DE19839979A1

DE19839979A1 - Einrichtung zum Messen der Temperatur einer Vorrichtung

Info

Publication number: DE19839979A1
Application number: DE19839979A
Authority: DE
Inventors: Mehmet Aslan; Suemer Can
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1997-12-11
Filing date: 1998-09-02
Publication date: 1999-07-08
Also published as: JPH11211574A; JP3054404B2; KR100294135B1; KR19990062498A; US6149299A

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung und ein Verfahren zum Messen der Temperatur einer Vorrichtung, insbesondere einer Halbleitervorrichtung und spezieller eines Chips mit inte grierter Schaltung, auf den direkt ein Temperatursensor aufgesetzt ist. Die zum Verarbeiten der Sensorsignale und zum Bestimmen der Chip-Temperatur benötigte Schaltung ist auf ei nem gesonderten Substrat angeordnet. Verfahren zum Beeinflussen des Rauschens und zur Fehlervermeidung bei der Verarbeitung der empfangenen Signale zum Bestimmen der Vorrichtungstemperatur bilden ebenfalls Teil der Erfindung.

In der Halbleiterindustrie werden Temperatursensoren dazu eingesetzt, um die Betriebstempe ratur von Vorrichtungen zu überwachen, die auf Chips mit integrierten Schaltungen sitzen. Üblicherweise werden der aktuelle Sensor und die zugehörige Schaltung auf einem Chip an geordnet, der von dem die Vorrichtung aufweisenden Chip getrennt ist, deren Temperatur überwacht werden soll. Der Sensorchip wird dann nahe dem die interessierende Vorrichtung enthaltenden Chip plaziert. Dies bedeutet in der Realität, daß der Temperatursensor die Tem peratur der örtlichen Umgebung der Vorrichtung und nicht deren tatsächliche Temperatur selbst erfaßt.

Oft werden Halbleiter-Übergangsdioden als Temperatursensoren für integrierte Schaltkreis vorrichtungen eingesetzt. Ein solcher Diodensensor ist in Fig. 1 dargestellt. Wenn eine sol che Diode auf einen vorgegebenen Strom vorgespannt ist und die Übergangstemperatur sich verändert, zeigt der Spannungsverlauf über der Diode eine nahezu lineare Änderung mit der Temperatur. Die Kurve des Diodenspannungsverlaufes über der Temperatur hat einen negati ven Koeffizienten, wobei die Diodenspannung gleich der Bandlückenspannung von Silizium beim absoluten Temperatur-Nullpunkt (0° Kelvin) ist. Das Verhältnis zwischen V_d (Tr), der Diodenspannung bei einer Referenztemperatur Tr, und V_d (T), der Diodenspannung bei einer Temperatur T, kann ausgedrückt werden durch:

Dies ist eine linearisierte Diodengleichung, welche die Beziehung von V_d zu T repräsentiert. In dieser Gleichung ist V_bg die Silizium-Bandlückenspannung der Diode. Wie evident ist, können Messungen der Diodenspannung direkt für die Temperaturerfassung dienen. Jedoch hat die Beziehung zwischen V_d und T eine Krümmung (Nichtlinearität) zu der Temperatur zu-Vorwärtsspannungs-Übertragungsfunktion, welche in der Größenordnung einiger Prozente oberhalb des normalen Silizium-Betriebstemperaturbereiches liegt. Solche Sensoren zeigen auch eine Varianz von Verfahren zu Verfahren und über die Silizium-Wafer (d. h. von Sensor zu Sensor). Die Übergangsdioden erfordern daher eine Kalibrierung und führen zu Fehlern am Einsatz als Temperatursensoren.

Die Dioden-Vorwärtsspannung als Funktion der Temperatur kann auch durch die Stromquelle (I_F) und den Sperr-Sättigungsstrom (I_S) ausgedrückt werden. In diesem Fall wird die Dioden spannung V_F ausgedrückt als

V_F = (kT/q) ln (I_F/I_S), (2)

worin k die Boltzmann'sche Konstante und q die Elektronenladung ist.

Wie erwähnt, hat der Einsatz einer einzelnen Diode als Temperatursensor den Nachteil, daß die Messungen Verfahrensschwankungen und nicht Nicht-Linearitäts-Problemen unterliegen. Aus diesem Grund wird gelegentlich eine Zwei-Sensor-Differenz-Meßtechnik eingesetzt.

Eine Differenz-Meßtechnik basiert auf der Messung der Differenz der Vorwärtsspannungen zweier Übergänge, die mit verschiedenen Stromdichten arbeiten. Fig. 2 zeigt eine Schema- Darstellung, wie zwei Übergangsdioden als Temperatursensoren eingesetzt werden können, um Teil einer Differenztemperaturmessung zu bilden. Unterschiedliche Stromdichten können mit verschiedenen Kombinationen von Dioden-Gebieten bzw. -Flächen und -Strömen erzielt werden. Eine typische Lösung kann darin gesehen werden, über zwei Dioden D1 und D2 glei che Kollektor-Ströme fließen zu lassen, wobei die beiden Dioden jedoch unterschiedliche Gebiete bzw. Flächen haben (z. B. kann das Gebiet bzw. die Fläche von D2 das Zehnfache des Gebietes bzw. der Fläche von D1 betragen). Der Unterschied zwischen den betreffenden Vorwärtsspannungen wird dann proportional zum Logarythmus des Stromdichteverhältnisses und der absoluten Temperatur, wie sich aus der folgenden Gleichung ergibt:

V_F1-V_F2 = (kT/q) ln (J₁/J₂). (3).

In dieser Gleichung sind J₁ und J₂ die Stromdichten (Strom je Einheitsfläche) von D1 und D2.

Die Differenz-Ausgangsspannung ist eine ziemliche kleine Spannung (üblicherweise ein Bruchteil eines Millivolt/K), so daß sie verstärkt werden muß, um einen bequemen Tempera turkoeffizienten (z. B. 10mV/K) als Ausgang der Verarbeitungsschaltung zu schaffen. Diese Technik wird eingesetzt, um Silizium-Temperatursensoren mit Ausgangsspannungen oder -strömen zu erzeugen, die proportional zur absoluten Temperatur sind.

