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Analog-/Digital-Umsetzer für sehr hohew Frequenzen Die Erfindang
betrifft einen Analog-/Digital-Umsetzer zum Umsetzen analoger Abtastwerte in einem
Binärcode, insbesondere zum Umsetzen von aus Schwingungen sehr hoher Frequenzen
und mit aehr hohen Abtastfrequenzen gewonnenen Abtastwerten .
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Solche Analog-/Digital-Umsetzer Jind beigpielsweixe erforderlich für
das Umsetzen von Fernsehsignalen mit einer Bandbreite von rund 5 MHz, wobei die
Abtastfrequenz 10 MHz oder hoher ist, sowie zum Umsetzen der Außgangsaignala wielkanaliger,
nach dem Frequenz-Vielfachverfahren arbeitender Frensprech-Übertragungssysteme.
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Bei üblichen Analog-/Digital-Umsetzern kann u.a. zwischen parallel
arbeitenden und in Serie arbeitenden Umsetzern unterschieden
werden.
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Für hohe Abtastfrequenzen erscheint der Parallelumsetzer besonders
geeignet1 der während der Dauer eines Abtastwertes nur eine Entscheidung zu treffen
hat. Dieser hat jedoch den Nachteil eines hohen Aufwandes, da er für jede Quantisierungsstufe
ein Entscheidungselemente enthält.
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Sehr viel geringer ist der Aufwand für einen Serienumsetzer, der für
2n Quantisierungsstufen nur n Entscheidungselemente erfordert. Da jedoch beim Serienumsetzer
die einzelnen Codierstufen zeitlich nacheinander arbeiten und der Codierorgang wälirend
der Dauer eines Abtastwertes beendet werden muss, , ist die höchste zulässige Abtastfrequenz
begrenzt.
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Dieser Nachteil der Serienumsetzer ist jedoch bei Verwendung moderner
integrierter Baugruppen nicht mehr schwerwiegend.
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Weiterhin ist die Art des vom Analog-/Digital-Umgetzer abzugebenden
Codes von Bedeutung für die Geschwindigkeit, mit der ein Serienumsetzer arbeiten
kann und damit auch für die höchste zu übertragende Frequenz. Insbesondere bei der
Umsetzung schmaler roquonzbänder durch vergleichsweise niedrige Abtastfrequenzen
werden im allgemeinnen die Binärzeichen nach dem sogenannten natürlichen Binärcode
gewonnen. Bei der Unsetzung analoger Signale durch einen Serienumsetzer in den natürlichon
Binärcode gibt jede Cidierstufe über einen Ausgang ein digitales Signal ab und liefert
über einen zweiten Ausgang
der nachfolgenden Codierstufe ein je
nach Art des festgestellten Binärwortes um einen festen Wert verkleinertes oder
vergrössertes analogen Restsignal. Die dabei notwendigerweise zeitlich auf einanderfolgenden
Vorgänge der Feststellung des einen oder anderen Binärwertes und davon abhängig
der Entscheidung ob der Festwert vom analogen Resetsignal abgezogen werden oder
diesem zugefügt werden muss, erfordert vergleichsweise viel Zeit und begrenzt daher
dio Arbeitsgeschwindigkeit des Serienumsetzers.
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Wenn jedoch der Serienumsetzer anstelle von Bindrzeichen nach dem
natürlichen Binärcode Binärzeichen nach dem reflektierten Binärcodc, auch Gray-Code
genannt , liefern soll, so wird in jeder Codierstufe das analoge Testsignal unabhängig
von dem durch die Codierstufe festgestellten Binärwert in derselben Richtung um
einen Festwert verändert. Daher ist die Umsetzung eines Analogsignales in Binärzeichen
des reflektierten Binärcodes in kürzerer Zeit möglich. Darüberhinaus hat bekanntlich
der reflektierte Binärcode den Vorteil, dass sich jeweils zwei aufeinanderfolgende
Werte nur in einer der Binärstellen eines Wortes unterscheiden, so dass die Auswirkung
einer fehlerhaften Übertragung im allgemeinen kleiner ist als beim natürlichen Binärcode.
