DE19755653C2 - Schaltung eines Kraftfahrzeug-Generators zum Aufladen einer Batterie - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung eines Kraftfahrzeug-Generators zum Aufladen einer Batterie, die mehrere Verbraucher, einschließlich eines Radioempfän­ gers, speist.

Strom wird an eine Feldwicklung eines Generators in einem Fahrzeug abgegeben, und die Stromstärke wird beispielsweise durch einen MOS-Leistungstransistor gesteuert. Zur Zeit der Steuerung der Stromstärke, die an eine Feldwicklung eines Generators für ein Kraftfahrzeug abgegeben wird, entsteht das Problem, daß Rauschen im Radio erzeugt wird.

Als ein Beispiel einer Vorrichtung mit einer Einrichtung zum Unterdrücken von Rauschen im Radio ist ein Spannungs­ regler in JP-A-64-20000 offenbart. Bei dem in JP-A-64-20000 offenbarten Spannungsregler wird zum Unterdrücken des Rau­ schens im Radio der Strom, der durch eine Feldwicklung fließt, derart geregelt, daß die Stromstärke, die in die Feldwicklung zur Zeit des Schaltens fließt, einer Regelung unterworfen wird, so daß die Größe der Änderung des Feld­ stroms einen konstanten Wert nicht überschreitet.

Da jedoch der Spannungsregler nach JP-A-64-20000 die Rege­ lung in bezug auf einen Strom durchführt, der in die Feld­ wicklung fließt, erfordert der Spannungsregler kostspielige Bauteile wie z. B. einen Stromerfassungsschaltkreis zum Erfassen des Feldstroms, einen Operationsverstärker, usw. Dementsprechend besteht bei dem Spannungsregler das Pro­ blem, daß sein Aufbau kompliziert und seine Kosten hoch sind.

Die DE 40 13 997 A1 beschreibt eine Gleichstrom-Steuer­ schaltung zum Ein- und Ausschalten des Stromflusses in ei­ nem induktivitätsbehafteten Laststromkreis. Das Schalten erfolgt über einen Transistor, dessen Gate-Source-Spannung beim Einschalten langsam gesteigert wird, um einer Frei­ laufdiode genügend Zeit zum Sperren zu geben. Dies wird mit einer Begrenzung des Steuerstroms erreicht. Es findet sich hier keine Anregung, die Treiberausgangsspannung rampenför­ mig ansteigen zu lassen.

Aus der DE 40 34 845 A1 ist zwar eine rampenförmige Gatean­ steuerung eines Transistors zum getakteten Einschalten von induktiven Verbrauchern in Kraftfahrzeugen bekannt, hier treten jedoch keine Kurzschlußprobleme auf, die im Zusam­ menhang mit einer Freilaufdiode stehen. Die Dimensionierung der rampenförmigen Ansteuerung steht hier in engem Zusam­ menhang mit der Periodendauer des hier verwendeten Taktsi­ gnals.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schal­ tung eines Kraftfahrzeug-Generators zum Aufladen einer Bat­ terie zu schaffen, mit der die Erzeugung von Rauschen im Radio, etc., bei einfacher Konfiguration und geringen Ko­ sten vermieden werden kann.

Diese Aufgabe wird anspruchsgemäß gelöst.

In dem Unteranspruch ist eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung gekennzeichnet.

Die vorliegende Erfindung hat bei der genannten Konfigura­ tion den folgenden technischen Vorteil. Der Funktionsgene­ ratorschaltkreis dient dazu, den MOS-Leistungstransistor aus dem vollständig ausgeschalteten Zustand in den voll­ ständig eingeschalteten Zustand mit einer Zeitdauer umzu­ schalten, die größer als die Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode ist. Dementsprechend fließt nur ein kleiner Sperr­ strom durch die Diode, und so wird verhindert, daß der Kurzschlußstrom durch die Batterie, die Diode und den MOS- Leistungstransistor fließt. In diesem Fall kann der Funkti­ onsgeneratorschaltkreis ein einfacher Schaltkreis mit Tran­ sistoren, einem Kondensator etc. sein.

Dementsprechend ist es möglich, eine Treibervorrichtung für den MOS-Transistor herzustellen, welche sich zum Unterdrüc­ ken der Erzeugung von Rauschen im Radio etc. bei einfachem Aufbau und niedrigen Kosten eignet.