Fig. 3 zeigt ein Schema eines Temperatursensors 100, der von einer Übergangsdiode 102 gebildet ist, welche zum Messen der Temperatur einer integrierten Schaltung verwendet wer den kann. Die Übergangsdiode 102 ist durch ihre Übergangstemperatur T_j gekennzeichnet. Der Übergang wird von einem p-Gebiet gebildet, das in ein n-Substrat eingelassen ist. Die Diode 102 ist üblicherweise auf einem Metallrahmen 104 angebracht, der zusammen mit ei nem Einkapsel-Material als Gehäuse für den Sensor 100 dient. Das Gehäuse hat eine Gehäu setemperatur T_c. Wenn die Temperatur einer Vorrichtung wie erwähnt gemessen wird, wird der Sensor 100 in die nächste Nähe der interessierenden Vorrichtung plaziert, jedoch davon getrennt in einer durch die Umgebungstemperatur T_A gekennzeichneten Region. Für den Senor nach Fig. 3 sind T_j und T_A durch die Beziehung verknüpft:

T_j-T_A = θ_jA.P_j,

worin θ_jA der Wärmewiderstand zwischen dem Übergang der Diode und der Umgebung und P_j die am Übergang dissipierte Energie sind. Wenn die am Übergang dissipierte Energie klein ist, dann gilt

T_j-T_A ≈ 0, was bedeutet T_j ≈ T_A.

Somit liegt in dieser Situation die Umgebungstemperatur sehr nah bei der Übergangstempe ratur. Dies heißt, daß die Übergangstemperatur als gute Annäherung an die Umgebungstem peratur aufgefaßt werden kann. Somit kann eine Übergangsdiode mit sehr kleiner Energie- Dissipation dazu eingesetzt werden, genau die Temperatur der Umgebung zu messen. Dies bedeutet jedoch nicht, daß die Umgebungstemperatur eine exakte Anzeige der Temperatur einer Halbleitervorrichtung in der betreffenden Umgebung geben könnte.

Wie von den Erfindern erkannt wurde, sind die herkömmlichen Temperaturmeßverfahren, wie sie anhand der Fig. 1 bis 3 beschrieben sind, nicht zufriedenstellend für moderne inte grierte Schaltungen. Mit der Entwicklung von Vorrichtungen höhere Taktgeschwindigkeiten wird die Genauigkeit, mit welcher die Temperatur einer Vorrichtung bestimmt werden kann, wichtiger. Dies liegt daran, daß derartige Vorrichtungen gewöhnlich größere Wärme erzeugen als Vorrichtungen mit kleinerer Taktgeschwindigkeit. Es ist wichtig, die erzeugte Wärme und somit die Temperatur genauer zu überwachen, um Fehler oder Ausfälle der Vorrichtungen zu vermeiden. Somit hilft die Kenntnis der aktuellen Vorrichtungstemperaturen im Betrieb dazu, die Verläßlichkeit und Leistungsfähigkeit einer Vorrichtung zu gewährleisten.

Fig. 4 zeigt ein Schema, wie der Temperatursensor nach Fig. 3 üblicherweise einzusetzen ist, um die Temperatur eines Chips mit integrierter Schaltung oder einer auf diesem Chip ge formten Vorrichtung gemessen werden kann. In dieser Figur ist mit IC₁ die integrierte Schal tung bezeichnet, deren Temperatur zu messen ist. Die integrierte Schaltung IC₁ ist auf einer Leiterplatte mit gedruckter Schaltung montiert. Ein Beispiel einer solchen Schaltung wäre ein Mikroprozessor. IC₂ ist der Temperatursensor 100 gemäß Fig. 3, der zum Messen der Um gebungstemperatur des Raumes unterhalb IC₁ eingesetzt ist. Da gilt:

T_j2-T_A = θ_j2AP_j2,

und P_j2 sehr klein ist, wird T_j2 ≈ T_A. Jedoch ist P_j1 (die Energie-Disspation von IC₁) nicht not wendig klein. Überdies ist diese Größe zeitabhängig. Aus der Beziehung

T_j1-T_A = θ_j1AP_j1,

ist ersichtlich, daß allein die Messung der Temperatur T_A nicht ausreichend ist, um die Tem peratur der IC₁ (d. h. T_j1) zu bestimmen. Es ist ferner nötig, die Werte von θ_j1A und P_j1 zu kennen. θ_j1A können getrennt gemessen und für eine bestimmte Packung enthaltend die IC₁ bestimmt werden. Jedoch ist P_j1 nicht konstant sondern hängt vom Betriebszustand der IC₁ ab.

Während des Betriebes der derzeit erhältlichen Hochgeschwindigkeits-IC-Schaltungen kann P_j1 von einem sehr kleinen Wert (z. B. bei Leerlauf) zu großen Werten im Betrieb mit voller Geschwindigkeit variieren. Dies gilt insbesondere für Mikroprozessoren, die mit Taktge schwindigkeiten von hunderten MHz arbeiten. Da die Energie-Dissipation integrierter Schal tungen direkt proportional zur Taktgeschwindigkeit ist, stellt P_j1 eine Größe dar, die nicht verläßlich abgeschätzt werden kann. Dies bedeutet, daß herkömmliche Fern- Temperaturmeßmethoden in vielen Fällen nicht eingesetzt werden können, um die Tempera tur der Hochgeschwindigkeits-Vorrichtungen exakt zu bestimmen.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Einrichtung und ein Verfahren zum genauen Messen der aktuellen Betriebstemperatur einer Halbleitervorrichtung zu schaffen. Diese Aufgabe ist durch eine Einrichtung nach Anspruch 1 und durch ein Verfahren nach Anspruch 10 gelöst.