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Analog-/Digital-Umsetzer in der Form von Serienumsetzern zum Umsetzen
in Binärzeichen nach dem reflektierten Binärcode bestehen grundsätzlich aus der
Hintereinanderschaltung einer der-Anzahl -der Binärstellen eines Worten gleichen
Anzahl von
Codierstufen, wobei jede der Codierstufen aus einem ihr
zugeführten Analogsignal Uen ein der folgenden Codierstufe zugeführtes Analogsignal
Uen. + t = 2 uenl - E bildet, worin der Festwert E gleich ist der grössten erwarteten
Amplitudenstufe, und zugleich über einen zweiten Ausgang ein Binärzeichen liefert.
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Es sind einige Schaltungsanordnungen zur Durchführung dieses grundsätzlichen
Verfahrens bekanntgeworden.
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Bei der Schaltungsanordnung nach der USA-Patentschrift 3.035.258 hat
jede Codierstufe zwischen Analog-Eingang und dem Analog-Ausgang eino V-förmige,
durch übliche Vollweg-Brückengleichrichter erzeugte Übertragungskennlinie. Der Leitfähigkeitszustand
Je einer der Gleichrichterdioden kennzeichnet die Polarität des Eingangssignales
der Stufe und-bewirkt die Abgabe eines entsprechenden Binärzeichens. Die Schaltung
ist insgesamt sehr aufwendig und wird nur bei sehr sorgfältiger Auswahl einiger
Bauteile hinreichend genau arbeiten.
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In der Schaltung nach der deutschen Auslegeschrift 1 183 126 besteht
jede Codierstufe aus einem rückgekoppelten Verstärker mit Srossem Verstärkungsfaktor.
Die Rückkopplung des Verstärkers erfolgt über einen ersten und einen zweiten Weg,
wobei ein Teil jedes Weges gemeinsam ist und Jeder Weg ein asymmetrisch leitendes
Element enthält, das so gepolt ist, dass ein an den gemeinsamen Teil angelegtes
Eingangs signal
immer nur einen Weg leitend hält. Die Rückkopplunswege
ez beugen je einen der Schenkel der V-förmige Übertragungse kennlinio. An Ausgang
des Verstärkers kann das Digitalsignal abgenommen werden, während das analoge Resetsignal
zumindest an einem der Riickkoppiungspfade abnehmbar ist. Der wesentliche Nachteil
dieser Schaltungsanordnung ergibt sich daraus, dass ein Verstärker mit grossem Verstärkungsfaktor
und starker Rückkopplung für ein breites Frequenzband nur mit grossem Schaltungsaufwand
stabil gehalten werden kann. Die Beschreibung eines geeigneten, aufwendigen Verstärkers
findet sich z.B. in The Bell System Technical Journal XLIV (Nov. 65) 9, S. 1832
ff. Bei der darin angegebenen Lösung sind je ein Verstärker für den unteren und
für den oberen Frequenzbereich parallel geschaltet. Mit tragbarem Aufwand kann die
Schaltungsanordnung des Umsetzers nur für einen kleinen Frequenzbereich, nicht jedoch,
wie eingangs gefordert, mrm Umsetzen von aus Schwingungen sehr hoher Frequenzen
und mit sehr hohon Abtastfrequenzen gewonnenen Abtastwerten verwendet werden Xhnlich
aufgebaut ist auch die durch die deutsche Offen.
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legungsschrift 1 805 155 bekannte Schaltungsanordnung.
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In dieser enthält jede Codierstufe einen Halbwellengleichrichter in
Forn eines ersten Operationsverstä erkers, dessen invertierendem Eingang das Analogsignal
über eine Reihenschaltung zweier Widerstände zugeführt wird und dessen nicht invertierender
Eingang an Masse liegt. Am Ausgang dieses
ersten Operationsverstärkers
ist das Binär signal abnehmbar.
