterung eines weiteren Ausführungsbeispielvariante des Hilfsschaltkreises, der bei dieser Erfindung verwendet wird.
16 ist ein zur 15 äquivalenter Schaltkreis.
17 ist ein Blockschaltbild, zur Erläuterung eines Anwendungsbeispiels des in 15 gezeigten Ausführungsbeispiels.
18 ist ein Schaltplan, zur Erläuterung eines Ausführungsbeispiels, bei dem ein Abschaltmittel verwendet wird, das mit einem Hilfsschaltkreis verbunden ist, der bei dieser Erfindung verwendet wird.
19 ist ein Schaltplan, zur Erläuterung eines weiteren Ausführungsbeispiels des in 18 gezeigten Abschaltmittels.
20 ist ein Schaltplan, zur Erläuterung einer Anordnung, bei der ein Abschaltmittel mit dem in 14 gezeigten Hilfsschaltkreis verbunden ist.
21 ist ein Schaltplan, zur Erläuterung einer Anorndnung, bei der ein Abschaltmittel mit dem in 15 gezeigten Hilfsschaltkreis verbunden ist und bei dem der in 7 gezeigte Hilfsschaltkreis als Mittelwertspannungsquelle verwendet wird.
22 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Signalübertragungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
23 zeigt einen speziellen Aufbau eines Hilfsschaltkreises, bei dem ein NAND-Gatter verwendet wird.
24 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Signalübertragungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
25 zeigt eine spezielle Konfiguration eines Hilfsschaltkreises, bei dem ein NOR-Gatter verwendet wird.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung wird anhand ihrer Ausführungsbeispiele beschrieben. Die folgenden Ausführungsbeispiele beschränken jedoch nicht den Umfang der vorliegenden Erfindung, die in den Ansprüchen beschrieben ist. Ferner sind nicht alle Merkmalskombinationen, die in den Ausführungsbeispielen beschrieben sind, zur Lösung der vorliegenden Erfindung erforderlich.
6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Signalübertragungsschaltkreises gemäß dieser Erfindung. In 6 beziehen sich DR, RC, LIN, CL und CG auf einen Treiberschaltkreis, einen angesteuerten Schaltkreis, eine Signalleitung, eine Leitungskapazität bzw. eine Eingangskapazität, wie sie unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert worden sind.
Bei dieser Erfindung ist ein Hilfsschaltkreis AC mit einer Stelle einer Signalleitung LIN verbunden. Der Hilfsschaltkreis AC kann beispielsweise durch Verbinden eines Vollrückkopplungsschaltkreises NF mit einem Inverter IV (Polaritäts-Invertierungsschaltkreis) hergestellt werden, der durch einen CMOS-Schaltkreis gebildet ist.
Bei der Übertragung eines Signals mit hoher Geschwindigkeit, kann das Signal, das durch die Signalleitung weitergeleitet wird, durch den Treiberschaltkreis reflektiert werden. In diesem Fall kann bei der Wellenform des reflektierten Signals ein Übersteuern oder Untersteuern entstehen, wenn der Treiberschaltkreis das Signal empfängt. Um das Übersteuern oder Untersteuern zu verringern, kann der Hilfsschaltkreis AC mit dem Abschluß der Signalleitung LIN verbunden werden.
7 zeigt ein Ausführungsbeispiel dieser besonderen Schaltungsanordnung. Bei diesem Ausführungsbeispiel weisen sowohl der Treiberschaltkreis DR als auch der angesteuerte Schaltkreis RC einen Inverter auf, der durch einen CMOS-Schaltkreis gebildet ist. Der Hilfsschaltkreis AC kann ebenfalls durch Verbinden des Vollrückkopplungsschaltkreises NF mit einem Inverter hergestellt sein, der eine CMOS-Schaltungsanordnung aufweist. Bei der Schaltungsanordnung dieses Hilfsschaltkreises AC kann die Spannung an dem gemeinsamen Knoten J des Eingangs- und Ausgangsanschlusses des Inverters annähernd auf die Mittelwertspannung der Energiequellenspannung V_DD – V_SS stabiliert werden. Der Grund hierfür wird unter Bezugnahme auf 8 erläutert.
In 8 stellt die Kurve Y die Gleichstromübertragungscharakteristik (die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung) des Inverters IV dar.
Da der Inverter eine logische Invertierungsfunktion (Negation) hat, zeigt der Inverter eine abfallende Charakteristik in der Umgebung des logischen Schwellwertes.
Wenn hier eine Vollrückkopplung durch Kurzschließen des Eingangsanschlusses mit dem Ausgangsanschluß (oder durch Verbinden des Eingangsanschlusses mit dem Ausgangsanschluß unter Verwendung einer Vorrichtung (wie beispielsweise eines Widerstandes) erfolgt, um einen Hilfsschaltkreis AC gemäß der vorliegenden Erfindung zu bilden, wird der Wert der Eingangsspannung gleich dem Wert der Ausgangsspannung. Wird also eine gerade Linie X, die durch Vin = Vout beschrieben ist, zu der Kurve X eingezeichnet, so wird offensichtlich, daß die Ausgangsspannung dieses Schaltkreises gleich der Y-Koordinate desjenigen Punktes ist, bei dem die gerade Linie X die Kurve Y schneidet.
Dieser Schnittpunkt ist der Punkt, bei dem die Ausgangsspannung auf der Kurve invertiert wird, was die Gleichstromübertragungscharakteristik anzeigt. Mit anderen Worten ist die Y-Koordinate dieses Schnitts gleich dem logischen Schwellwerts des Inverters. In dem Fall, in dem der Eingangswiderstand des P-FET gleich dem des N-FET ist, wobei der P-FET und der N-FET den Inverter bilden, wird dieser Schnittpunkt exakt gleich dem Mittelwert der Energiequellenspannung.