Die Erfindung ist auf eine Einrichtung oder ein Verfahren zum direkten Messen der Be triebstemperatur einer Halbleitervorrichtung gerichtet. Ein Temperatursensor ist direkt auf einem die Vorrichtung enthaltenden Substrat angeordnet, deren Temperatur interessiert. Die Verarbeitungsschaltung zum Verarbeiten der Sensorsignale ist auf einem gesonderten Substrat untergebracht. Da der Sensor auf dem gleichen Substrat wie die interessierende Vorrichtung angeordnet ist, wird Rauschen der Sensorsignale durch in das Substrat von der Vorrichtung injizierte Elektronen erzeugt. Die Erfindung umfaßt Methoden zum Verhindern von Rauschen und Fehlern bei der Temperaturmessung, um so eine sehr genaue Bestimmung der Betriebstemperatur der Vorrichtung zu ermöglichen.

Die Erfindung ist im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an Ausführungsbeispielen mit weiteren Einzelheiten näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schema einer Übergangsdiode, die als Temperatursensor eingesetzt ist;

Fig. 2 ein Schaltschema, das zeigt, wie zwei Übergangsdioden als Temperatursenso ren eingesetzt werden können, um Teil einer Differenz temperaturmeßeinrichtung zu bilden;

Fig. 3 ein Schema eines aus einer Übergangdiode bestehenden Temperatursensors, der zum Messen einer Temperatur einer integrierten Schaltung eingesetzt wer den kann;

Fig. 4 ein Schema des Einsatzes eines Sensors nach Fig. 3 zum Messen der Tempe ratur eines Chips mit integrierter Schaltung;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführung der Erfindung zum direktem Mes sen der Temperatur eines gesonderten Körpers;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführung der Erfindung zum direktem Messen der Temperatur eines gesonderten Körpers;

Fig. 7 eine Seitenansicht der Struktur eines Substrat-Transistors, der als Temperatur messvorrichtung eingesetzt ist;

Fig. 8-10 schematische Schaltungsanordnungen eines Modells des substrat-injizierten Rauschens für ein Substrat enthaltend einen die Temperatur messenden Über gang;

Fig. 11 ein Schema einer einzelnen Übergangsdiode und deren zugeordneten Rausch- Term im Einsatz zum Verwirklichen der direkten Temperaturmessung nach der Erfindung;

Fig. 12 ein Schema mit zwei Übergangsdioden und den zugeordneten Rausch-Termen im Einsatz zum Verwirklichen der direkten Temperaturmessung gemäß der Er findung;

Fig. 13-16 Schalt-Schemata, welche Meßanordnungen nach vier Methoden zum Realisie ren der Temperaturmessung nach der Erfindung in der Umgebung einer von Rauschen behafteten Schaltung darstellen.

Die Erfinder haben erkannt, daß eine genauere Messung der Betriebstemperatur einer interes sierenden Vorrichtung dadurch erhalten werden kann, daß ein Temperatursensor direkt auf das die Vorrichtung enthaltende Substrat plaziert wird. Die zugehörige Verarbeitungsschal tung zum Erzeugen und Verarbeiten der Sensorsignale ist auf einem zweiten Substrat ange ordnet. Dieses plaziert den Sensor näher an der Vorrichtung, deren Temperatur interessiert, und ermöglicht eine genauere Temperaturmessung. Die Erfinder haben auch erkannt, daß die se Sensoranordnung zu einem Erhöhen der Rauschkomponenten in den Sensorsignalen auf grund der von der interessierenden Vorrichtung in das gemeinsame Substrat des Sensors und der Vorrichtung injizierten Elektronen führen kann. Dieses Rauschproblem wird durch erfin dungsgemäße Maßnahmen zum "Modellieren" und Löschen des Rauschens gelöst.

Der bei den Ausführungen nach der Erfindung eingesetzte Temperatursensor ist typisch ein p- n-Übergang eines bipolaren Übergangstransistors oder einer CMOS-Vorrichtung. Die Bezie hung zwischen dem über den Übergang (I) fließenden Strom, der Spannung am Übergang (V_D) und der Temperatur (T) am Übergang ist gegeben mit:

V_D = V_T ln (I/I_S), (4)

worin

V_T = k T/q

ist, mit k als der Boltzmann-Konstanten, q als der Elektronenladung und I_s als ein verfahrens bezogener Parameter, der proportional zum Übergangs-Gebiet bzw. zur Übergangsfläche ist.

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausführung der Erfindung zum direkten Messen der Temperatur eines gesonderten Körpers. Die in Fig. 5 gezeigte Ausführung wird als "Single- ended"-Meßart bezeichnet, weil nur ein einziger Abfühl- bzw. Meßübergang vorgesehen ist (in der Zeichnung mit 150 bezeichnet), der auf dem die interessierende Vorrichtung enthal tenden Substrat plaziert ist (Substrat "B" in der Figur).

Eine Temperaturmessung unter Anwendung der Einrichtung nach Fig. 5 wird durch Treiben eines ersten Stromes I₁ über den Übergang J₁ 150 zum Zeitpunkt t₁, gefolgt von dem Treiben eines zweiten Stromes I₂ über den Übergang J₁ 150 zum Zeitpunkt t₂ durchgeführt. Die Diffe renz der Übergangsspannungen zu den Zeiten t₁ und t₂ wird dann bestimmt und dazu genutzt, die Übergangstemperatur zu ermitteln.

Fig. 6 ist ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführung der Erfindung zum direkten Messen der Temperatur eines gesonderten Körpers. Die in Fig. 6 gezeigte Ausführung wird als "Diffe renz"-Erfassungsart bezeichnet, weil zwei Abfühlübergänge (Elemente 160 und 162 in der Zeichnung) auf dem die interessierende Vorrichtung enthaltenden Substrat (als Substrat "B" in der Figur bezeichnet) plaziert sind und die Differenz zwischen den Übergangsspannungen dazu genutzt wird, die Temperatur anzuzeigen. Eine Temperaturmessung wird unter Einsatz der Einrichtung nach Fig. 6 dadurch durchgeführt, daß gleichzeitig ein erster Strom I₁ über den Übergang J₁ 160 und ein zweiter Strom I₂ über den Übergang J₂ 162 getrieben werden.

