DE19709448A1 - Schaltnetzgerät mit Sperrwandler - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzgerät zur Stromversorgung für elektronische Geräte. Hiermit werden Nutzspannungen für beispielsweise TV- oder Videogeräte, für Akkuladegeräte, für Computer, für Lampenvorschaltgeräte oder ähnliche Vorrichtungen erzeugt. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Schaltnetzgeräte kleiner Leistung.

Im Prinzip wird eine Netzwechselspannung gleichgerichtet und ge­ siebt. Nachgeschaltet ist ein Gleichspannungswandler, in dem die gleichgerichtete Spannung über einen Transistor als schneller Schalter zu einem Übertrager oder Trafo geleitet und hinter dem Trafo wieder gleichgerichtet und gesiebt wird, wobei diese für einen Verbraucher zur Verfügung stehende Gleichspannung über einen Regelkreis und einen Schalttakttreiber an den Schalter rückgekoppelt wird, so daß die Nutzspannung glatt und sauber ist. Der grundsätzliche Nachteil ist, daß die Regelung durch periodisches Ein- und Ausschalten den Wirkungsgrad nachteilig beeinflußt.

Dies gilt im Prinzip auch für solche weiterentwickelten Geräte, die mit einem Schalter in einem Sperrwandler arbeiten. Dieser Sperrwandler hat ebenfalls einen Übertrager mit Primär- und Sekundärwicklung zur Potentialtrennung und wird von nur einem Transistor auf der Primärseite getaktet sowie auf verschiedene Weise angesteuert. Die Anpassung zwischen Eingangs- und Aus­ gangsspannung ist durch entsprechende Wahl des Übersetzungsver­ hältnisses und des Tastverhältnisses einfach. Durch hoch- bzw. tiefstellende Eigenschaften lassen sich Netzgeräte realisieren, die über einen weiten Bereich arbeiten. Eine im Sekundärkreis benötigte Speicherdrossel ist mit dem Übertrager so integriert, daß nur ein magnetisches Bauteil nötig ist.

Die dennoch verbleibenden Nachteile bei der Verwendung eines Sperrwandlers sind gravierend. Die übertragbare Leistung ist be­ grenzt, wenn kein übermäßiger Aufwand betrieben und die Schal­ tung einfach bleiben soll.

Bei einem Sperrwandler muß die gesamte zu übertragende Energie im Übertrager zwischengespeichert werden. Daraus ergeben sich unerwünscht große Bauformen. Sowohl der Eingangs- als auch der Ausgangsstrom weisen Lücken auf. Der Übertrager wird nicht wie in einem DC-DC-Wandler als Tief- bzw. Hochsetzsteller verwendet. Schon deshalb hat der Übertrager im Sperrwandler eine größere Bauform. Bei einem mit dem Sperrwandler versehenen Schaltnetz­ gerät mit einer Leistung bis zu etwa 150 Watt liegt der Wir­ kungsgrad bei 0,75.

Ein weiterer Nachteil ergibt sich aus den Schaltverlusten im Transistor und in einer benötigten Freilaufdiode. Um diese Ein­ schaltverluste am Transistor und die Diodenverluste zu vermei­ den, ist es für kleine DC-DC-Wandler und für Schaltnetzgeräte mit sinusförmigem Eingang bekannt, den Wandler im sogenannten Discontinuous-Modus zu betreiben. Mit dem Einschalten des Schalttransistors wird abgewartet, bis der Strom im Sperrwand­ lerübertrager oder Trafo gleich Null wird. Damit ist der Trafo vollständig entmagnetisiert und hat keine Energie mehr gespei­ chert. Die sekundärseitige Freilaufdiode ist stromlos und er­ holt. Die Streuinduktivität des Wandlertrafos hat damit beim Einschalten keinen negativen Einfluß mehr.

Damit reduzieren sich die Schaltverluste auf Verluste, die beim Abschalten des Transistors durch die primärseitige Überschuß­ energie sowie aus der losen Kopplung des Trafos resultieren. Auf diesen Verlustprozeß wird nachstehend in der Figurenbeschreibung noch näher eingegangen werden.

Es besteht die Aufgabe, die zuvor beschriebene Technik eines Schaltnetzgerätes mit Sperrwandler mit einem noch besseren Wir­ kungsgrad zu versehen.

Die Lösung besteht erfindungsgemäß allgemein darin, daß die an den Primärkreis rückgekoppelte Energie nicht nur zum Schutz des Transistors abgefangen und verheizt wird, sondern im Primärkreis gespeichert und zurückgewonnen wird. Für die Speicherung wird eine Kapazität und eine Induktivität benutzt, die zum Transistor parallel geschaltet ist und welche zumindest über eine Halbwelle die Spannungsspitze so abfängt, daß sie später wieder zur Ver­ fügung steht.