Aus Vereinfachungsgründen wurde hier die Bezeichnung "Eingangswiderstand" verwendet. In Wirklichkeit sind jedoch die Kurvencharakteristika des Eingangswiderstandes des P-FET und des N-FET nicht linear. Für eine etwas genauere Erläuterung wird ein Zeichen, das als Drainstromkoeffizient β bezeichnet wird, als Index verwendet, der der die Leichtigkeit des Fließens des Drainstroms eines FET repräsentiert.
Drainstromkoeffizient β, eine Proportionalitätskonstante, die durch die Größe eines MOS-FET, das Seitenverhältnis oder ähnliches bestimmt ist.
Wenn das β des N-FET und das des P-FET durch βn bzw. βp repräsentiert werden, gilt, βn = (W/Leff)·(∊OX/TOX)·μn, eff βp = (W/Leff)·∊OX/TOX)·μp, effW; Gateweite Leff; effektive Gatelänge, Tox; Dicke des Gateoxidfilms, ψox; Permitivität des Gateoxydfilms, μn, eff; effektive Beweglichkeit der Elektronen, μp, eff; effektive Beweglichkeit der positiven Löcher.
Unter Verwendung dieses β kann der Drainstrom des MOSFET leicht wie folgt ausgedrückt werden: Id = β{(Vgs – Vt)Vds – (1/2) < Vds2)}(Vds ≤ Vgs – ds) Id = (1/2)β(Vgs – Vt)2(Vds > Vgs – ds)
Bei Silizium ist die Beweglichkeit der positiven Löcher annähernd halb so groß wie die der Elektronen. Wenn ein N-FET und ein P-FET gleich hergestellt sind (vorausgesetzt, sie haben die gleiche Schwellspannung) ist folglich festzustellen, daß die Menge des Stroms, die durch den N-FET fließt, doppelt so groß ist, wie die Menge des Stroms, die durch den P-FET fließt.
Der Eingangswiderstand des N-FET ist halb so groß wie der des P-Fet. Standardmäßig wird das β des N-FET normalerweise gleich dem des P-FET gesetzt oder die Gestaltung (Breite, Höhe) des N-FET ist normalerweise gleich der des P-FET.
In dem Fall, in dem das Verhältnis des β des N-FET bezüglich des β des P-FET (βR = βn/βp, beta-Verhältnis) um annähernd das Zehnfache verändert wird, sind die sich ergebenden Veränderungen näherungsweise durch in 8 gezeigten Kurven Y1 und Y2 darstellbar. Y1 kann hier beispielsweise durch Festsetzen von βn > βp (βR = 10) repräsentiert werden und Y2 kann durch Festsetzen von βn < βp (βR = 0.1) repräsentiert werden (βn, βp sind Drainstromkoeffizienten des N-FET bzw. P-FET).
Durch Festsetzen des β-Verhältnisses zwischen dem N-FETQ_N und P-FETQ_P des Inverters IV, der den Treiberschaltkreis RC bildet, kann in diesem Fall in gleicher Weise wie beim Hilfsschaltkreis AC die Schwellspannung, bei der der Treiberschaltkreis RC invertiert ist, gleich der Mittelwertspannung der Energiequellenspannung V_DD – V_SS gesetzt werden.
Durch Festsetzen der Beziehung zwischen dem Inverter IV, der den Hilfsschaltkreis AC bildet und dem Inverter, der den angesteuerten Schaltkreis RC bildet, auf die oben erläuterte Beziehung (bei der das gleiche β-Verhältnis verwendet wird) empfängt somit der auf seine eigene Schwellspannung zentrierte angesteuerte Schaltkreis RC ein Signal, das von dem Treiberschaltkreis DR gesendet wird.
9 zeigt einen äquivalenten Schaltkreis dieses Signalübertragungsschaltkreises. Der Treiberschaltkreis DR kann in äquivalenter Weise durch einen Schalter SW dargestellt werden. R_out die Ausgangsimpedanz des Treiberschaltkreises DR. In 9 ist der Gleichstromwiderstand der Signalleitung LIN fortgelassen. RM repräsentiert einen äquivalenten Widerstand, der äquivalent zur Ausgangsimpedanz des Hilfsschaltkreises AC ist. Mit anderen Worten, der Hilfsschaltkreis AC kann durch einen Schaltkreis repräsentiert sein, der mit der Mittelwertspannung V_C über den äquivalenten Widerstand verbunden ist, dessen Widerstandswert R_T ist.
Wenn der Schalter SW zur Seite des Kontaktpunktes A im Treiberschaltkreis DR geschaltet ist, wird die positive Spannung V_DD der Signalleitung LIN über die Ausgangsimpedanz R_out aufgeprägt. In diesem Fall fließt ein Strom I₁ durch die Impedanz R_T des äquivalenten Widerstandes RM. Gleichzeitig wird eine Spannung E₁ (10a und 10b) am Knoten J erzeugt, die bezüglich der Mittelwertspannung V_C zur positiven Seite verschoben ist. Diese Spannung E₁ kann ausgedrückt werden durch E1 = (VDD – VSS)RT/(RT + ROUT )(1)
Andererseits wird im Treiberschaltkreis DR der Signalleitung LIN die Energiequellenspannung V_SS zugeführt, wenn der Schalter SW auf die Seite des Kontaktpunktes B geschaltet ist. In diesem Fall fließt somit ein Strom I₂ durch die Impedanz des Hilfsschaltkreises AC und die Spannung am Knoten J verschiebt sich bezüglich der Mittelwertspannung V_C auf die negative Seite um E₂. Diese Spannung E₂ kann ausgedrückt werden durch E2 = (VSS – VC)RT/(RT + ROUT) (2)
Wie zuvor erläutert worden ist, ist der Widerstandswert R_T des äquivalenten Widerstandes RM des Hilfsschaltkreises AC klein, was die Beziehung R_T << R_out erfüllt. Die Amplituden E₁ und E₂ der am Knoten J erzeugten Signale sind somit Mikrowerte. Ferner, da der Schwellwert der Invertierungsoperation des angesteuerten Schaltkreises RC gleich der Mittelwertspannung V_C ist, wenn der angesteuerte Schaltkreis RC arbeitet, wird der angesteuerte Schaltkreis RC zuverlässig durch die Spannungen E_A und E_b (10b) invertiert, die innerhalb der Amplitudenbereiche der Spannungen E₁ bzw. E₂ liegen, die am Knoten J erzeugt werden. Der angesteuerte Schaltkreis RC wird somit sofort invertiert, nachdem die Spannung am Knoten J die Mittelwertspannung V_C erzeugt. Selbst wenn der Wert der Summe der Leitungskapazität CL und der Eingangskapazität CG groß ist und die Spannungsänderung der Signalleitung LIN eine Verzögerung aufweist, kann das Ausgangssignal des angesteuerten Schaltkreises RC mit einer Wellenform übertragen werden, die praktisch keine Wellenformdeformation aufweist, wie in 10c gezeigt.