Der Funktionsgeneratorschaltkreis legt die Spannung mit ei­ ner Zeitfunktion, die mit der Zeit rampenförmig ansteigt, an den MOS-Transistor an, um damit den MOS-Transistor aus dem vollständig ausgeschalteten Zustand in den vollständig eingeschalteten Zustand überzuführen, wobei die Zeitdauer länger als die Sperrverzögerungszeit der Diode ist.

Vorzugsweise umfaßt der Funktionsgeneratorschaltkreis einen Kondensator, einen Lade-/Entlade-Schaltkreis zum Aufladen und Entladen eines Kondensators synchron mit den Signalen für das An- und Ausschalten des MOS-Transistors und einen Verstärker zum Ausgeben einer Spannung entsprechend einer Spannung des Kondensators.

Fig. 1 ist ein schematischer Schaltplan einer Schaltung eines Kraftfahrzeug-Generators gemäß einer Ausfüh­ rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ist ein Schaltplan eines Funktionsgeneratorschalt­ kreises in Fig. 1;

Fig. 3A, 3B und 3C sind Diagramme, die den Signalverlauf von Signalen in dem Funktionsgeneratorschaltkreis in Fig. 2 darstellen;

Fig. 4 ist ein Diagramm, das den Stromverlauf bei einer Diode in Fig. 1 darstellt; und

Fig. 5 ist ein Diagramm, das die Stärke des Rauschens im Radio zeigt, das in dem Spannungsregler für einen Generator eines Kraftfahrzeugs gemäß der Ausfüh­ rungsform der vorliegenden Erfindung und gemäß dem Stand der Technik erzeugt wird.

Eine Schaltung eines Kraftfahrzeug-Generators gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird im folgen­ den mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.

Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild der Schaltung eines Kraftfahrzeug-Generators gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

In Fig. 1 umfaßt der Generator 1 für ein Kraftfahrzeug Dreiphasen-Ankerwicklungen 10a, 10b, 10c und einen Gleich­ richter 11 zum Umwandeln eines Wechselstroms (AC) von den Dreiphasen-Ankerwicklungen 10a, 10b, 10c in einen Gleich­ strom (DC). Außerdem umfaßt der Generator 1 eine Feldwicklung 12, die einer Drehkraft eines (nicht dargestellten) Fahrzeugmotors unterworfen ist und die die Dreiphasen- Ankerwicklungen 10a, 10b, 10c mit magnetischem Fluß ver­ sorgt, und einen Spannungsregler 13 zum Steuern eines Feld­ stromes, der in die Feldwicklung 12 fließt.

Der Spannungsregler 13 umfaßt eine Diode 14, die parallel zu der Feldwicklung 12 geschaltet ist und deren Kathode mit dem Gleichrichter 11 und einem Ausgangsanschluß B verbunden ist, einen MOS-Leistungstransistor 15, der in Reihe mit dem Parallelkreis der Feldwicklung 12 und der Diode 14 geschal­ tet ist, einen Funktionsgeneratorschaltkreis 16 zum Treiben des Gates des MOS-Leistungstransistors 15 und einen Ver­ gleicher 17 zum Ausgeben eines Ausgangssignals an den Ein­ gangsanschluß des Funktionsgeneratorschaltkreises 16. Die Anode der Diode 14 wird mit dem Drain des MOS-Leistungs­ transistors 15 verbunden, dessen Source auf Masse liegt.

Der Spannungsregler 13 umfaßt außerdem eine Referenzspan­ nungsquelle 18, deren Anode mit dem positiven Eingangsan­ schluß des Vergleichers 17 verbunden ist und dessen Kathode auf Masse liegt, einen Widerstand 19a eines Spannungstei­ lers, dessen einer Anschluß mit dem negativen Eingangsan­ schluß des Vergleichers 17 und dessen anderer Anschluß mit einem Spannungserfassungsanschluß S verbunden ist, und ei­ nen Widerstand 19b des Spannungsteilers, dessen einer An­ schluß mit dem negativen Eingangsanschluß des Vergleichers 17 und dessen anderer Anschluß mit der Kathode der Refe­ renzspannungsquelle 18 verbunden ist.

Der genannte Vergleicher 17, die Referenzspannungsquelle 18, der Widerstand 19a und der Widerstand 19b bilden einen Treiberschaltkreis zum Treiben des Gates des MOS-Leistungs­ transistors 15.