Durch Plazieren der Abfühlübergänge (die nichts anderes als eine Diode darstellen) auf dem Substrat B und vorzugsweise innerhalb der Vorrichtung, deren Temperatur gemessen werden soll, kann die Meßvorrichtung IC₂ (auf dem in der Figur mit "A" bezeichneten Substrat) di rekt die Übergangstemperatur des IC₁ (auf dem Substrat "B" in der Figur) messen. Die ge messenen, von der IC₂ verarbeiteten Daten können zurück zur IC₁ über eine Datenkommum kationsleitung geführt werden, die ein serieller Bus sein kann, über den die Daten als Pulsfol ge digital übertragen werden. Diese Information kann dann von der Vorrichtung auf dem IC₁ dazu verwendet werden, deren Betrieb zu kontrollieren oder ein Fehlersignal beliebiger Art zu initiieren.

Bei den beschriebenen Temperaturmeßarten sind zwei Hauptpunkte zu beobachten:

1. Die IC₂ sollte die Temperatursensor-Information schnell genug bearbeiten und zu der IC₁ zeitgerecht vor dem Anwachsen der Temperatur der IC₁ auf kritische Werte übertragen, und
2. die IC₂ sollte die Temperatur der IC₁ genau messen. Wenn die Sensorinfor mation, die gewöhnlich die Diodenspannung(en) ist, durch Geräusch "verun reinigt" ist, wird die Temperaturerfassung ungenau. Da die Sensordioden in einem Hochgeschwindigkeits-VLSI (hergestellt in CMOS-Technik) vorgese hen sind, ist sehr wahrscheinlich, daß die Diodenspannungen durch in das Substrat injiziiertes Rauschen "verunreinigt" bzw. verfälscht sind.

Während sowohl die "Single-ended"- als auch die Differenz-Meßweise die erforderlichen Daten liefern können, ist die Differenz-Meßweise aus den folgenden Gründen bevorzugt:

1. Eine "Single-ended"-Meßweise erfordert zwei Taktzyklen, um die Datener fassung zu komplettieren. Ein Taktzyklus reicht aus, wenn eine Differenz- Meßweise eingesetzt wird;
2. eine "Single-ended"-Meßweise erfordert Datenspeicherkapazität;
3. bei Einsatz einer Differenz-Meßweise kann die Spannungsdifferenz direkt unter Einsatz eines Kondensators abgetastet werden. Dies macht die erfaßten Signale besser immun gegen Basisrauschen; und
4. bei Einsatz einer Differenz-Meßweise müssen die Übergangs-Gebiete bzw. -flächen nicht gleich sein. Dies sorgt für ein genaueres Ablesen im Vergleich zu dem "Single-ended"-Messen bei gleichem Stromverhältnis.

Aufgrund der Bedeutung des Rauschfaktors entwickelten die Erfinder ein Modell für das sub strat-injizierte Rauschen. Sie entwickelten ferner Methoden zum Eliminieren oder Verringern des Geräusches unter Einsatz innovativer Temperatur-Meßweisen. Somit haben die Erfinder eine Möglichkeit gefunden, Substrat-Rauschen zu "modellieren" und mehrere Konfiguratio nen vorgeschlagen, welche den Rauschanteil aufgrund der Temperaturmessung eliminieren. Die Erfinder haben das Rauschproblem sowohl bei der Meßweise mit einer einzigen Diode als auch mit zwei Dioden untersucht.

Zusätzlich zu dem Rauschen stellt die Geschwindigkeit, mit welcher die Messung durchge führt werden kann, ein wichtiges Leistungskriterium dar. Bei gewissen Anwendungen kann die Temperatur sehr schnell ansteigen. Der Anwender der Meßtechnik nach der Erfindung muß in die Lage versetzt werden, die Temperaturinformationen mit ausreichender Geschwin digkeit und Genauigkeit zu erfassen und zu verarbeiten.

Bei Verwendung einer einzigen Diode zur Temperaturmessung wird die Diodenspannung in zwei aufeinanderfolgenden Intervallen für zwei unterschiedliche Stromdichten gemessen. Daher ist die Wandlung der Temperatur in digitale serielle Daten zweimal langsamer als das Erfassen mit zwei Dioden, bei der jede Diode mit zwei verschiedenen Stromdichten betrieben und die Differenz der Diodenspannungen in einem einzigen Zeitintervall erfaßt werden.

Ein weiterer Vorteil der Meßweise mit zwei Dioden besteht darin, daß die Rauschinjektion bei jedem Diodenanschluß weitgehend bei der Anwendung der Differenz-Meßtechnik ge löscht werden kann. Im vorliegenden Fall haben die Erfinder Konfigurationen sowohl für Lö sungen mit einer Diode als auch mit zwei Dioden vorgeschlagen, um einen größeren Bereich von Anwendungen abzudecken.

Beeinflussen des substrat-injizierten Rauschens

Wie gesagt haben die Erfinder ein Modell des Rauschens entwickelt, welches in ein Substrat injiziert wird, auf dem ein die Temperatur fühlender Übergang mitsamt anderer Vorrichtun gen auf dem gleichen Substrat fabriziert ist. Dies ist eine für das Erfindungskonzept spezifi sche Schwierigkeit, die nicht vorkommt, wenn der Temperatursensor auf einem anderen Sub strat als demjenigen plaziert wird, welches die Vorrichtung trägt, deren Temperatur gemessen werden soll.

In der folgenden Diskussion der Entwicklung eines Modells des substrat-injizierten Rau schens für Temperaturmeßübergänge ist nur eine kleine n-Trog-CMOS-Technik betrachtet. Der durchschnittliche Fachmann erkennt, daß das gleiche Konzept auch bei einer p-Trog- CMOS-Technik und bipolarer Technik anwendbar ist.