Jetzt wird die Beziehung zwischen der Ausgangsimpedanz RT und der Ausgangsimpedanz R_out erläutert. Wie die oben angegebenen Gleichungen zeigen, sind die Spannungen E₁ und E₂ Funktionen von R_T und R_out. Es ist festzuhalten, daß die Spannungen E₁ und E₂ mit R_T gegen Null gehen. Da jedoch der angesteuerte Schaltkreis RC eine Schwellspannung hat, muß der Wert von R_T innerhalb der Signalempfindlichkeit des angesteuerten Schaltkreises RC festgesetzt sein. Die maximale Eingangspannung, bei der der angesteuerte Schaltkreis RC dazu in der Lage ist, einen stabilen Wert L oder H zu geben, wenn das Eingangssignal L ist, ist mit V_thL bezeichnet. Die minimale Eingangsspannung, bei der der angesteuerte Schaltkreis R dazu in der Lage ist, einen stabilen Wert L oder H abzugeben, wenn das Eingangssignal H ist, ist mit V_thH bezeichnet. Alternativ dazu, wenn das Eingangssignal allmählich von L ansteigt, kann die Eingangsspannung, bei der die Ausgangsspannung des angesteuerten Schaltkreises RC beginnt, sich wesentlich zu ändern, mit V_thL bezeichnet werden. Wenn in diesem Fall das Eingangssignal allmählich von H abnimmt, ist die Eingangsspannung, bei der sich die Ausgangsspannung des angesteuerten Schaltkreises RC wesentlich zu ändern beginnt, mit V_thH bezeichnet. Wenn beispielsweise die Eingangsspannungen V_thL und V_thL des angesteuerten Schaltkreises RC annähernd gleich V_C + (V_DD – V_C) × 0.2, beziehungsweise V_C + (V_SS – V_C) × 0.2 sind, ist es wünschenswert, daß das Verhältnis R_T/R_out zwischen 1/4 und 1/2 ist, entsprechend den Gleichungen (1) und (2).
Es ist festzuhalten, daß die Bezeichnung (Mittelwertspannung), die bei der vorliegenden Beschreibung verwendet wird, nicht notwendigerweise die exakte Mittelwertspannung zwischen den Spannungsquellenspannungen V_S und V_DD bedeutet. Wie unter Bezugnahme auf 8 erläutert worden ist, versteht man unter der Mittelwertspannung jede Zwischenspannung zwischen der Energiequellenspannung V_SS und V_DD, die sich gemäß dem Beta-Verhältnis ändert.
Selbst wenn mehrere angesteuerte Schaltkreise RC, wie in 11 gezeigt, mit einer Leitung LIN verbunden sind, durch Verbinden eines Hilfsschaltkreises AC mit dieser Signalleitung LIN, so arbeitet jeder der angesteuerten Schaltkreise RC entsprechend der Änderung der Ausgangsspannung des Treiberschaltkreises DR. Folglich kann beispielsweise ein simultaner Taktimpuls (ohne Zeitverzögerung) jedem der angesteuerten Schaltkreise RC zugeführt werden.
12 zeigt eine Ausführungsbeispielsvariante des in 11 gezeigten Ausführungsbeispiels. Dieses Ausführungsbeispiel zeigt, daß eine normale Arbeitsweise erreicht wird, unabhängig davon, mit welcher Stelle einer Signalleitung LIN ein Hilfsschaltkreis AC verbunden ist.
Alle oben erläuterten Signalleitungen sind im Inneren desselben Halbleiterchips angeordnet. Um die vorliegende Erfindung auf eine Signalleitung LIN anzuwenden, die, wie in 13 gezeigt, außerhalb eines integrierten Schaltkreises angeordnet ist, muß der Hilfsschaltkreis AC für den Fall, in dem beispielsweise eine Signalleitung LIN mit den integrierten Schaltkreisvorrichtungen LSI₁ und LSI₂ verbunden ist, mit der Abschlußseite der Signalleitung LIN verbunden sein. Mit anderen Worten, ein verteilter Konstantschaltkreis, wie z. B. eine Mikrostreifenleitung, wird im allgemeinen als Signalleitung LIN verwendet, die außerhalb einer integrierten Schaltkreisvorrichtung angeordnet ist, um die charakteristische Impedanz der Signalleitung LIN an eine vorgegebene Impedanz anzupassen. Ein Teil eines verteilten Konstantschaltkreises hat eine Induktivität und eine Kapazität. Es ist somit wünschenswert, den Hilfsschaltkreis mit dem Abschluß der Signalleitung LIN zu verbinden, wie in 13 gezeigt.