Der Ausgangsanschluß B des Generators 1 ist mit der Anoden­ seite einer Batterie 2 und außerdem mit den elektrischen Einheiten 4a, 4b, 4c verbunden, die in einem Kraftfahrzeug über Schalter 3a, 3b, 3c angeschlossen sind. Die elektri­ schen Einheiten 4a bis 4c sind elektrische Geräte, die in einem Kraftfahrzeug eingebaut sind, wie etwa Licht, Wi­ scher, Klimaanlage oder dergleichen. Ein Radioempfänger wird mit elektrischer Leistung von der Batterie 2 über ei­ nen Schalter 5 versorgt und erhält hochfrequente Radiosi­ gnale über eine Antenne 7. Der Spannungserfassungsanschluß S wird mit der Anodenseite der Batterie 2 verbunden. Die Kathodenseiten der Batterie 2 liegt auf Masse.

Wenn ein Kraftfahrzeugmotor läuft, erfaßt bei dem genannten Aufbau der Spannungsregler 13 die Spannung der Batterie 2 und führt eine Regelung durch.

Genauer gesagt wird, wenn die Spannung der Batterie 2 nied­ rig ist, die Spannung bei dem Spannungsteilerabschnitt zwi­ schen den Widerständen 19a und 19b, die als Spannungsteiler dienen, niedriger als die Spannung der Referenzspannungs­ quelle 18. In diesem Fall nimmt das Ausgangssignal des Ver­ gleichers 17, d. h. ein Treibersignal, einen hohen Pegel an, so daß der Funktionsgeneratorschaltkreis 16 die Spannung erhöht, die an dem Gate des MOS-Leistungstransistors 15 an­ liegt, so daß der MOS-Leistungstransistor 15 eingeschaltet wird.

Wenn der MOS-Leistungstransistors 15 eingeschaltet ist, steigt der Feldstrom, der durch die Feldwicklung 12 fließt, und damit steigt auch die Spannung, die in den Ankerwick­ lungen 10a bis 10c erzeugt wird. Folglich steigt die Span­ nung, die an der Batterie 2 durch den Gleichrichter 11 über den Anschluß B anliegt.

Wenn dagegen die Spannung der Batterie 2 hoch ist, wird die Spannung bei dem Spannungsteilerabschnitt zwischen den Wi­ derständen 19a und 19b größer als die Spannung der Refe­ renzspannungsquelle 18. In diesem Fall nimmt das Ausgangs­ signal des Vergleichers 17 einen niedrigen Pegel an, so daß der Funktionsgeneratorschaltkreis 16 die Spannung absenkt, die an dem Gate des MOS-Leistungstransistors 15 anliegt, so daß der MOS-Leistungstransistor 15 abgeschaltet wird. Wenn der MOS-Leistungstransistor 15 abgeschaltet ist, wird der Feldstrom, der durch die Feldwicklung 12 fließt, durch die Diode 14 abgeschwächt, und so sinkt die Spannung, die in den Ankerwicklungen 10a bis 10c erzeugt wird. Folglich sinkt die Spannung der Batterie 2.

Die obengenannten Schritte werden wiederholt, um so die Ausgangsspannung der Batterie 2 auf einen konstanten Wert einzustellen.

Fig. 2 ist ein Schaltplan des Funktionsgeneratorschaltkrei­ ses 16. Der Funktionsgeneratorschaltkreis 16 gibt ein ver­ zögertes Signal G0 in Abhängigkeit von einer hohen/niedri­ gen Befehlseingabe G1 aus. Das Signal G0 ist ein rampenför­ miges Signal.

In Fig. 2 bezeichnet die Bezugsziffer 201 ein NICHT-Gatter und 202 ein Zwischengatter. Die Befehlseingabe G1 wird an das NICHT-Gatter 201 und das Zwischengatter 202 weiterge­ leitet. Das Bezugszeichen 203 bezeichnet einen Schalter, der geschlossen ist, wenn der Ausgang des NICHT-Gatters 201 sich auf einem hohen Niveau befindet, und 207 bezeichnet einen Schalter, der geschlossen ist, wenn der Ausgang des Zwischengatters 202 sich auf einem hohen Niveau befindet.

Bezugszeichen 204, 206, 210, 212 bezeichnen jeweils eine Konstantstromquelle, 205, 209, 211 bezeichnen jeweils einen PNP-Transistor, 213 bezeichnet einen NPN-Transistor, 208 bezeichnet einen Kondensator und 214 bezeichnet einen Wi­ derstand.