Weitere Einzelheiten, Ausgestaltungen, Merkmale und Vorteile er­ geben sich aus der folgenden Beschreibung der beigefügten Zeich­ nung.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Sperrwandlers nach dem zu­ vor erwähnten und nachstehend noch näher beschriebenen Stand der Technik,

Fig. 2 ein Diagramm mit dem Stromverlauf im Übertrager gemäß Stand der Technik,

Fig. 3 eine Prinzipschaltung gemäß der vorliegenden Erfin­ dung,

Fig. 4 ein Oszillogramm der am Schalttransistor gemessenen Verläufe,

Fig. 5 ein Oszillogramm über den Ablauf im Sekundärkreis,

Fig. 6 eine erste Abwandlung der Schaltung gemäß der vor­ liegenden Erfindung und

Fig. 7 eine weitere Abwandlung der Schaltung gemäß der vor­ liegenden Erfindung.

Die Fig. 1 zeigt den einschlägigen Stand der Technik. Eine Streuinduktivität L₂.σ bildet zusammen mit einem im Idealfall verlustfreien Übertrager Tr₁ mit einer Primärinduktivität L₁ und einer Sekundärinduktivität L₂ einen Sperrwandlertrafo ST. Im angenommenen Idealfall ist dieser Sperrwandlertrafo ST frei von Verlusten und parasitären Kapazitäten des Trafos Tr₁. In der Realität führen diese beiden Mechanismen jedoch immer zusätzlich zu schnellen Schwingungen ("Ringing") bei Umschaltprozessen.

Der wesentliche Verlustprozeß beim Sperrwandler läßt sich jedoch an diesem Schaltbild gemäß Fig. 1 erläutern. Nachdem der Tran­ sistor T₁ eingeschaltet worden ist, beginnt der Strom aus der Versorgung U_o über die Primärwicklung L₁ und den Schalttransistor T₁ zu fließen. Die Sekundärseite mit L₂ ist anfangs noch strom­ los. Während der Einschaltdauer t_on des Transistors ergibt sich:

wobei t_on die Einschaltzeit des Transistors T₁,
U_o die angelegte Spannung,
W₁ die in L₁ gespeicherte Leistung und
Î₁ der im Primärkreis fließende Spitzenstrom ist.

Wird nun der Transistor T₁ abgeschaltet, kann der primärseitig fließende Strom Î₁ wegen der Induktivität L₂.σ nicht un­ mittelbar in einen Freilaufkreis aus Sekundärwicklung L₂, Diode D₁ und Kapazität C₂ fließen. Dieser Umstand würde ohne weitere Maßnahmen möglicherweise eine Zerstörung des Schalttransistors T₁ durch Überspannung hervorrufen. Es gibt verschiedene Möglich­ keiten, die Transistorspannung zu begrenzen und die Energie ab­ zubauen. Übliche Verfahren sind der Einsatz von sogenannten RCD-Netzwerken oder Suppressor-Dioden, die entweder parallel zum Schalttransistor T₁ oder parallel zur Primärwicklung L₁ ange­ ordnet werden und die Energie "verheizen" (vgl. W. Hirschmann/A. Haunstein: Schaltnetzteile, S. 321 ff oder auch O. Kilgenstein: Schaltnetzteile in der Praxis, S. 178 ff).

Die Verhältnisse beim Abschalten durch den Transistor T₁ lassen sich sehr einfach verdeutlichen, indem zwei Annahmen getroffen werden:

• (1) Eine durch die Streuinduktivität L₂.σ auf der Primär­ seite hervorgerufene rückschwingende Energie W_σprim ist klein gegenüber der Eingangsenergie W₁.
• (2) Die maximale Transistorspannung wird durch zusätzliche Maß­ nahmen auf eine maximale Spannung U_cmax = konstant geklemmt.

Die maximale Transistorspannung kann durch zwei Schaltungs­ varianten begrenzt werden:

* Die Klemmeinrichtung liegt parallel zum Schalttransistor, dann gilt U_x = U_cmax (wobei gelten muß: U_x ≧ U_o + ü.U_A).

* Die Klemmeinrichtung liegt parallel zu L₁, dann gilt U_x = U_cmax-U₀ (wobei: U_x ≧ ü.U_A).

Mit ü ist hierbei das Windungszahlverhältnis von Sekundärwin­ dungszahl zu Primärwindungszahl im Übertrager gemeint. U_A ist die Ausgangsspannung des Sperrwandlers.