13 zeigt eine gedruckte Leiterplatte PCB gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Diese gedruckte Leiterplatte PCB weist eine LSI₁, eine LSI₂ und das Raster einer Signalleitung LIN auf. Ein Hifsschaltkreis AC ist mit dieser Signalleitung LIN verbunden. Die LSI₁ weist einen Treiberschaltkreis zum Aussenden eines Übertragungssignals auf. Die LSI₂ weist einen Treiberschaltkreis zum Empfangen eines Übertragungssignals auf. Wie zuvor erläutert worden ist, ist der Hilfsschaltkreis AC mit dem Abschluß der Signalleitung LIN verbunden. Bei den Fällen der zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiele gibt der Hilfsschaltkreis AC eine vorgegebene Spannung ab, die größer als die Energiequellenspannung V_SS und kleiner als die Energiequellenspannung V_DD ist. Der Hilfsschaltkreis AC hat ferner eine Ausgangsimpedanz, die kleiner als die des Treiberschaltkreises LSI₁ ist.
Die 14 und 15 zeigen Ausführungsbeispielsvarianten des Hilfsschaltkreises AC. Der in 14 gezeigte Hilfsschaltkreis AC ist so ausgeführt, daß er eine Weiterleitungsvorspannung direkt den Gattern des P-FET Q_P bzw. N-FET Q_N aufprägt. Bei dieser Anordnung werden der P-FET Q_P und N-FET Q_N ständig eingeschaltet gehalten, wobei die Spannung am Knoten J auf der Mittelwertspannung zwischen den Spannungen V_DD und V_SS gehalten wird. Der Hilfsschaltkreis AC arbeitet somit als Mittelwertspannungsquelle mit niedriger Impedanz.
15 zeigt einen Hilfsschaltkreis AC, der so ausgeführt ist, daß er einen Pufferschaltkreis LOW mit niedriger Impedanz und eine Mittelwertspannungsquelle EJV in sich vereint. Die Konfiguration des Pufferschaltkreises LOW mit niedriger Impedanz ist der eines Inverters genau entgegengesetzt. Das heißt, der Drain-Anschluß des P-FET Q_P ist mit der negativen Spannungsseite V_SS verbunden, der Source-Anschluß des P-FET Q_P ist mit dem Source-Anschluß des N-FET Q_N verbunden, der Gate-Anschluß des P-FET Q, ist mit dem Gate-Anschluß des N-FET Q_N verbunden und die Mittelwertspannung V_C wird durch die Mittelwertspannungsquelle EJV dem gemeinsamen Knoten der beiden Gatter zugeführt.
16 zeigt einen Pufferschaltkreis LOW mit niedriger Impedanz, der äquivalent zu dem in 15 gezeigten ist. Der P-FET Q_P und der N-FET Q_N, die den in 15 gezeigten Pufferschaltkreis mit niedriger Impedanz LOW bilden, können als Spannungspuffer mit einer Verstärkung 1 angesehen werden. In gleicher Weise wie in 9 gezeigt, können der P-FET Q_P und der N-FET Q_N durch einen äquivalenten Widerstand RM repräsentiert sein, mit dem gleichen Widerstandswert R_V, der gleich der Ausgangsimpedanz bzw. der Mittelwertspannungsquelle EJV ist.
In einem Zustand, in dem der Treiberschaltkreis DR ein L-Logiksignal abgibt, fließt ein Strom I₁ von dem äquivalenten Widerstand RM zur Signalleitung LIN. Die Spannung am Knoten J schiebt sich somit um einen kleinen Wert von der Mittelwertspannung in Richtung zu der negativen Spannung V_SS (L-Logik). In diesem Fall gibt der angesteuerte Schaltkreis RC somit ein H-Logik-Signal ab.
Wenn andererseits der Treiberschaltkreis DR in einen Zustand invertiert ist, in dem der Treiberschaltkreis DR ein H-Logik-Signal abgibt, fließt ein Strom I₂ von der Signalleitung LIN zu dem äuqivalenten Widerstand RM in Richtung der Mittelwertspannungsquelle EJV. Wenn dieser Strom I₂ fließt, verschiebt sich die Spannung am Knoten J von der Mittelwertspannung V_C leicht zur positiven Spannung V_DD. Der Treiberschaltkreis RC wird somit in diesem Zustand in einen Zustand invertiert, in dem der Treiberschaltkreis RC ein L-Logik-Signal abgibt.
Der Widerstandswert R_V des äquivalenten Widerstandes RM wird größer als der Widerstandswert R_T des äquivalenten Widerstandes, der in 9 gezeigt ist. Die Beziehung R_OUT >> R_V gilt jedoch weiterhin. Folglich kann die Spannungsänderung am Knoten J auf eine leichte Änderung der Amplitude gedrückt werden. In gleicher Weise, wie unter Bezugnahme auf die 9 und 10 erläutert worden ist, kann somit das Zeitintervall zwischen dem Moment, zu dem der Ausgangssignalzustand des Treiberschaltkreises DR invertiert ist und dem Zeitpunkt, in dem der Schwellwert des angesteuerten Schaltkreises RC gekreuzt wird, verkürzt werden (da der Wert der Änderung der Spannung klein ist). Folglich kann das in 15 gezeigte Ausführungsbeispiel ebenfalls die Antwortgeschwindigkeit des angesteuerten Schaltkreises RC erhöhen.
Bei dem in 15 gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Mittelwertspannungsquelle EJV unter Verwendung eines Widerstandsteilerschaltkreises aufgebaut. Der in 7 gezeigte Hilfsschaltkreis AC oder der in 14 gezeigte Hilfsschaltkreis AC können ebenfalls für diese Mittelwertspannungsquelle EJV verwendet werden. In dem Fall, in dem der Hilfsschaltkreis AC unter Verwendung einer Mittelwertspannungsquelle EJV und eines Pufferschaltkreises LOW mit niedriger Impedanz verwendet wird, kann der Hilfsschaltkreis AC mit einer Vielzahl von Signalleitungen verbunden sein, wobei eine einzige Mittelwertspannungsquelle EJV die Mittelwertspannung V_C einer Vielzahl von Pufferschaltkreisen LOW mit niedriger Impedanz zuführt, wie in 17 gezeigt.