Der Substrat-pnp-Transistor, der natürlich in n-Trog-CMOS-Technik geformt ist, wird als Temperatur-Meßvorrichtung eingesetzt. Die Substrat-pnp-Struktur wird durch stark dotierte p⁺-Diffusion in einen leicht dotierten n-Trog und das leicht dotierte p-Substrat hinein gemäß Fig. 7 geformt, die eine Seitenansicht darstellt, welche die Struktur eines Substrat-Transistors zur Verwendung als Temperatur-Meßvorrichtung darstellt. Wie in dieser Figur gezeigt ist, bilden der p⁺-Diffusionsbereich und der n-Trog den Emitter-Basis-Übergang, und der p-Substrat-zu-n-Trog-Übergang bildet den Kollektor-Basis-Übergang des Substrat-pnp-Transistors. Der n-Trog und das p-Substrat sind diejenigen Stellen, wo p-Kanal- und n-Kanal- MOS-Transistoren unter Einsatz der n-Trog-CMOS-Technik aufgebaut werden. Wenn eine solche Struktur das gleiche p-Substrat mit einem digitalen CMOS VLSI teilt, wird das p-Substrat stark rauschend ("very noisy") aufgrund der auf das Substrat durch Schalten der MOS-Transistoren einwirkenden Ladungen. Die Rauschbeladung kann in den n-Trog vermö gender Verarmungskapazität am Übergang von dem p-Substrat zum n-Trog injiziert werden.

Einige dieser Ladungen werden von dem Emitter über den n-Trog-p⁺-Übergang angesammelt, selbst wenn die n-Trog-Basis geerdet ist. Jedoch wird dieser Trog für Rauschladungsinjektio nen als klein erwartet. Üblicherweise wird angenommen, daß eine bedeutendere Quelle von Rauschladungsinjektionen der direkte Zugang zum Emitter-Anschluß des Meßübergangs auf grund der ESD-(elektrostatische Entladung)Schutzstruktur an diesem Anschluß ist. Die Rauschladungsinjektion wird dann als signifikant erwartet, wenn einer der beiden bekannte sten ESD-Strukturen, nämlich die NMOS-Klemmbauweise oder die Diodenklemmbauweise eingesetzt werden.

Basierend auf der im vorigen Absatz diskutierten Substrat-Rauschinjektion kann nun der Rauschanteil im Meßsignal "modelliert" werden. Die Fig. 8 bis 10 zeigen schematische Dar stellungen von Modellen des substratinjizierten Rauschens für ein Substrat enthaltend einen Temperatur-Meßübergang. In Fig. 8 ist die Temperatur messende pnp-Vorrichtung mit Q be zeichnet, wobei das statistische Rauschen in dem digitalen Substrat durch eine Quellenspan nung V_sn, und die Übergangskapazität, welche das Rauschen in den Meßstift injiziert, durch C_j repräsentiert ist, worin C_j eine von der Übergangskapazität abhängige Spannung darstellt.

Die Rauschbeladung (Q_n), welche in den Meßstift injiziert wird, ist gegeben durch

Q_n = C_j*V_sn.

Ausgehend von dieser Gleichung kann der Rauschstrom am Meßstift ausgedrückt werden zu:

i_n = dQ_n/dt = C_j dV_sn/dt + V_sn ∂Q_n/∂V_sn.dV_sn/dt.

Unter der Annahme einer geringen Abhängigkeit der Größe C_j von V_sn kann die Gleichung umgeschrieben werden zu:

i_n = C_j dV_sn/dt + C*_j dV_sn/dt,

worin C_j und C*_j allgemein nichtlineare (spannungsabhängige) Kapazitäten darstellen. Diese Gleichung kann zum Zwecke für kleine Signalmodellierung linearisiert werden. Für große Signalmodellierungen steht ein anzuwendender allgemeiner Ausdruck gemäß der folgenden Gleichung zur Verfügung:

i_n = _j (v_sn) dv_sn/dt = i_n (v_sn).

Die in Fig. 8 dargestellte Modellschaltung für substratinjiziertes Rauschen kann vereinfacht und gemäß Fig. 9 neu gezeichnet werden. Aus dieser Figur kann ein äquivalentes, substratin jiziertes Spannungsrauschen abgeleitet werden. Der durch die Diode fließende Strom (I_d) ist gegeben durch:

I_d = I + i_n.

Ersetzen von I_d in der bekannten Diodengleichung ergibt:

v_s = v_T ln [(I + i_n)/I_s)],

worin v_T = kT/q die Wärmespannung (k ist wiederum die Boltzmann-Konstante, q ist die elektronische Ladung und T ist die absolute Temperatur). I_n (in der Gleichung als i_n bezeich net) ist der substratinjizierte Rauschstrom, I_S ist der Sättigungsstrom der Diode und I ist der Vorspannungsstrom. Die Gleichung v_s kann wie folgt manipuliert und umgeschrieben wer den:

v_s = v_T ln [I/I_s (1+ i_n/I_s)] =
v_T ln I/I_s + v_T ln (1+ i_n/I_s).

Da i_n/I « 1 ist (durch Wählen eines hinreichend großen Vorspannungsstromes) und ln (1+ i_n/I) ≈ i_n/I gilt, kann die Gleichung umgeschrieben werden zu:

v_s ≈ v_T ln (I/I_s) + v_T (i_n/I).

Der erste Term kann durch den Term für die rauschfreie Diodenspannung v_d ersetzt werden und der zweite Term kann zu e_n umbenannt werden, um zu erhalten:

v_s = v_d + e_n,

worin e_n die äquivalente, substratinjizierte Rauschspannung an dem Meßstift ist. Die neue äquivalente Rauschschaltung ist in Fig. 10 dargestellt.

Implementierungen der Erfindung

Im ersten Abschnitt dieser Beschreibung sind allgemeine Techniken zum Erfassen der Tem peratur eines gesonderten Halbleiterkörpers diskutiert. Im nächsten Abschnitt sind die Wir kungen und der Mechanismus substratinjizierten Rauschens auf einen Temperaturerfassungs- Übergang diskutiert. Ferner ist ein Modell für das substratinjizierte Rauschen vorgestellt wor den.