Mit diesen Annahmen ergeben sich folgende Stromverläufe auf der Primär- bzw. Sekundärseite des Trafos Tr₁, die in Fig. 2 dar­ gestellt sind.

Um die Verhältnisse etwas besser zu verdeutlichen, wird im fol­ genden eine Abschätzung der Parameter beim Abschalten vorge­ nommen. Dazu muß die rückschwingende Energie auf der Primärseite nach dem Abschalten von Transistor T₁ berechnet werden. Außerdem wurde der energetisch günstigere Fall angenommen, bei dem die Klemmeinrichtung parallel zu L₁ angeordnet wird (U_x = Q_cmax-U₀):

• 1) Verhältnisse am lose gekoppelten Sperrwandlertrafo:
  k ist hierbei der Koppelfaktor des Trafos.
• 2) Im zweiten Schritt wird die Zeit t_σ berechnet, die zum Kommutieren des Stromes von der Primär- zur Sekundärseite benötigt wird:
  
• 3) Nun kann daraus die auf der Primärseite rückschwingende Energie W_σprim berechnet werden, unter der Voraussetzung, daß die Klemmspannung während t_σ konstant bleibt.
  wobei immer gelten muß: U_x ≧ ü.U_A
• 4) Mit Hilfe der vorangegangenen Betrachtung läßt sich das Verhältnis V zwischen primärseitig gespeicherter und beim Abschalten rückschwingender Energie berechnen:
  

Aus diesem Zusammenhang wird nochmals sehr deutlich, welche elementare Wirkung der Streugrad σ beim Sperrwandler besitzt. Falls die rückschwingende Energie in der Klemmeinrichtung ver­ nichtet wird und diese in der Praxis den Hauptanteil an den Verlusten bildet, beschreibt 1-V in der obigen Formel in etwa den erwarteten Wirkungsgrad des Wandlers.

An einem praxisnahen Beispiel soll nun die Gleichung nach (4) veranschaulicht werden:

U_o = 330 V, U_cmax = 550 V, U_A = 48 V, ü = 2

Bei günstigen Aufbauten werden Kopplungsfaktoren k ≈ 0,98 beim Trafo erreicht.

Damit ergibt die Gleichung nach 4) einen Wirkungsgrad von etwa η ≈ 0,75.

Demgegenüber besteht die Aufgabe, diesen Wirkungsgrad zu ver­ bessern. Ein erster Lösungsweg ist in Fig. 3 dargestellt. Gegenüber Fig. 1 werden die beibehaltenen Teile der Schaltung des Sperrwandlers mit den oben erwähnten Bezugszeichen versehen. Die Ergänzungsschaltung besteht aus zwei Dioden D₂, D₃, einer Induktivität L₃ in einem Zweig Z₁ und einem Kondensator C₃. Diese Bauteile sind auf der Primärseite des Wandlers angeordnet.

Der Kondensator C₃ dient als Speichermedium, das als Energie­ puffer nach dem Abschalten des Transistors T₁ die rückschwingende Energie (Strom) über D₂ aufnimmt und sich dabei auflädt.

Beim Wiedereinschalten des Transistors T₁ kann diese zuvor ge­ speicherte Energie über die Diode D₃ an die Induktivität oder Drossel L₃ abgegeben werden. Nach dem Abschalten des Transistors T₁ kann sich nun über die Dioden D₂, D₃ und einen beibehaltenen Zwischenkreiskondensator C₁ die Drossel L₃ freilaufen und die gespeicherte Energie in den Zwischenkreis zurückspeisen. Allge­ mein kann der Schalter ein beliebiger Halbleiterschalter sein, beispielsweise ein bipolarer oder Feldeffekt-Transistor oder auch ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).

Hierbei kann der Sperrwandler so dimensioniert werden wie aus der Fachliteratur allgemein bekannt ist (z. B. O. Kilgenstein: Schaltnetzteile in der Praxis, S. 231 ff).

Für eine grobe Abschätzung der Wirkung der Erfindung wird die Kapazität des Kondensators C₃ zunächst relativ groß (Größen­ ordnung 1 µF) gewählt, so daß sich die Kondensatorspannung dabei nur wenig erhöht (ΔU_C3 < 20% von U_c3). Dann können die Gleichungen aus der Beschreibung der Ausgangslage für die Erfindung angewen­ det werden (mit U_c3 = U_x).