Wenn eine aktive Vorrichtung eines integrierten Halbleiterschaltkreises mit CMOS-Aufbau in einem stationären Zustand gehalten wird, geht der verbrauchte Strom gegen einen Wert, der nahe bei Null liegt. Wenn die integrierte Halbleiterschaltkreisvorrichtung getestet wird, enthält ein Standardtestvorgang somit einen Schritt, bei dem dieser Stationärzustandsstrom gemessen wird und bei dem getestet wird, ob der Wert des Stroms unterhalb eines vorgegebenen Schwellwertes ist oder nicht. Wenn andererseits der oben beschriebene Hilfsschaltkreis in den integrierten Halbleiterschalt kreis integriert ist, verbraucht der Hilfsschaltkreis AC sogar im Stationärzustand einen Strom. Folglich wird es unmöglich, den Stationärstrom der integrierten Schaltkreisvorrichtung, in die der Hilfsschaltkreis AC integriert ist, zu messen.
Bei den in den 18 bis 21 gezeigten Ausführungsbeispielen sind zur Lösung dieses Problems Abschaltmittel CUT zum Hilfsschaltkreis AC hinzugefügt. Ein Steuersignal wird dann diesem Abschaltmittel CUT zugeführt, um, wenn notwendig, einen Strom abzuschalten, der durch den Hilfsschaltkreis AC fließt. Auf diese Weise kann der Stationärstrom gemessen werden. Bei dem in 18 gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein Abschaltmittel CUT mit dem in 7 gezeigten Hilfsschaltkreis verbunden. Das Abschaltmittel CUT weist einen Steueranschluß CT auf. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der Hilfsschaltkreis AC durch Anlegen eines H-Logik-Signals an den Steueranschluß CT aktiv gehalten. Wenn ein L-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, wird der Hilfsschaltkreis AC in einen inaktiven Zustand geschaltet, in dem der Hilfsschaltkreis AC überhaupt keinen Strom verbraucht.
Mit anderen Worten, wenn ein H-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, schalten die FET Q₁ und FET Q₃ ab und FET Q₂ und FET Q₄ schalten ein. Wenn der FET Q₂ eingeschaltet und der FET Q₁ ausgeschaltet ist, ist der FET Q₅ eingeschaltet und der FET Q₆ abgeschaltet. Der FET Q4 und der FET Q₅ sind folglich eingeschaltet. Durch diese FET Q₄ und FET Q₅ werden die Gates der FET Q_P und FET Q_N miteinander verbunden gehalten und arbeiten wie der Hilfsschaltkreis AC.
Wenn ein L-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, schalten der FET Q₁ und der FET Q₃ ein und der FET Q₂ und der FET Q₄ schalten ab. Da der FET Q₂ abgeschaltet ist und FET Q₁ eingeschaltet ist, schaltet FET Q₅ ab und FET Q₆ schaltet ein. Mit anderen Worten, da FET Q₄ und FET Q₅ abgeschaltet sind und FET Q₃ und FET Q₆ eingeschaltet sind, sind FET Q_P und FET Q_n abgeschaltet. FET Q₁, FET Q₃ und FET Q₅ sind hier eingeschaltet. Da jedoch FET Q₂, FET Q₄ und FET Q₆, die seriell mit FET Q₁, FET Q₃ und FET Q₅ verbunden sind, abschalten, fließt der Energiequellenstrom überhaupt nicht durch den Hilfsschaltkreis AC. Der Stationärstrom kann somit in einem Zustand gemessen werden, in dem ein L-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird.
Bei dem in 19 gezeigten Ausführungsbeispiel ist das Abschaltmittel CUT aus einer Schaltervorrichtung ANS zusammengesetzt, die üblicherweise ein Analogschalter oder ähnliches ist. Wenn die Schaltervorrichtung ANS abgeschaltet ist, sind FET Q_P und FET Q_N, die Komponenten des Hilfsschaltkreises AC sind, abgeschaltet.
20 zeigt einen Fall, in dem ein Abschaltmittel CUT mit dem in 14 gezeigten Hilfsschaltkreis AC verbunden ist. Dieser Fall unterscheidet sich von dem in 18 gezeigten Fall dadurch, daß die Source-Elektroden des FET Q₄ mit der negativen Spannungsquelle V_SS verbunden sind und die Source-Elektroden des FET Q₅ mit der positiven Spannungsquelle V_DD verbunden sind. Wenn diese FET Q₄ und FET Q₅ durch Anlegen eines H-Logik-Signals an den Steueranschluß CT eingeschaltet werden, werden Weiterleitungsvorspannungen V_SS und V_DD an die Gate-Anschlüsse der P-FET Q_P beziehungsweise N-FET Q_N angelegt. Der P-FET Q_P und N-FET Q_N werden folglich eingeschaltet und arbeiten als Hilfsschaltkreis AC.
Wenn ein L-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, schalten FET Q₆ ein und FET Q₄ und FET Q₅ schalten ab. In diesem Zustand sind P-FET Q_P und N-FET Q_N abgeschaltet. Die verbrauchte Strommenge wird folglich annähernd bei Null gehalten.
21 zeigt eine Konfiguration, bei der ein Abschaltmittel mit dem in 15 gezeigten Hilfsschaltkreis AC verbunden ist, wobei ein Pufferschaltkreis LOW mit niedriger Impedanz und eine Mittelwertspannungsquelle EJV in Kombination vorgesehen sind. Dieses Ausführungsbeispiel zeigt ferner einen Fall, bei dem der in 7 gezeigte Hilfsschaltkreis AC als Mittelwertspannungsquelle EJV verwendet wird. CUT 1 bezieht sich hier auf ein Abschaltmittel zum Steuern eines P-FET Q_P1 und eines N-FET Q_N1, welche die Mittelwertspannungsquelle EJV eines Abschaltzustandes bilden. CUT 2 bezieht sich auf ein Abschaltmittel zum Steuern eines P-FET Q_P2 und eines N-FET Q_N2, die den Pufferschaltkreis LOW mit niedriger Impedanz in einem Abschaltzustand bilden.