Im folgenden Abschnitt wird erneut das allgemeine Temperaturmeßproblem betrachtet, und es werden vier Temperaturmeßkonfigurationen vorgestellt, welche die Wirkungen des substra tinjizierten Rauschens eliminieren. In diesem Abschnitt werden zwei Techniken für die Tem peraturmessungen in einer rauschbehafteten VLSI-Schaltung untersucht. Die erste Methode setzt eine einzige Übergangsdiode ein, welche mit zwei unterschiedlichen Vorspannungen arbeitet, um unterschiedliche Stromdichten zu erhalten. Die zweite Methode wendet zwei Übergangsdioden an, deren unterschiedliche Stromdichten entweder durch Diodenpaare mit unterschiedlichen Dichten oder durch verschieden große Vorspannströme erreicht werden.

Temperatursensor für einen rauschbehafteten VLSI-Chip unter Einsatz einer einzigen Über gangsdiode

Fig. 11 zeigt ein Schema einer einzigen Übergangsdiode 200 und das zugehörige Strom- Rauschen 202 bei Einsatz in einem direkten Temperaturmeßverfahren gemäß der Erfindung.

Zwei unterschiedliche Pegel von Vorsspannungsströmen (in der Zeichnung mit I₁ und I₂ be zeichnet) werden nacheinander unter Nutzung der Schalter S₁ und S₂ angelegt. I₂ ist ein ganz zahliges Vielfaches von I₁.

Während des Zeitintervalls Δt₁ ist der Schalter S₁ geschlossen und der Schalter S₂ geöffnet. Die Spannungsausgangsabgriff "out" läßt sich darstellen durch:

worin V_T die thermische Spannung und I_S der Sättigungsstrom der Diode 200 bedeuten. Wäh rend des folgenden Zeitintervalls Δt₂ ist der Schalter S₁ geöffnet und der Schalter S₂ geschlos sen. Die Ausgangsspannung während dieses Zeitintervalls ist gegeben mit:

worin N eine Konstante ist (das Verhältnis aus I₂ zu I₁).

Wenn die Spannungen V₀₁ und V₀₂ in Zeitintervallen Δt₁ und Δt₂ gespeichert und in einer ge eigneten Signalverarbeitungsschaltung voneinander subtrahiert werden, ergibt sich eine Span nungsdifferenz ΔV₀ gemäß folgender Beziehung:

Nach Umformung und unter Berücksichtigung der Tatsache, daß i_n « I₁ ist, ergibt sich die folgende Gleichung:

Die thermische Spannung V_T in Gleichung (8) ist gegeben mit:

worin k die Boltzmann'sche Konstante, q die elektronische Ladung, T₀ die Referenztempera tur (300° K) und T die zu messende Temperatur sind.

Durch Einsetzen der Gleichung (9) in Gleichung (8) läßt sich ein Ausdruck für die normierte Temperatur T/T₀ ableiten. In Gleichung (10) ist ΔV₀ die elektronisch errechnete (aufgrund zweier sequentieller Messungen) Spannungsdifferenz, V_T0 ist die thermische Spannung bei Referenztemperatur und der Fehlerterm(en) ist die äquivalente Rauschspannung, welche als Temperaturmeßfehler erscheint:

Somit kann mittels zweier aufeinanderfolgender Messungen die Temperatur mit einem Fehler en gemessen werden. Dieser Fehler kann eliminiert werden, wenn weitere Messungen durch geführt werden.

Um den Fehlerterm zu eliminieren, können zwei aufeinanderfolgende Meßzyklen benutzt werden, um die Größe der Rauschspannung zu bestimmen (dies ist eine Kalibrierungs- Sequenz). Wenn während der Abfolge der Messungen en bestimmt ist, kann en eliminiert werden. Das Verhältnis T/T₀ ist dann gegeben durch:

Es sei bemerkt, daß dieses Verfahren längere Speicherzeit (Umwandlungszeit) erfordert und zu einer zusätzlichen Komplexheit der Verarbeitungsschaltung führt.

Temperatursensor für einen rauschbehafteten VLSI-Chip mit zwei Übergangsdioden

Fig. 12 zeigt ein Blockschaltbild mit zwei Übergangs-Dioden mit den zugehörigen Rausch- Strom-Termen zum Implementieren der direkten Temperaturmessung gemäß der Erfindung. Zwei Übergangsdioden (Elemente 210 und 212 in der Zeichnung) mit Gebieten bzw. Flächen x und Nx sind mit ihren zuständigen äquivalenten Spannungsfehlern en und en2 dargestellt. Die Vorspannungsströme, welche durch die beiden Dioden fließen, sind beide gleich I. Die Ausgangsspannungen V₀₁ und V₀₂ können simultan gemessen und voneinander mittels einer Signalverarbeitungsschaltung subtrahiert werden. Die Spannungen V₀₁ und V₀₂ sind gegeben durch:

Aus den Gleichungen (12) und (13) folgt:

ΔV_o = V_o1-V_o2 = V_T lnN + en₁-en₂ (14).

Da die Gebiete bzw. Flächen der beiden Dioden unterschiedlich sind und das Gebiet D2 um das N-fache größer als dasjenige von D1 ist, gilt generell en1 < en2. Es sei

en₁-en₂ = Δen (15).

Einsetzen der Gleichung (15) in Gleichung (14) ergibt:

Wie aus Gleichung (16) folgt, umfaßt der zweite Temperatur-Ausdruck einen Fehler Δen, der durch substratinjiziertes Rauschen eingeführt ist.

Methoden zur Temperaturmessung einer rauschbehafteten VLSI-Schaltung

In diesem Abschnitt werden vier Methoden zum Erfassen der Temperatur in der Umgebung einer rauschbehafteten VLSI-Schaltung beschrieben. Die Fig. 13 bis 16 sind schematische Blockschaltbilder, welche den Meßaufbau bei vier Methoden zum Realisieren der Tempera turmessung nach der Erfindung in der Umgebung einer rauschbehafteten Schaltung darstellen. In diesen Temperaturmeß-Blockschaltbildern werden unterschiedliche Stromdichten durch Einsatz unterschiedlicher Diodengebiete bzw. -flächen oder unterschiedlicher Stromgrößen erhalten. Das Löschen von Rauschen wird durch Querverbindungsschaltungen und sequenti elle Meßtechniken erzeugt.