Ein Anschluß des Schalters 203 liegt über die Konstant­ stromquellen 204, 206 und den Schalter 207 auf Masse. Der andere Anschluß des Schalters 203 ist mit dem Emitter des Transistors 205, dem Emitter des Transistors 209, der Kon­ stantstromquelle 212 und dem Kollektor des Transistors 213 verbunden. Der Kollektor des Transistors 205 wird mit den Konstantstromquellen 204, 206, der Basis der Transistoren 205, 209 und einem Anschluß des Kondensators 208 verbunden.

Der andere Anschluß des Kondensators 208 ist mit dem Kol­ lektor des Transistors 209 und der Basis des Transistors 211 verbunden und darüber hinaus über die Konstantstrom­ quelle 210 auf Masse gelegt. Der Emitter des Transistors 211 ist mit der Konstantstromquelle 212 und der Basis des Transistors 213 verbunden. Der. Kollektor des Transistors 211 liegt auf Masse. Der Emitter des Transistors 211 liegt auf Masse. Der Emitter des Transistors 213 ist mit dem Aus­ gangsanschluß des Ausgangssignals G0 verbunden und über den Widerstand 214 auf Masse gelegt.

Mit anderen Worten, der Funktionsgeneratorschaltkreis 16 in Fig. 2 beinhaltet den Kondensator 208, einen Lade-/Entlade- Schaltkreis (d. h. das NICHT-Gatter 201, das Zwischengatter 202, die Schalter 203, 107, die Konstantstromquellen 204, 206, 210 und die Transistoren 205, 209) zum Aufladen des Kondensators 16 mit elektrischer Ladung und zum Entladen elektrischer Ladung daraus synchron zu dem Signal G1 für das Ein- und Ausschalten des MOS-Transistors 15, und einen Verstärker (d. h. die Konstantstromquelle 212, die Transi­ storen 211, 213 und den Widerstand 214) zum Ausgeben einer Spannung entsprechend der Spannung des Kondensators 208.

In dem Funktionsgeneratorschaltkreis 16 in Fig. 2 wird, wenn die Befehlseingabe G1 sich auf einem niedrigen Niveau befindet, der Ausgang des NICHT-Gatters 201 auf ein hohes Niveau gehoben, und der Ausgang des Zwischengatters 202 wird dadurch auf ein niedriges Niveau abgesenkt, so daß der Schalter 203 ein- und der Schalter 207 ausgeschaltet wird. In diesem Fall fließt kein Strom durch einen der PNP- Transistoren 205 und 209, da sie in Sperrichtung gepolt sind, so daß Strom durch die Konstantstromquelle 204, den Kondensator 208 und die Konstantstromquelle 210 fließt, so daß der Kondensator 208 aufgeladen wird. Wenn der Kondensa­ tor 208 aufgeladen ist, sinkt die Spannung auf der Nied­ rigspannungsseite am Anschluß des Kondensators 208, d. h. die Kollektorspannung des Transistors 209 wird auf Masse gezogen.

Wenn dagegen die Befehlseingabe G1 sich auf einem hohen Ni­ veau befindet, wird der Ausgang des NICHT-Gatters 201 auf ein niedriges Niveau gesenkt, und der Ausgang des Zwischen­ gatters 202 wird auf ein hohes Niveau gehoben, so daß der Schalter 203 aus- und der Schalter 207 eingeschaltet wird. In diesem Fall fließt ein Strom durch den PNP-Transistor 205, der gleich dem durch die Konstantstromquelle 206 flie­ ßenden ist.

Dementsprechend beginnt der Kondensator 208 mit dem Entla­ den elektrischer Ladung, die darin gespeichert ist. Die Spannung auf der Hochspannungsseite am Anschluß des Konden­ sators 208 (d. h. dem Verbindungspunkt mit der Basis des Transistors 209) ist konstant bei etwa 4,3 Volt, was um die Emitterbasisspannung des Transistors 209 (konstanter Wert von etwa 0,7 Volt) niedriger als die Schaltkreisleistungs­ quellenspannung VCC (5,0 Volt) ist, während die Spannung der Niedrigspannungsseite am Anschluß des Kondensators 208 (d. h. die Kollektorspannung des Transistors 209) im Verlauf der Zeit steigt.