Wenn ein H-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, schalten die FET Q_4-1 und FET Q_5-1 des Abschaltmittels CUT1 ein, wobei die Gate-Anschlüsse der P-FET Q_p1 und N-FET Q_n1, die die Mittelwertspannungsquelle EJV bilden, durch diese FET Q_4-1 und FET Q_5-1 miteinander verbunden sind. Folglich ist ein Schaltkreis vorgesehen, der identisch mit dem in 7 gezeigten ist, der eine Mittelwertspannung an den Knoten J1 abgibt.
Wenn andererseits ein H-Logik-Signal an den Eingangsanschluß CT angelegt wird, schalten FET Q_4-2 und FET Q_5-2 des Abschaltmittels CUT2 ein. Folglich sind die Gate-Anschlüsse des N-FET Q_N2 und P-FET Q_P2 die den Pufferschaltkreis LOW mit niedriger Impedanz bilden, über FET Q_4-2 und FET Q_5-2 mit einem gemeinsamen Knoten verbunden. Von der Mittelwertspannungsquelle EJV wird dann dem gemeinsamen Knoten eine Mittelwertspannung zugeführt. In diesem Zustand haben somit der N-FET Q_N2 und der P-FET Q_P2 den gleichen Schaltungsaufbau, wie der in 15 gezeigte Pufferschaltkreis LOW mit niedriger Impedanz. Wenn dem Knoten J2 von dem Treiberschaltkreis DR ein Spannungssignal zugeführt wird, arbeiten der N-FET Q₂ und der P-FET Q_P2 in gleicher Weise wie im Zusammenhang mit 15 erläutert worden ist.
Wenn ein L-Logik-Signal an den Eingangsanschluß CT angelegt wird, schalten in dem Abschaltmittel CUT1 die FET Q_3-1 und FET Q_6-1 ein und FET Q_4-1 und FET Q_5-1 schalten ab. Folglich sind die N-FET Q_N1 und P-FET Q_p1, die die Mittelwertspannungsquelle EJV bilden, abgeschaltet.
Im Abschaltmittel CUT2 sind die FET Q_4-2 und FET Q_5-2 abgeschaltet und FET Q_3-2 und FET Q_6-2 sind eingeschaltet. Folglich sind die N-FET Q_N2 und P-FET Q_P2, die den Pufferschaltkreis LOW mit niedriger Impedanz bilden, abgeschaltet. Wenn somit ein L-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, sind auch alle Ströme, die durch den in 21 gezeigten Hilfsschaltkreis fließen, abgeschaltet, was eine Messung des Stationärstroms ermöglicht.
Bei den oben erläuterten Ausführungsbeispielen ist der Hilfsschaltkreis durch Verbinden eines Inverters mit einem Vollrückkopplungsschaltkreis NF gebildet. Im folgenden werden andere Ausführungsbeispiele erläutert, bei denen ein Hilfsschaltkreis vorgesehen ist, der andere Schaltkreise als z. B. einen Inverter IV, ein NAND-Gatter oder ein NOR-Gatter verwendet.
22 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Signalübertragungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung. Im Vergleich zu dem in 6 gezeigten Ausführungsbeispiel, bei dem der Hilfsschaltkreis einen Inverter IV aufweist, weist der Hilfsschaltkreis gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein NAND-Gatter auf. Der in 22 gezeigte Hilfsschaltkreis ist durch Verbinden eines Vollrückkopplungsschaltkreises NF mit einem HAND-Gatter gebildet. Da das NAND-Gatter eine Vielzahl von Eingangsanschlüssen aufweist, kann einer der Eingangsanschlüsse, wie in der Zeichnung gezeigt, als Steueranschluß CT verwendet werden.
23 zeigt ein spezielles Ausführungsbeispiel eines Hilfsschaltkreises, bei dem ein NAND-Gatter verwendet wird. Bei dieser Schaltungsanordnung kann der Hilfsschaltkreis durch Schalten eines Eingangssignals ein- oder ausgeschaltet werden, das dem Steueranschluß CT zwischen dem H-Logik-Signal und dem L-Logik-Signal zugeführt wird. Wenn bei diesem Ausführungsbeispiel das H-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, wird der Hilfsschaltkreis im Arbeitszustand gehalten und ist dazu in der Lage, eine Mittelwertspannung abzugeben. Wenn an den Steueranschluß CT ein L-Logik-Signal angelegt wird, wird der Hilfsschaltkreis im Nicht-Arbeitszustand gehalten und gibt ein H ab.
Wenn ein H-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, schaltet FET Q₁ ein und FET Q₄ ab. Der Drain-Anschluß des FET Q₂ wird somit mit dem Drain-Anschluß des FET Q₃ verbunden gehalten. Der Hilfsschaltkreis wird somit im Arbeitszustand gehalten und gibt eine Mittelwertspannung ab. Durch Festsetzen der β-Verhältnisse der N-FET Q_N und P-FET Q_P, die den angesteuerten Schaltkreis bilden, auf das Beta-Verhältnis des Hilfsschaltkreises kann, wie zuvor erläutert worden ist, die Schwellspannung des angesteuerten Schaltkreises RC bei der der angesteuerte Schaltkreis invertiert wird, gleich der Mittelwertspannung der Energiequellenspannung V_DD – V_SS gesetzt werden. Der angesteuerte Schaltkreis RC ist somit dazu in der Lage, ein Signal zu empfangen, das auf die Schwellspannung des angesteuerten Schaltkreises RC zentriert ist, die von dem Treiberschaltkreis DR übertragen wird.