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Vom Ausgang des ersten Operationsverstärkers führen weiterhin zwei
entgegengesetzt gepolte Dioden, die eine unmittelbar, die zweite über den Verbindungspunkt
der beiden Widerstände zum invertierenden Eingang des Verstärkers. Dem in dieser
Anordnung gleichgerichteten analogen Eingangssignal wird in einem zweiten Operatioasverstärksr
ein Festwert überlagert und dabei da analoge Resetsignal gewonnen. Auch dieser zweite
Operationsverstärker ist rückgekoppelt und es ergeben sich daher dieselben Schwierigiteiten
und Nachteile, wie sie bereits für die Anordnung nach der deutschen Auslegeschrift
1 183 126 genannt wurden.
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Es bestand daher die Aufgabe, eine Schaltungsanordnung zum Unsetzen
analoger Abtastwerte ih einen Binärcode, insbesondere zum Umsetzen von aus Schwingungen
sehr hoher Frequenzen und mit sehr hohen Abtastfrequenzen gewonnenen, breitbandigen
Abtastwerten, und mit gegenüber bekannten Schaltungen kleinerem Aufwand anzugeben.
Nach den eingangs gegebenen Erläuterungen ist hierfür ein Serienumsetzer in Bezug
auf den Aufwand und ein Umsetzer zur Bildung eines reflektierten Binärcode mit Rücksicht
auf die sehr kurze, für den Codisrvorgang zur Verfügung stehende Z.it vorzugsweize
geeignet. Nach der Entscheidung für diese, im Grundsätzlichen bekannte Art eines
Analog-/Digital-Umsetzers kann die Aufgabe beschränkt werden auf eine Anordnung,
die im Grundsatz ohne Rtickkopplung arbeitet und damit auch für das Umsetzen sehr
breitbandiger Analogsignale ohne grossen Aufwand stabil und unkritisch aufgebaut
werden kann.
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Der erfindungsgemässe Analog-/Digital.Umsetzer zum Umsetzen von analogen
Abtastwerten in Binärzeichen eines reflektierten Binärcodes, bestehend aus der Hintereinanderschaltung
einer der Anzahl der Binärstellen jedes Codewortes gleichen Anzahl von Codierstufen,
wobei jede der Codierstufen aus einem ihr sugeführten Analogsignal Uen ein der folgenden
Codierstufe zugeführtes analoges Restsignal Uen + 1 n 2luenJ~ E bildet worin E gleich
ist der grössten am Eingng des Umsetzers erwarteten Amplitude1 und zugleich über
einen zweiten Ausgang ein von der Polarität des ihr zugeführten Analogsignales abhängiges
Digitalsignal liefert, ist dadurch gekennseichnett dass jede der Codiorstufen besteht
aus einer ersten, über die Basis ihres ersten Transistors durch Analogsignale ansteuerbaren
Differenzverstärkorschaltung, deren zweiter Transistor mit der Basis an Masse liegt,
und einer zweiten Differenzverstärkerschaltung1 wobei die Basis des ersten Transistors
des zweiten Differenzverstärkers mit dem Kollektor des ersten Transistors des ersten
Differenzverstärkers und die Basis des zweiten Transistors des zweiten Differenzverstärkers
mit t dem Kollektor des zweiten Transistors des ersten Differenzverstärkers verbunden
ist, dass der für die Transistoren des zweiten Differenzverstärkers gemeinsame Emittervorwiderstand
mit einem für alle Codierstufon gleich angeordneten Abgriff versehen ist, an dem
das restliche, durch die nachfolgende Codierstufe auszuwertende Analogsignal abnehmbar
ist, da ein Digitalsignal am Kollektor des ersten Transistor und ein dazu inverses
Digital signal all Kollektor des zweiten Transistors des zweiten Differenzverstärkeres
abnehmbar
ist, und dass die Speise spannungen der Codierstufen in ihren auf das Massepotential
bezogenen Werten so gewählt und die Teilwiderstände des gemeinsamen Emittervorwiderstandes
der Transistoren des zweiten Differenzverstärkers so bemessen sind, dass bei einem
Signal Uen = O am Eingang einer Codierstufe am Analogausgang derselben Codierstufe
ein Signal gleich der Grösse - E abnehmbar ist.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Hierzu zeigen Fi gd 1 den Üborsichtsstromlauf eines Serie-Analog-/Digital-Umsetzers.