1. Bemessene Gebiets-/Bemessene Vorspann-Konfiguration

Die Bemessene Gebiets-/Bemessene Vorspann-Konfiguration ist in Fig. 13 dargestellt. Die Diode D₁ 220 hat ein um das N-fache größeres Gebiet bzw. Fläche als die Diode D₂ 222. Im Zeitintervall Δt₁ sind die Schalter S₁ geschlossen und die Schalter S₂ geöffnet. In diesem Fall können V₀₁ und V₀₂ ausgedrückt werden als

Durch Subtrahieren des Ausdruckes für V₀₁ von V₀₂ folgt:

Im Zeitintervall Δt₂ sind die Schalter S₁ geöffnet und die Schalter S₂ geschlossen. In diesem Zustand gilt:

Da I₁=NI₂ und I_s1=NI_s2 ist, kann die Gleichung (20) umgeschrieben werden zu:

ΔV_o2 = V_T ln N² + Δen (21).

Durch Abziehen des Ausdrucks ΔV₀₁ von ΔV₀₂ folgt:

ΔV_o = 2V_T ln N (22).

Daher gilt:

Wie aus Gleichung (23) erkennbar, eliminiert diese Methode den Rauschterm en.

2. Bemessene Gebiets-Zusatzvorspann-Konfiguration

Bei dieser Konfiguration wird eine der beiden schaltbaren Stromquellen in einen Nicht- Schaltzustand (kontinuierlich) eingestellt. Eine zusätzliche Hilfsstromquelle wird ein- und ausgeschaltet. Wie in Fig. 14 gezeigt ist, sind die Vorspannströme I₁ und I₂ gleich, und der zusätzliche Vorspannstrom beträgt das N-fache von I₁ und I₂. Das Gebiet bzw. die Fläche der Diode D₂ 232 ist um das N-fache größer als das Gebiet bzw. die Fläche der Diode D₁ 230. Im Zeitintervall Δt₁ ist der Schalter S₁ geschlossen und der Schalter S₂ geöffnet. Die Span nungen V₀₁ und V₀₂ lassen sich ausdrücken zu:

Durch Subtrahieren des Ausdruckes für V₀₂ von V₀₁ ergibt sich:

Im Zeitintervall Δt₂ sind der Schalter S₂ geschlossen und der Schalter S₁ geöffnet. Dies ergibt:

Aus den Gleichungen (26) und (27) kann der Term Δen eliminiert werden.

ΔV_o2-ΔV_o1 = V_T lnN (28).

Die Gleichung (28) kann umgeschrieben werden zu:

3. Bemessene Vorspann-/doppeltbemessene Gebiets-Konfiguration

In dieser Konfiguration werden die Vorspannströme gemessen (I₂ ist gleich dem N-fachen von I₁). Eine Kombination der in Serie geschalteten Diodenpaare (in Fig. 15 mit D_1a 240 und D_1b 242 bzw. D_2a 244 und D_2b 246 bezeichnet) wird dazu benutzt, um die beiden einzelnen Dioden D₁ und D₂ zu ersetzen. Das allgemeine Blockschaltbild ist in Fig. 15 dargestellt. Im Zeitintervall Δt₁ sind die Schalter S₁ und S₃ geschlossen und die Schalter S₂ und S₄ sind geöffnet. Der Ausdruck ΔV₀₁ kann geschrieben werden als:

Im Zeitintervall Δt₂ sind die Schalter S₂ und S₄ geschlossen und die Schalter S₁ und S₃ geöff net. Der Ausdruck ΔV₀₂ kann geschrieben werden als:

ΔV_o2 = V_Tln (N²N₁N₂) + Δen (31).

Aus den Gleichungen (30) und (31) folgt:

ΔV_o2-ΔV_o1 = = V_TlnN⁴ (32).

Die Gleichung (32) kann umgeschrieben werden zu:

Alternativ kann der Signal-Durchlaßschalter S₄ eliminiert werden. In diesem Fall sind im Zeitintervall Δt₁ die Schalter S₁ und S₃ geschlossen, während der Schalter S₂ geöffnet ist. Nun läßt sich ΔV₀₁ ausdrücken als:

Im Zeitintervall Δt₂ sind die Schalter S₁ und S₂ geschlossen, während der Schalter S₃ geöffnet ist. Nun läßt sich ΔV₀₂ ausdrücken als:

ΔV_o2 = V_o1-V_o2 = V_TlnN₁N₂ + Δen (35).

Aus den Gleichungen (35) und (34) kann Δen eliminiert werden:

ΔV_o2-V_o1 = V_TlnN² (36).

Die Gleichung (36) kann wie folgt in das gewünschte Format umgeschrieben werden:

4. Bemessene Vorspann-/Gleichgebiet-Konfiguration

Die Bemessene Vorspann-/Gleichgebiet-Konfiguration ist in Fig. 16 dargestellt. Der Vor spannstrom I₁ ist gleich dem N-fachen des Vorspannstroms I₂. Die beiden Temperaturmeß- Dioden D₁ 250 und D₂ 252 haben gleiche Gebiete bzw. Flächen.

Im Zeitintervall ΔT₁ sind die Schalter S₁ geschlossen und die Schalter S₂ geöffnet. Die Aus gangsspannungen lassen sich ausdrücken als:

Aus den Gleichungen (39) und (38) kann die Differenz ΔV₀₁ gebildet werden zu:

Während des Zeitintervalls Δt₂ sind die Schalter S₁ geöffnet und die Schalter S₂ geschlossen. Die Differenz von V₀₁ und V₀₂ läßt sich analog ausdrücken zu:

Aus den Gleichungen (41) und (40) folgt:

ΔV_o1 = ΔV_o2 = 2V_TlnN (42).

Wie aus der Gleichung (42) folgt, ist der Rauschterm Δen gelöscht. Die Gleichung (42) kann umgeschrieben werden zu:

Die hierin verwendeten Terme und Ausdrücke sind nur zur Beschreibung und nicht zur Ein schränkung bzw. zum Ausschluß von Äquivalenten zu den gezeigten und beschriebenen Merkmalen oder Teilen davon verwendet.