Wenn andererseits ein L-Logik-Signal an den Steueranschluß angelegt wird, schaltet FET Q₁ ab und FET Q₄ schaltet ein. Die Spannung am gemeinsamen Knoten J wird somit auf H gehalten. Zur Überprüfung eines Stromlecks (stationärer Stromtest), einer integrierten Halbleiterschaltkreisvorrichtung ist die Ausgangsspannung der Übertragungsseite (Treiberschaltkreis DR) gleich der Spannung am gemeinsamen Knoten J zu setzen.
Auf diese Weise kann durch Steuern des dem Steueranschluß CT zugeführten Eingangssignals der Betrieb des Hilfsschaltkreises, der durch Verwenden eines NAND-Gatters gebildet ist, ein- oder ausgeschaltet werden.
24 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Signalübertragungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung. Im Vergleich zu dem in 6 gezeigten Ausführungsbeispiel, welches einen Inverter IV aufweist, weist der Hilfsschaltkreis gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein NOR-Gatter auf. Der in 24 gezeigte Hilfsschaltkreis ist durch Verbinden eines Vollrückkopplungsschaltkreises NF mit einem NOR-Gatter gebildet. Da das NOR-Gatter eine Vielzahl von Eingangsanschlüssen aufweist, kann einer der Eingangsanschlüsse, wie in der Zeichnung gezeigt, als Steueranschluß CT verwendet werden.
25 zeigt ein spezielles Ausführungsbeispiel eines Hilfsschaltkreises, bei dem ein NOR-Gatter verwendet wird. Bei dieser Schaltungsanordnung kann der Hilfsschaltkreis durch Schalten eines Eingangssignals ein- oder ausgeschaltet werden, das dem Steueranschluß CT zwischen dem H-Logik-Signal und dem L-Logik-Signal zugeführt wird. Wenn bei diesem Ausführungsbeispiel an den Steueranschluß CT ein L-Logik-Signal angelegt wird, wird der Hilfsschaltkreis im Arbeitszustand gehalten und ist dazu in der Lage, eine Mittelwertspannung abzugeben. Wenn ein H-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, wird der Hilfsschaltkreis im Nicht-Arbeitszustand gehalten und gibt ein L ab.
Wenn ein L-Logik-Signal an den Steueranschluß CT angelegt wird, schaltet FET Q₁ ab und FET Q₄ schaltet ein. Da der Drain-Anschluß von FET Q₃ mit dem Source-Anschluß von FET Q₂ verbunden ist, wird der Drain-Anschluß von FET Q₃ mit dem Drain-Anschluß von FET Q₄ verbunden gehalten. Der Hilfsschaltkreis wird folglich im Arbeitszustand gehalten und gibt eine Mittelwertspannung ab. Durch Festsetzen der Beta- Verhältnisse der N-FET Q_N und P-FET Q_P, welche den angetriebenen Schaltkreis bilden, auf das Beta-Verhältnis des Hilfsschaltkreises kann, wie oben erläutert worden ist, die Schwellspannung des angesteuerten Schaltkreises RC, womit der angetriebene Schaltkreis invertiert wird, gleich der Mittelwertspannung der Energiequellenspannung V_DD – V_SS gesetzt werden. Der angesteuerte RC ist folglich dazu in der Lage, ein Signal zu empfangen, das auf die Schwellspannung des angesteuerten Schaltkreises RC zentriert ist, die vom Treiberschaltkreis DR übertragen wird.
Wenn andererseits an den Steueranschluß ein H-Logik-Signal angelegt wird, wird FET Q₁ eingeschaltet und FET Q₄ abgeschaltet. Da FET Q₁ eingeschaltet ist, wird die Spannung am gemeinsamen Knoten J auf L gehalten. Zum Überprüfen eines Leckstroms (stationärer Stromtest) einer integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung ist die Ausgangsspannung der Übertragungsseite (Treiberschaltkreis DR) gleich der Spannung am gemeinsamen Knoten J zu setzen.
Durch Steuern des dem Steueranschluß zugeführten Eingangssignals kann auf diese Weise der Betrieb des Hilfsschaltkreises, der unter Verwendung eines NOR-Gatters hergestellt ist, ein- oder ausgeschaltet werden.
Es ist festzuhalten, daß die in 15 gezeigte "Mittelwertspannungsquelle" nicht notwendigerweise die exakte Mittelwertspannung zwischen der Energiequellenspannung V_SS und V_DD abgibt, sondern eine Spannung, die der Schwellspannung des angesteuerten Schaltkreises RC entspricht.
Wie zuvor erläutert worden ist, wird bei der vorliegenden Erfindung die Signalleitung LIN durch Verbinden eines Hilfsschaltkreises AC mit einer Signalleitung LIN mit einer kleinen Amplitude erregt, die auf die Mittelwertspannung der Energiequellenspannung zentriert ist. Ferner wird durch Vorsehen eines niederohmigen Widerstandes, der parallel zu einer Kapazität angeordnet ist, welche die Antwortgeschwindigkeit verringert, die Übertragungszeit verkürzt. Der angesteuerte Schaltkreis RC wird folglich invertiert, wenn sich die Spannung leicht ändert, nachdem das Signal des Treiberschaltkreises DR invertiert wird. Der angesteuerte Schaltkreis RC ist somit in der Lage, mit einer leichten Verzögerung den Zeitpunkt zu detektieren, in dem das vom Treiberschaltkreis DR ausgesandte Signal invertiert ist. Mit anderen Worten, die Antwortzeit des angesteuerten Schaltkreises RC kann beschleunigt werden. Selbst wenn der Treiberschaltkreis DR einen Impuls mit einer schmalen Impulsweite abgibt, ist es somit möglich, diesen Impuls sicher zu detektieren und diesen Impuls auf der Ausgangsseite des angesteuerten Schaltkreises RC zu reproduzieren. Ferner, selbst wenn sich die Energiequellenspannung ändert, ändert sich gemäß dieser Erfindung die Mittelwertspannung V_C, die der Hilfsschaltkreis AC abgibt, entsprechend der Änderung. Selbst wenn sich die Energiequellenspannung in diesem Zustand ändert, folgt somit die Mittelwertspannung V_C dem Schwellwert des angesteuerten Schaltkreises RC. Auf diese Weise kann ständig ein normaler Betrieb aufrechterhalten werden. In einem großen integrierten Halbleiterschaltkreis mit z. B. einem großen Halbleiterchip kann selbst dann, wenn die Gesamtlänge einer Taktsignalversorgungsleitung lang wird, ein Takt zuverlässig zur Abschlußseite dieser Taktsignalleitung übertragen werden.