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Figa 2 ein beispielhaftes Schema für die Umsetzung eines analogen
Abtastwertes in den reflektierten Binarcode, Fig. 3 die Übertragungskennlinien einer
Codierstufe, und Fig. 4 den Stromlaufplan einer erfindungsgemässen Codierstufe.
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Die Fig. i zeigt einen n-stufigen Serienumsetzer mit beispielsweisen-
%gleichen Codierstufen Ci ... 4, geeignet zum Umsetzen von analogen Abtastwerten
in an = 16 Quantisierungsstufen. Jede Codierstufe hat einen Analogeingang Uen mit
im Beispiel n = 1 ... 4, einen mit dem Analogeingang der nachfolgenden Stufe verbundenen
Analogausgang Uai ... Uän und einen Digitalausgang D1 ... Dn. Jede Codierstufe liefert
bei einem angelegten Eingangssignal Ue ein analoges Resetsignal
der
Grösse 2|Ue|- E, wobei F ein fester Wert und gleich der Grösse des höchsten erwarteten
analogen Abtastwertes ist, und ein von der Polarität des Eingangssignales abhängiges
Digitalsignal.
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Die Vorgänge in den einzelnen Codierstufen beim Umsetzen eines analogen
Abtastwertes sind ir Fig 2 i-Form eines Schemas dargestellt. Auch hierbei sind wie
in Fig . vier Codierstufen angenomnen, die 16 Quantisierungsstufen 0 .. 15 entsprechend
Spannungswerten von - 8 ... 0 ... + 8 feststellen und in digitaler Form wiedergeben
können. Die den vier Binärstellen entsprechenden Digitalsignale für dz 16 Quantisierungsstufen
für den Fall des reflektierten Binärcodes sind im linken Teil des Schemas als Tabelle
angegeben. Entrprechend der grössten erwarteten Amplitude des analogen Abtastwertes
von 8 Spannungseinheiten ist der in jedr Stufe abzuziehende Festwert E ebenfalls
gleich 8 Spannungseinheiten. Im dargestellten Beispiel ist ein analoger Abtastwert
von + 5,5 Spannungseinheiten angenommen, dio, wio ersichtlich in der Quantisierungsstufe
13 liegen und der das binäre Wort LOLL entspricht. Es ergeben dann für dio einzelnen
Codierstufen die folgenden Eingangs-, Zwischen-und Ausgangswerte
| Codieratufo 1 2 3 4 |
| analogor Zing. Uo + 5,5 i 3 - - 2 - 4 |
| 21Uet + lt +6 +4 |
| 21Ue!- E +3..r -2-- 4- 0 |
| Polarität Uo + + - |
| Digitalsignal L O L L |
Der unterschiedliche Zusammenhang zwischen der Polarität des Eingangssignales
Ue und dem abgegebenen Digitalsignal zwischen der ersten und allen folgenden Codierstufen
ergibt sich aus der Verbindung des reflektierten Binärcodes mit der üblichen Zählrichtung
für die Quantisierungsstufen von negativen zu positiven Werten. Dieser Unterschied
wird erreicht durch die Abnahmo des Digitalsignales in der ersten Codierstufe an
einem der zwei und in allen folgenden Codierstufen am zweiten der zwei Digitalausgänge.
Bei Abnahme der Digitalsignale in allen Codierstufen am gleichen Ausgang ergibt
sich ebenfalls ein reflektierter Binärcode, je doch entsprechend der umgekehrten
Zählrichtung für die QuantisicrungsstufenZ d.h. von positiven zu negativen Werten.
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Die Aufgabe jeder Codierstufe, neben der Abgabe eines von der Polarität
des analogen Eingangssignales abhängigen Digitalzeichens, kann unterteilt werden
in 1. Verstärkung des analogen Eingangssignales Ue um den Faktor 2. Damit ergibt
sich eine erste, in Fig. 3a dargestellte obertragungskennlinie.