In diesem Fall ist der Strom, der in den Kondensator 208 fließt, gleich dem Basisstrom des Transistors 209, wie sich aus der folgenden Gleichung (1) ergibt:

I₍₂₀₈₎ = I₂₁₀/h_FE (1)

Hierbei ist I₍₂₀₈₎ der Strom, der in den Kondensator 208 fließt, I₂₁₀ der Strom der Konstantstromquelle 210 und h_FE der Stromverstärkungsfaktor des Transistors 209.

Für gewöhnlich kann die Spannung eines Kondensators als In­ tegrationswert des Stroms dargestellt werden, der in den Kondensator fließt, so daß die Spannung auf der Niedrig­ spannungsseite am Anschluß des Kondensators 208, d. h. die Kollektorspannung des Transistors 209, mit einem konstanten Verhältnis steigt.

Die Fig. 3A, 3B und 3C zeigen die Spannung bei verschiede­ nen Signalen in dem Funktionsgeneratorschaltkreis in Fig. 2. Fig. 3A zeigt den Spannungsverlauf des Eingangssignals G1, und Fig. 3B zeigt den Kollektorspannungsverlauf des Transistors 209 in Abhängigkeit von dem Eingangssignal G1. Bei diesem Beispiel ist die Anstiegszeit der Kollektorspan­ nung des Transistors 209 auf 40 µs gesetzt. Wie in Fig. 2 gezeigt, bilden die Transistoren 211 und 213 einen Emitter­ folger-Schaltkreis, der die Spannung, die gleich der Kol­ lektorspannung des Transistors 209 ist, an den Ausgangsan­ schluß für das Ausgangssignal G0 ausgibt. Dementsprechend steigt das Ausgangssignal G0 wie die Kollektorspannung des Transistors 209, was in Fig. 3C dargestellt ist.

Fig. 4 zeigt den Stromverlauf der Diode 14, wenn eine Si­ nusspannung daran anliegt. Allgemein hat eine Diode die Ei­ genschaft, daß durch sie für kurze Zeit ein Strom fließt, wenn eine Sperrspannung anliegt. Eine solche Zeitdauer wird Sperrverzögerungszeit (τ_rr) genannt. Die Sperrverzögerungs­ zeit (τ_rr) liegt im allgemeinen im Bereich von etwa 1 µs bis 10 µs. Der Vorwärtsstrom fließt durch die Diode 14, während der MOS-Leistungstransistor 15 ausgeschaltet ist, wogegen der MOS-Leistungstransistor 15 sich nicht in einem vollständig eingeschalteten Zustand befindet, bevor nicht wenigstens die Sperrverzögerungszeit τ_rr abgelaufen ist, nachdem der MOS-Leistungstransistor 15 eingeschaltet ist, um so die Diode 14 in Sperrspannung zu polen.

Wenn der MOS-Leistungstransistor 15 während der Sperrverzö­ gerungszeit τ_rr eingeschaltet wird, fließt ein Kurzschluß­ strom durch die Batterie 2, die Diode 14 und den MOS- Leistungstransistor 15. Da die interne Impedanz der Batte­ rie 2 niedrig ist, wird der Kurzschlußstrom einen Wert im Bereich von etwa 50 A bis 100 A annehmen. Es fließt ein au­ ßerordentlich großer Strom durch die Drahtverbindung der Batterie 2, wenn auch nur für einen kurzen Moment, so daß elektromagnetische Wellen in der Drahtverbindung erzeugt werden und dann den Radioempfänger 6 über die Antenne 7 als Rauschen stören.

Obgleich eine Diode (die Diode 14 in diesem Beispiel) par­ allel zu der Feldwicklung 12 geschaltet ist, um die Erzeu­ gung von Überschwingerspannung in der Feldwicklung 12 zu verhindern, heißt das, daß Radiowellenrauschen aufgrund der Sperrverzögerungseigenschaften der Diode 14 erzeugt wird.

Die Erfinder der vorliegenden Erfindung haben herausgefun­ den, daß das Rauschen im Radio effektiv reduziert werden kann, wenn die Zeitdauer, die bei dem MOS-Leistungstransi­ stor 15 erforderlich ist, um ihn aus dem vollständig ausge­ schalteten Zustand in den vollständig eingeschalteten Zu­ stand zu bringen, länger als die Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode 14 gemacht wird.