Die in der vorstehenden Beschreibung, den Ansprüchen und den Zeichnungen offenbarten Merkmale können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Erfindung in ihren verschiedenen Ausgestaltungen von Bedeutung sein.

Claims

1. Einrichtung zum Messen der Temperatur einer Vorrichtung, insbesondere einer Halb leitervorrichtung, umfassend:
ein erstes Substrat (A), auf dem eine interessierende Vorrichtung geformt ist;
einen Temperatursensor (150; 162; 200; 210, 212), der auf dem ersten Substrat (A) ge formt ist;
eine Bearbeitungsschaltung für das Temperatursensorsignal, die auf einem zweiten Substrat (B) ausgebildet ist und ein vom Temperatursensor abgegebenes Eingangs signal erhält und ferner umfaßt:
eine Schaltung, welche den Temperatursensor mit einem ersten Strompegel (I₁) versorgt und an einem Ausgangsknoten des Temperatursensors eine erste Aus gangsspannung mißt und dem Temperatursensor einen zweiten Strompegel (I₂) zuführt und eine zweite Ausgangsspannung an dem Ausgangsknoten des Tem peratursensors mißt.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, bei welcher die Verarbeitungsschaltung für das Tempe ratursensorsignal eine Subtrahierschaltung mit den ersten und den zweiten Ausgangs spannungen vom Ausgangsknoten des Temperatursensors als Eingänge aufweist, die als Ausgangsgröße die Differenz zwischen den beiden Eingängen liefern kann.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Temperatursensor eine Übergangs diode ist.

4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Temperatursensor eine erste Übergangsdiode und eine zweite Übergangsdiode aufweist und daß die erste Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten der ersten Übergangsdiode und die zweite Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten der zweiten Übergangsdiode gemessen werden.

5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Strompegel ein ganzzahliges Vielfaches des ersten Strompegels ist.

6. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Strompegel gleich dem ersten Strompegel ist, wobei ein Gebiet der zweiten Über gangsdiode ein ganzzahliges Vielfaches eines Gebiets der ersten Übergangsdiode ist.

7. Einrichtung nach Anspruch 4, bei dem der erste Strompegel ein ganzzahliges Vielfa ches des zweiten Strompegels ist, ein Gebiet der ersten Übergangsdiode ein ganzzahli ges Vielfaches eines Gebietes der zweiten Übergangsdiode ist und die Verarbeitungs schaltung für das Temperatursensorsignal einen Schalter zum wahlweisen Leiten des ersten Strompegels über die erste Übergangsdiode und des zweiten Strompegels über die zweite Übergangsdiode sowie zum wahlweisen Leiten des ersten Strompegels über die zweite Übergangsdiode und des zweiten Strompegels über die erste Übergangs diode aufweist.

8. Einrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine dritte Stromquelle, deren Strompegel ein ganzzahliges Vielfaches des Strompegels der zweiten Strom quelle ist, und einen Schalter, der wahlweise den Strompegel entweder der zweiten oder der dritten Stromquelle über die zweite Übergangsdiode leitet.

9. Einrichtung nach Anspruch 4, bei der der erste Strompegel ein ganzzahliges Vielfa ches des zweiten Strompegels ist und die Verarbeitungsschaltung für das Temperatur signal einen Schalter zum wahlweisen Leiten des ersten Strompegels über die erste Übergangsdiode und des zweiten Strompegels über die zweite Übergangsdiode sowie zum wahlweisen Leiten des ersten Strompegels über die zweite Übergangsdiode und des zweiten Strompegels über die erste Übergangsdiode aufweist.

10. Verfahren zum Messen der Temperatur einer Vorrichtung, die auf einem ersten Sub strat ausgebildet ist, mit den folgenden Schritten:
Anordnen eines Temperatursensors auf dem ersten Substrat;
Anordnen einer Verarbeitungsschaltung für das Temperatursensorsignal auf einem zweiten Substrat, wobei die Verarbeitungsschaltung von dem Temperatursensor ein Eingangssignal erhält;
Speisen eines ersten Strompegels zum Temperatursensor;
Messen einer ersten Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten des Temperatur sensors;
Speisen eines zweiten Strompegels zum Temperatursensor;
Messen einer zweiten Ausgangsspannung an dem Ausgangsknoten des Temperatur sensors;
Bilden der Differenz zwischen der ersten und der zweiten Ausgangsspannung und Bestimmen der Temperatur der Vorrichtung ausgehend von der Differenz zwischen der ersten und der zweiten Ausgangsspannung.

11. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der zweite Strompegel ein ganzzahliges Vielfa ches des ersten Strompegels ist.

12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, bei dem der Schritt des Anordnens eines Tem peratursensors auf dem ersten Substrat umfaßt, daß eine Übergangsdiode auf dem er sten Substrat gebildet wird.

13. Verfahren nach einen der Ansprüche 10 bis 12, bei dem der Schritt des Anordnens eines Temperatursensors auf dem ersten Substrat umfaßt:
Bilden einer ersten Übergangsdiode auf dem ersten Substrat und
Bilden einer zweiten Übergangsdiode auf dem ersten Substrat;
und bei dem die Schritte des Speisens eines ersten Strompegels sowie eines zweiten Strompegels zu dem Temperatursensor umfassen:
wahlweises Leiten des ersten Strompegels über die erste Übergangsdiode und des zweiten Strompegels über die zweite Übergangsdiode;
Messen der ersten Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten der ersten Übergangsdiode und Messen der zweiten Ausgangsspannung an einem Aus gangsknoten der zweiten Übergangsdiode;
wahlweises Leiten des ersten Strompegels über die zweite Übergangsdiode und des zweiten Strompegels über die erste Übergangsdiode und
Messen der ersten Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten der zweiten Übergangsdiode und Messen der zweiten Ausgangsspannung an einem Aus gangsknoten der ersten Übergangsdiode.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem ein Gebiet der zweiten Übergangsdiode ein ganzzahliges Vielfaches eines Gebietes der ersten Übergangsdiode ist.