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2. Gleichrichtung des verstärkten analogen Eigangssignales zum Gewinnen
des absoluten Betrages 2|Ue|, entsprechend der in Fig. 3b dargestellten V-förmigen
Übertragungskennlinie.
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3. Subtral;tion des Festwertes E vom absoluten Betrag des verdoppelten
analogen Eingangssignales 2iUeiund damit
eine Parallelverschiebung
der Übertragungskennlinie, wie in Fig. 3c dargestellt.
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Fig. 4 zeigt die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung einer diese
Aufgabe erfüllenden Codierstufe. Jede Codierstufe besteht aus einer ersten Differenzverstärkerschaltung
Vt und einer zweiten Differenzverstärkerschaltung V2.
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Die erste Differenzverstärkerschaltung V1 bewirkt die Verstärkung
der ihr zugeführten Analogsignale um den Faktor 2 und besteht aus den Transistoren
Tal und Ts2, jeweils mit einem Kollektorvorwiderstand Ri bzw. R2 und einem Emittervorwiderstand
R3 bzw. R4 und einem weiteren, für beide Transistoren gemeinsamen Emittervorwiderstand
R5. Das Analogsignal Ue wird der basis des Transistors Ts1 des ersten Differeuzverstärkers
V1 zugeführt. Die Basis des Transistors Ts2 des ersten Differenzverstärkers V1 liegt
an Masse.
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Die Kollektoron der Transistoren Tsi bzw. Ts2 des ersten Differenzverstärkers
VI sind verbunden mit der Basis Jeweils eines der Transistoren Ts3 bzw. Ts4 des
zweiten Differenzverstärkers V2. Jedem der Transistoren Ts3 und Ts4 ist ein Sollektortorwiderstand
R6 bzw. R7 zugeordnet; beide Transistoren haben einen gemeinsamen, aus der Hintereinanderschaltung
der zwei Widerstände R8 und R9 bestehenden Emittervorwiderstand. Der Abgriff zwischen
den Widerständen R8 und R9 führt zum Analogausgang Ua der Codierstufe. Die Kollektoren
der Transistoren Ts3 bzw. Ts4 des zweiten Differenzverstärkers
sind
verbunden mit je einem Digital aus gang Di bzw. D2, an denen zueinander inverse
Digitalzeichen abnehmbar sind. Der zweite Differenzverstärker bewirkt ferner sowohl
die Gleichrichtung der verstärkten Analogsignale wie auch durch die Spannungsteilung
am gemeinsamen Emitterwiderstand der Transistoren und geeignet gewählten Speisespannungswerten
+ U und - U die Subtraktion des Fcstwertes E vom verstärkten und gleichgerich teten
Analogsignal.
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Die gesandte Schaltung einer Codierstufe arbeitet in nachfolgend beschriebener
Weise: Ist die Eingangs spannung Ue bezogen auf Massepotential gleich 0 V, so haben
die Kollektoren der Transistoren Tsi und Ts2 des ersten Differenzverstärkers Vi
und damit auch die Basen der Transistoren Ts3 und Ts4 des zweiten Differenzverstärker
V2 gleiches Potential. Die Transistoren Tsi und Ts2 führen Ströme gleicher Grösse,
ebenso die Transistoren Ts3 und Ts4. Hat die Eingangsspannung Ue positives Potential,
so steigt der Kollektor-Emitterstrom des Transistors Tsi und die Spannung am Kollektor
desselben Transistors ändert sich gegenüber dem Ruhewert um - 2Ue. Zugleich ändert
sich infolge der Kopplung über den hochohmigen Widerstand R5 die Spannung am Emitter
des Transistors Ts2 in positiver Richtung soweit, dass die Spannung am Kollektor
des Transistors Ts2 gegenüber dem Ruhewert sich um + 2Ue ändert. Bei diesen Spannungsunterschieden
an den Kollektoren
der Transistoren Tsi und Ts2 wird der Transistor