Ferner, ohne auf eine Taktsignalversorgungsleitung, wie z. B. eine Busleitung, beschränkt zu sein, können selbst dann wenn eine Signalleitung eine Leitungsanordnung hat, bei der mehrere Eingangskondensatoren mit der Signalleitung verbunden sind und mit jedem Platz ein Daten-Empfangsschaltkreis verbunden ist, Daten an alle Datenempfangsschaltkreise übertragen werden. Somit kann durch Anwendung dieser Erfindung ein großer integrierter Schaltkreis realisiert werden.
Ein Hilfsschaltkreis AC mit einem Vollrückkopplungsschaltkreis und einem Beta-Verhältnis, das gleich dem eines angesteuerten Schaltkreises ist, ist dazu in der Lage, automatisch eine Spannung zu erzeugen, die der logischen Schwellwertspannung des angesteuerten Schaltkreises entspricht. Insbesondere in dem Fall, in dem sowohl ein angesteuerter Schaltkreis RC und der Hilfsschaltkreis AC in ein- und derselben Vorrichtung vorgesehen sind (Halbleiterchip) ändert sich die Ausgangsspannung des Hilfsschaltkreises AC entsprechend der logischen Schwellwertspannung des angesteuerten Schaltkreises RC. Selbst wenn sich die logische Schwellwertspannung des angesteuerten Schaltkreises RC ändert, beispielsweise infolge einer Temperaturänderung, kann somit ein Signal mit einem hohen Genauigkeitsgrad übertragen werden. Ferner wird in diesem Fall in der Vorrichtung ein Signal ohne Beeinflussung durch eine Herstellungsabweichung übertragen.
Gemäß dieser Vorrichtung ist ferner ein Abschaltabschluß CUT an Schaltkreisen vorgesehen, wie beispielsweise an einem Hilfsschaltkreis AC und einer Mittelwertspannungsquelle, und eine Konfiguration ist vorgeschlagen worden, die zum Steuern eines Stroms geeignet ist, der durch Schaltkreise, wie beispielsweise durch den Hilfsschaltkreis AC und die Mittelwertspannungsquelle in einem Abschaltzustand durch dieses Abschaltmittel fließt. Selbst wenn der Hilfsschaltkreis AC und die Mittelwertspannungsquelle sich in stationären Zuständen befinden, oder selbst wenn der Hilfsschaltkreis AC und die Mittelwertspannungsquelle einen ungenutzten Strom verbrauchen, kann somit der ungenutzte Strom beseitigt werden, durch Steuern des Hilfsschaltkreises und der Mittelwertspannungsquelle in einen Abschaltzustand.
In dem Fall, in dem eine integrierte Schaltkreisvorrichtung durch einen eingebauten Hilfsschaltkreis AC oder eine Mittelwertspannungsquelle gebildet worden ist oder in dem Fall, in dem die integrierte Halbleiterschaltkreisvorrichtung getestet wird, kann somit der stationäre Strom leicht gemessen werden, was ein weiterer Vorteil ist.
Obwohl die vorliegende Erfindung anhand ihrer Ausführungsbeispiele beschrieben worden ist, ist der Umfang der vorliegenden Erfindung nicht auf diese Ausführungsbeispiele beschränkt. Der Fachmann kann zahlreiche Modifikationen und Verbesserungen an den Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung vornehmen. Den Ansprüchen ist zu entnehmen, daß derart modifizierte oder verbesserte Ausführungsbeispiele ebenfalls vom Umfang der vorliegenden Erfindung abgedeckt sein können.

Claims

Signalübertragungsschaltkreis mit einem Treiberschaltkreis (DR) zum Aussenden eines Übertragungssignals, einer Signalleitung (LIN) zum Weiterleiten des Übertragungssignals und einem angesteuerten Schaltkreis (RC), der durch zwei Energiequellenspannungen V_SS und V_DD (V_DD > V_SS) angesteuert wird, zum Empfangen des Übertragungssignals, das durch die Signalleitung (LIN) weitergeleitet wird, mit einem Hilfsschaltkreis (AC) zum Abgeben einer vorgegebenen Spannung, die größer als die Energiequellenspannung V_SS und kleiner als die Energiequellenspannung V_DD ist, auf die Signalleitung (LIN), dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis (AC) ein NAND-Gatter oder ein NOR-Gatter mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß aufweist und einen Rückkopplungsschaltkreis (NF), der den Eingangsanschluß des NAND-Gatters oder des NOR-Gatters mit dem Ausgangsanschluß des NAND-Gatters oder des NOR-Gatters verbindet und daß das NAND-Gatter oder das NOR-Gatter einen Steuereingang (CT) zum Zuführen eines Steuersignals aufweist, welches einen Strom abschaltet, der zwischen der Signalleitung (LIN) und dem Hilfsschaltkreis (AC) fließt.
Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalleitung (LIN) ein erstes Ende aufweist, das mit dem Treiberschaltkreis (DR) verbunden ist und ein zweites Ende, das mit dem angesteuerten Schaltkreis (RC) verbunden ist; und daß der Hilfsschaltkreis (AC) mit der Signalleitung (LIN) im wesentlichen am zweiten Ende verbunden ist.