Mit anderen Worten, wenn der MOS-Leistungstransistor 15 so eingestellt ist, daß er aus dem vollständig ausgeschalteten Zustand in den vollständig eingeschalteten Zustand überge­ führt wird, d. h. der Drain-Strom des MOS-Leistungstransi­ stors 15 rampenförmig von 0 Ampere auf einen konstanten Stromwert steigt (z. B. 2 Ampere), wobei die Zeitdauer län­ ger als die Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode 14 ist, fließt nur ein kleiner Sperrstrom durch die Diode 14.

In diesem Fall wird verhindert, daß der Kurzschlußstrom durch die Batterie 2, die Diode 14 und den MOS-Leistungs­ transistor 15 fließt, und damit wird verhindert, daß Rau­ schen den Radioempfänger 6 stört.

Mit Experimenten etc. konnte gezeigt werden, daß zum Stei­ gern des Drain-Stroms des MOS-Leistungstransistors 15 mit Rampenform von 0 Ampere auf den konstanten Stromwert (z. B. 2 Ampere) bei einer Zeitdauer, die länger als die Sperrver­ zögerungszeit τ_rr der Diode ist, es notwendig ist, die Zeitdauer, die zum Schalten des MOS-Leistungstransistors 15 aus dem vollständig ausgeschalteten Zustand in den voll­ ständig eingeschalteten Zustand erforderlich ist, deutlich länger als die Sperrverzögerungszeit τ_rr zu machen.

Wenn z. B. die Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode 14 wie oben beschrieben im Bereich von 1 µs bis 10 µs liegt, kann Rauschen verhindert werden, solange die Gatespannung des MOS-Leistungstransistors 15 (d. h. die Kollektorspannung des Transistors 209) in Rampenform von 0 Volt auf 5 Volt mit einer Zeitdauer von z. B. 40 µs ansteigt.

Hierzu kann als Diode 14 auch eine Diode mit einer Sperr­ verzögerungszeit von 0,2 µs verwendet werden.

Im folgenden werden experimentelle Beispiele der Einschalt­ zeitdauern der Gatespannung des MOS-Transistors 15 erläutert, die für die effektive Reduzierung des Rauschpegels bei dem Stand der Technik nötig sind, wo der MOS-Lei­ stungstransistor 15 nicht so eingestellt ist, daß seine Ga­ tespannung rampenförmig steigt, wobei bei den jeweiligen Fällen die Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode 14 0,2 µs und 2,0 µs beträgt. In diesen Fällen ist die Einschaltzeit­ dauer zum Ansteigenlassen der Gatespannung des MOS-Lei­ stungstransistors 15 von 0 auf 15 Volt so, daß der Rausch­ pegel auf -20 dBµ beim Stand der Technik bei der Frequenz von 600 kHz reduziert ist.

Der Rauschpegel wurde auf -20 dBµ beim Stand der Technik herabgedrückt, wenn die Einschaltzeitdauer der Gatespannung des MOS-Leistungstransistors 15 70 µs für den Fall war, in dem die Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode 14 die Dauer von 0,2 µs hatte. Der Rauschpegel wurde ebenso auf -20 dBµ beim Stand der Technik herabgedrückt, wenn die Einschalt­ zeitdauer der Gatespannung des MOS-Leistungstransistors 15 die Dauer von 400 µs für den Fall hatte, daß die Sperrver­ zögerungszeit τ_rr der Diode 14 die Dauer von 2,0 µs betrug.

Die Zeitdauer, die erforderlich ist, um den MOS-Leistungs­ transistor 15 aus dem vollständig ausgeschalteten Zustand in den vollständig eingeschalteten Zustand umzuschalten, war 15 µs, wenn die Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode 14 die Dauer von 0,2 µs hatte, und die Einschaltzeitdauer der Gatespannung des MOS-Leistungstransistors 15 betrug 17 µs. Außerdem betrug die Zeitdauer, die notwendig ist, um den MOS-Leistungstransistor 15 aus dem vollständig ausgeschal­ teten Zustand in den vollständig eingeschalteten Zustand umzuschalten, 50 µs, wenn die Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode 14 2,0 µs beträgt, und die Einschaltzeitdauer der Ga­ tespannung des MOS-Leistungstransistors 15 betrug 400 µs.