Die Induktivität L₃ bzw. C₃ berechnen sich dann wie folgt:

Nachdem die rückzuspeisende Energie normalerweise viel geringer ist als die in dem Sperrwandlertrafo Tr₁ gespeicherte Energie, ist das Volumen der Drossel L₃ wesentlich kleiner als das des Sperrwandlertrafos Tr₁. Mit Hilfe dieser einfachen Ergänzungs­ schaltung wird der Wirkungsgrad des Sperrwandlers auch mit Potentialtrennung wesentlich erhöht und entspricht damit einem Inverswandler (trafolose Version des Sperrwandlers).

Die Zusatzschaltung arbeitet auch über große Variationen des Tastverhältnisses stabil und wird auf die größte zu übertragende Leistung dimensioniert. Im Gegensatz zu anderen bekannten Lö­ sungsansätzen der Energierückführung gibt es keine Einschrän­ kungen des Tastverhältnisses des Sperrwandlertransistors T₁.

Die Kosten dieser Lösung, die zusätzlich eine Energierückführung bietet, liegen nur unwesentlich über denen der RCD-Netzwerke bzw. Supressordioden, zumal diese Bauteile durch die in ihnen entstehende Verlustleistung große Bauform besitzen oder sogar besonders gekühlt werden müssen.

Im folgenden wird die praktische Erprobung der Schaltung an Hand einer Logikstromversorgungsschaltung beschrieben.

Das in Fig. 3 eingezeichnete und oben erläuterte Entlastungs­ netzwerk wird nachstehend an Hand eines DC-Netzteiles beschrie­ ben. Dieses DC-Netzteil mit mehreren Ausgangsspannungen wurde für den Einsatz in Verbindung mit einem elektronischen Vor­ schaltgerät konzipiert und ist für die Versorgung einer Video­ elektronik dimensioniert. Hier wird beispielhaft nur die Aus­ gangsspannung 12 V betrachtet. Als Eingangsspannung wird die Elkospannung des elektronischen Vorschaltgerätes angenommen. Somit entfällt eine eigene Netzgleichrichtung und Siebung mit Elektrolytkondensatoren. In Fig. 3 ist der Prinzip-Schaltplan des Schaltnetzteiles mit dem bisher beschriebenen Entlastungs­ netzwerk wiedergegeben. Die Zusatzwicklungen für die weiteren Ausgangsspannungen sind nicht dargestellt.

Im folgenden wird nun die auf diesem neuen Prinzip realisierte Schaltung mit Oszillogrammen (Fig. 4 und 5) erläutert und die Funktion des Entlastungsnetzwerkes nach durchgeführten Versuchen beschrieben. Die Oszillogramme gemäß Fig. 4 und 5 wurden bei einer angelegten Spannung U_o von 350 V DC aufgenommen. Als weite­ res Ausführungsbeispiel wurde hier anstelle eines Bipolartran­ sistors ein als Schalter ebenso einsetzbarer Feldeffekttran­ sistor verwendet. Die Lastzustände und Testbedingungen sind je­ weils angegeben. In Fig. 4 wird das Spannungssignal von Gate (mit einer Auflösung von 100 V/DIV) und Drain (mit einer Auf­ lösung von 10 V/DIV) des Schalttransistors bei einem Eingangs­ strom von 62 mA gezeigt, also bei einer Eingangsleistung von ca. 22 W. In Fig. 5 ist das zugehörige Stromsignal von Drain und sekundärer Freilaufdiode D₁ gezeigt. Dieser Strom wurde mit einer Auflösung von 1 A/DIV aufgenommen. Während der Leitendphase des Transistors steigt der Strom bis zum Abschalten (Ab) an. Nach dem Abschalten (Ab) steigt sofort die Drainspannung am Tran­ sistor bis zur Spannung U_k. Der Wert ist hier 482 V und damit für einen 600 V Transistor weit innerhalb seiner Spezifikation. Diese Begrenzung wird durch das neue Entlastungsnetzwerk bewirkt und schützt zum einen den Transistor vor einer zu hohen Spannung und zum anderen kann der Transistor, strommäßig entlastet, ab­ schalten. Die Abschaltverluste im Transistor sind, wie zuvor erläutert wurde, stark reduziert.