Ts3 gesperrt und über den Transistor Ts4 flisst ein dem Eingangssignal verhältnisgleicher
Strom. Hat dagegen die Eingangsspannung Ue negatives Potential gegen Masse so ändert
sich die Spannung nm Kollektor des Transistors Tsl gegenüber dem Ruhewert um + 2Ue
und zugleich die Spannung am Kollektor des Transistors um - 2Ue. Dabei wird der
Transistor Ts4 gesperrt und über den Transistor Ts3'fliesst ein dem Eingangssignal
verhältnisgleicher Strom. In jedem Falle fiiesst über den den Transistoren Ts3 und
Ts4 gemeinsamen Emittervorwiderstand R8, R9 ein dem Absolutwert des Eingangssignales
verhältnisgleicher Strom und erzeugt an diesen Widerständen oinen dem Absolutwert
des Eingangssignales verhältnisgleichen Spannungsabfall, d.h. der zweite Differenzverstärker
wirkt als Gleichrichter und die Senalinie der Ausgangsspannung über der Eingangsspannung
hat die gewttnschte V-Form. Dio Speisespannungen , + U und - U der Codierstufe sind
in ihren Werten bezogen auf Masse so gewählt und die Teilwiderstände R8 und R9 des
gemeinsamen Emittervorwiderstandes der Transistoren Ts3 und Ts4 des zweiten Differenzverstärkers
V2 so bemessen, dass bei einem Eingangssignal Ue = O V am Ausgang Ua ein Signal
gleich der Grösse - E auftritt. Bei jeder Änderung des Eingangssignales Ue in beliebiger
Richtung ändert sich das Ausgangssignal Ua gegenüber dem Ruhowort - E um den Betrag
2Ue in positiver Richtung. Je nach Polarität des Eingangssignales führt entweder
der Transistor Ts3 oder der Transistor Ts4 des zweiten Differenzverstärkors
V2
Strom und der jeweils andere Transistor keinen Strom, so dass am Kollektor eines
dieser Transistoren ein Digitalsignal und am Kollektor des anderen Transistors das
dazu inverse Digitalsignal abgenommen werden kann.
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Im Gegensatz zu bekannten Schaltungen zur Lösung der Aufgabe bewirkt
jede Abweichung der Eingangsapannung Ue vom Wert O in beliebiger Richtung eine verhältnisgleiche
Änderung der Aus.
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gangsspannung in positiver Richtung ohne dass es dazu einer kritischen
Rückkopplung bedarf, d.h. die Kennlinie der Ausgangsspannung über der Eingangsspannung
hat V-Form.
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Bei der beschriebenen Schaltungsanordnung ist die Kennlinie der Ausgangs-
über der Eingangsspannung bedingt durch den oxponentiellen Verlauf der Strom-/Spannungskennlinie
der Basis-Emitterstrecke eines Transistors im Übergangsgebiet von negativen zu positiven
Eingangssignalon, d.h. zwischen den beiden Schenkeln des wVe' leicht gerundet. Dadurch
sind bei sehr kleinen Eingangssignalen die Ausgangs signale nicht mehr verhältnisgleich
zu den Eingangssignalen und es kann sich an erhöhtes Quantisierungsgeräusch ergeben.
Die Abrundung des Kennlinienknicltos kann durch eine Rückkopplung vom Kollektor
Jedes dor Transistoren zur Basis des jeweils anderen Transistors dos zweiten Differenzverstärkers
V2 beliebig scharf gemacht worden, wie in Fig. 4 durch die gestrichelt gezeichneten
Widerstände R 10 und R 11 angedeutet ist.
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Anstelle dos strombegrenzenden gemeinsamen Emittervorwiderstandes
R5 für die Transistoren Tsi und Ts2 des ersten Differenzverstärkers V1 kann zweckmässig
in an sich bekannter Woise ein strombegrenzender und stromkonstanthaltender Transistor
treten.
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Da die erfindungsgemässe Schaltung nur Widerstände und Transistoren
enthält, ist sie besonders geeignet für den Aufbau in integrierter Technik,