Fig. 5 ist eine graphische Darstellung zum Vergleichen der Pegel vom Rauschen im Radio, das von dem Spannungsregler eines Generators eines Kraftfahrzeugs gemäß der Ausfüh­ rungsform der vorliegenden Erfindung und nach dem Stand der Technik herrührt. Diese graphische Darstellung zeigt ein Beispiel, bei dem die Drehzahl des Generators 300 U/min (5 Hz) und der Ausgangsstrom von dem Generator 20 Ampere be­ trug.

Wie sich aus Fig. 5 ergibt, wird der Rauschpegel im Radio bei der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung (gestri­ chelte Linie A) auf -20 dBµ oder weiter im Vergleich zu dem Rauschen im Radio nach dem Stand der Technik (durchgezogene Linie B) im Frequenzbereich von bis zu 500 kHz oder mehr reduziert.

Wie oben beschrieben dient gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der Funktionsgeneratorschaltkreis 16 dazu, den Drain-Strom des MOS-Leistungstransistors 15 in Rampenform von 0 Ampere auf den konstanten Stromwert anzu­ heben, um so den MOS-Leistungstransistor 15 aus dem voll­ ständig ausgeschalteten Zustand in den vollständig einge­ schalteten Zustand zu überführen, wobei eine Zeitdauer von mehr als der Sperrverzögerungszeit τ_rr der Diode 14 vorge­ sehen ist. Dementsprechend fließt nur ein kleiner Sperr­ strom durch die Diode 14, und so wird verhindert, daß der Kurzschlußstrom durch die Batterie 2, die Diode 14 und den MOS-Leistungstransistor 15 fließt, und damit kann die Ent­ stehung von Schaltrauschen, d. h. Rauschen in dem Radioemp­ fänger 6, verhindert werden.

Da der Funktionsgeneratorschaltkreis 16 ein einfacher Schaltkreis mit Transistoren, einem Kondensator etc. sein kann, ist es in diesem Fall möglich, eine Treibervorrich­ tung für den MOS-Transistor herzustellen, welche sich dazu eignet, die Entstehung von Rauschen im Radio etc. bei ein­ fachem Aufbau und niedrigen Kosten zu unterdrücken.

Obgleich sich die Erläuterungen auf den Fall bezogen, in dem die vorliegende Erfindung auf einen Spannungsregler für einen Generator eines Kraftfahrzeugs angewendet wird, kann die vorliegende Erfindung auch auf andere Vorrichtungen wie eine Treibervorrichtung für einen MOS-Transistor, welcher einen Strom steuert, der in eine Feldwicklung fließt, die zur Steuerung der Drehung eines Motors dient und parallel zu einer Diode geschaltet ist, angewendet werden.

Claims (2)

1. Schaltung eines Kraftfahrzeug-Generators (1) zum Aufladen ei­ ner Batterie (2), die mehrere Verbraucher (4a, 4b, 4c) ein­ schließlich eines Radioempfängers (6) speist, wobei der Genera­ tor (1) aufweist:
eine Ankerwicklung (10a, 10b, 10c),
eine Diode (14), die in Reihe mit der Batterie (2) und parallel zu
einer Feldwicklung (12) zum Erzeugen von magnetischem Fluß in der Ankerwicklung (10a, 10b, 10c) geschaltet ist,
einen MOS-Transistor (15), der in Reihe mit dem Parallelkreis aus Feldwicklung (12) und Diode (14) geschaltet ist,
einen Treiberschaltkreis (17, 18, 19a, 19b), der einen mit der Batterie (2) verbundenen Spannungserfassungsanschluß (S) aufweist und Signale zum Ein- und Ausschalten des MOS- Transistors (15) erzeugt, um ein Gate des MOS-Transistors (15) zu treiben, und
einen Funktionsgeneratorschaltkreis (16), der zwischen dem Treiberschaltkreis und dem MOS-Transistor angeordnet ist und das Signal (G1), das von dem Treiberschaltkreis zum Um­ schalten des MOS-Transistors aus dem ausgeschalteten Zu­ stand in einen eingeschalteten Zustand erzeugt wird, in eine Spannung (G0) umwandelt, die an das Gate des MOS- Transistors als eine Spannung mit einer Zeitfunktion, die rampenförmig mit der Zeit steigt, angelegt wird, so daß der MOS-Transistor von einem vollständig ausgeschalteten Zu­ stand in einen vollständig eingeschalteten Zustand umge­ schaltet wird, mit einer vorgegebenen Zeitdauer, die länger als die Sperrverzögerungszeit der Diode (14) ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Drainstrom rampenförmig ansteigt.