Für das weitere Verständnis des Entlastungsnetzwerkes werden jetzt die Ströme am Transistor T₁ und auf der Sekundärseite in Fig. 5 dargestellt. Die Werte für die Schaltung nach Fig. 3 sind für den Kondensator C₃ 4,7 nF (bei einer Spannungsfestigkeit von 630 V) und L₃ 175 µH. Der Leistungsübertrager hat primär­ seitig (L₁) 70 Wdg. und sekundärseitig (L₂) 12 Wdg. Damit ergeben sich eine Primärinduktivität von 500 µH und eine Sekundärinduk­ tivität von ca. 15 µH für die 12 V Wicklung. Bei einer Primär­ windungszahl von 70 Windungen ergeben sich bei einem bestimmten Übertragungsfaktor dementsprechend 12 Windungen für den 12 V Ausgang. Die Streuinduktivität L_σprim, bei primär kurzgeschlosse­ ner Wicklung, wurde mit 0,65 µH gemessen, was ein σ von 0,042 ergibt. Für den Kopplungsfaktor errechnet sich dann ein Wert von 0,98.

Der Kondensator C₃ ist in der praktischen Ausführung der Fig. 4 und 5 relativ klein dimensioniert (einige nF), anders als bei der Fig. 3 angenommen, so daß sich die Kondensatorspannung von C₃ deutlich erhöht. Somit wird dieser Kondensator während der t_on-Zeit vom Transistor T₁ von -200 V auf +200 V umgeladen, er schwingt um.

Die dargestellten Ströme stimmen mit den in Fig. 2 angenommenen Verläufen der Ströme überein.

Bei der Überprüfung des Wirkungsgrades ergibt sich eine Verbes­ serung des Wirkungsgrades von ca. 0,78 ohne Entlastungsnetzwerk, auf ca. 0,87 mit Entlastungsnetzwerk.

Die Fig. 6 zeigt eine gegenüber Fig. 3 abgewandelte Schaltung, die zum Schutz bzw. zur Entlastung der Diode D₃ dient. Dies kann notwendig sein, weil in der Praxis eine Schwingung aus der Induktivität L₃ und parasitären Kapazitäten auftreten kann, die bei den Schaltvorgängen des Transistors T₁ ausgelöst wird. Mit Hilfe einer zusätzlichen Diode D₅, die in Serie zu D₃ geschaltet ist, indem sie in einem parallel zu D₂ und L₃ liegenden Zweig Z₂ angeordnet ist, kann die Maximalsperrspannung der Diode D₃ auf die Höhe der Versorgungsspannung +U₀ begrenzt werden. Dadurch wird der Wirkungsgrad bzw. die Zuverlässigkeit der Schaltung weiter erhöht. Die Dimensionierung von C₃ und L₃ bleibt hierbei unverändert.

Die Variante gemäß Fig. 6 läßt sich durch zusätzliches Einfügen eines Kondensators in eine Schaltung gemäß Fig. 7 erweitern. Hierfür wird parallel zur Diode D₃ ein Kondensator C₄ angeordnet. Die Kapazität dieses Kondensators C₄ ist wesentlich kleiner als der Wert des erfindungsgemäß angefügten Kondensators C₃. Er dient ähnlich wie ein Trapezkondensator in Halbbrückenschaltungen zur Schaltentlastung der beiden Dioden D₃ und D₅. Durch diese Maß­ nahme werden außerdem die Spannungsflanken bei den Schaltvor­ gängen verlangsamt und dadurch werden weniger Funkstörungen ver­ ursacht.

Claims (4)

1. Schaltnetzgerät zur Stromversorgung elektronischer Geräte mit einem Übertrager, der als Sperrwandler ausgebildet ist, der aus zumindest einer Sekundärinduktivität, einer Diode und einer Kapazität besteht, und mit einer Primärinduktivi­ tät des Übertragers, wobei die Primärwicklung von einem Halbleiterschalter, insbesondere einem Transistor, ein- und ausgeschaltet wird, dadurch gekennzeichnet, daß im Primärkreis ein Speichermedium angeordnet ist, das die aus dem Übertrager rückgekoppelte Energie im Primär­ kreis speichert.

2. Schaltnetzgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Speichermedium eine Kapazität (C₃) ist, die im Primärkreis den Weg vom Transistor (T₁) zur Primärinduk­ tivität (L₁) mit einem Zweig (Z₁) verbindet, der aus zwei Dioden (D₂, D₃) und einer zwischen den Dioden (D₂, D₃) angeordneten Induktivität (L₃) besteht und die Kapazität (C₃) zwischen Diode (D₂) und Induktivität (L₃) anliegt (Fig. 3), wobei der Zweig Z₁ sich zwischen dem positiven und negativen Pol der am Übertrager angelegten Spannung (U_o) erstreckt.

3. Schaltnetzgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich eine weitere Diode (D₅) in Serie zur Diode D₃ angeordnet ist.

4. Schaltnetzgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Diode (D₃) eine Kapazität (C₄) gelegt ist (Fig. 7).