DE1917119B2 - Dioden torschaltung fuer grosse signalbandbreite - Google Patents
Dioden torschaltung fuer grosse signalbandbreiteInfo
- Publication number
- DE1917119B2 DE1917119B2 DE19691917119 DE1917119A DE1917119B2 DE 1917119 B2 DE1917119 B2 DE 1917119B2 DE 19691917119 DE19691917119 DE 19691917119 DE 1917119 A DE1917119 A DE 1917119A DE 1917119 B2 DE1917119 B2 DE 1917119B2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signal
- diodes
- diode
- output
- gate circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 5
- 238000009413 insulation Methods 0.000 claims description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 5
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000036316 preload Effects 0.000 description 1
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C27/00—Electric analogue stores, e.g. for storing instantaneous values
- G11C27/02—Sample-and-hold arrangements
- G11C27/024—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/74—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of diodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
Torschaltung wird nun dieses Lecksignal dem Aus- wird eine Steuerspannung auf den elektronischen
gangssisyia! überlagert. Ein an den Ausgang geschal- Schalter gegeben, wobei je nach Vorzeichen der
teter Niederfrequenzverstärker verstärkt somit die Steuerspannung das T-förmige Dämpfungsglied eine
Summe beider Signale, so daß sich eine Verzerrung hohe bzw. niedrige Dämpfung aufweist, so daß entder
Wellenform ergibt. Wie weiter oben bereits aus- 5 sprechende Leistung auf die Last übertragen wird
geführt, ist das Ausgangssignal um so kleiner, je oder nicht. Bei dieser Schaltungsanordnung ist die im
höher .!ie Frequenz ist, so daß das Ausgangssignal Querzweig liegende Diode nicht geeignet, von der
stark von dem Lecksignal beeinflußt wird, und zwar Steuerspannungsquelle reflektierte Wellen abzufanum
so stärker, je höher die Frequenz ist. Diese Er- gen, da die Diode die gleiche Durchlaßrichtung wie
scheinung trifft auch dann zu, wenn am Ausgang der io die anderen Dioden aufweist (deuischf Patentschrift
Torschaltung eine Speicherkapazität geschaltet ist, 830 352).
um die Schaltung von zufälligen Streuungen der Aus- Bei einer anderen bekannten Schaltungsanordnung
sans··-Streukapazität unabhängig zu machen. sind zwei in Reihe liegende, entgegengesetzt gepolte
Das Steuersignal für eine derartige Dioden-Tor- Dioden vorgesehen, an deren gemeinsamen Verbin-
«chaltuna, zumeist in Form eines Testimpulses, wird 15 dungspunkt Tastimpulse gelegt werden, die eine an
ilem Verbindungspunkt der beiden Längsz-veig- die Reihenschaltung gelegte Gleichspannung tasten,
dioden zugeführt. Die Impedanz des den Tastimpuls Am Ausgang de. Diodenschaltung ist eine Triode
erzeugenden Tastimpulsgenerators, gesehen vom geschaltet, deren Gitter on den Tastimpulsen ange-Verbindungspunkt
aus (Ausgangsimpedanz des Tast- steuert wird und deren A iodenspannung entspre-Jmpulsgcncrators),
ist klein und stark von der Fre- 20 chend den Tastimpulsen einen Impulsverlaut autweist.
quen/ abhängig. Selbst wenn die erste Längszweig- Die Amplituden der Impulse stellen dabei ein Maß
diode gesperrt 1st, wirkt diese Ausgangsimpedanz als für die Höhe der Gleichspannung dar. Eine derartige
I ast für den Signaleingang über die Kapazität der Schaltungsanordnung dient im wesentlichen zum
Dii.ien. wodurch die Wellenform des zu messenden Tasten von Gleichspannungen und ist zum Tasten
Eingangssignal verzerrt wird, so daß Unregelmäßig- 25 für besonders hochfrequente Signale nicht geeignet
keiifii entstehen in der Frequenzcharakteristik im (USA.-Patcntschrift 2 950 690).
Bereich hoher Frequenzen. Es ist andererseits schwie- Es ist ferner ein Diodenschalter bekannt mit zwei
ris.'. die Auscangsimpedanz des Tastimpulssenerators in Reihe geschalteten, entgegengesetzt gepolten
über eine größere Bandbreite anzupassen. Mit ande- Dioden, an deren Verbindungspunkt im Querzweig
ren Worten, der Welligkeitsfaktor ist groß. Um die 30 eine dritte Diode geschaltet ist. Eine Steuerspannung
Impulsbreite des Tastimpulses kleiner zu machen, wird auf den gemeinsamen Verbindungspunkt der
wird im Tastimpulsgenerator normalerweise eine Dioden gegeben und sperrt bzw. öffnet somit den
Verkürzungsschaltung verwendet, um die Impuls- Diodenschalter. Insbesondere bei sehr hohen Frebreite
auf ein Zeitintervall zu vermindern, das von quenzen tritt eine Reflexion einer Welle des hindern
Signal benötigt wird, um die Verkürzungsschal- 35 sangssignals am Steuerspannungsgeber auf, die durch
tun<- vorwärts und rückwärts zu durchlaufen. Der den bekannten Diodenschalter nicht gedampft oder
Welligkeitsfaktor dieser Verkürzungsschaltung ist je- unterdrückt werden kann (deutsche Auslegescnntt
doch unendlich, so daß Totalreflexion auftritt. Da 1 084 309).
diese Reflexion über die Kapazität der Diode im Es ist ein Diodenschalter in Brückenschaltung be-
Sperrzustand eine Belastung des Eingangs bewirkt, 40 kannt. bei dem zur Ableitung eines Leckstromes
wird ein Teil des Eingangssignals, das am Eingang über einen Transistor eine niedrige Impedanz an die
ansteht, von dem Tasfimpulsgenerator mit der Vcr- Verbindungspunkte der entgegengesetzt gepolten
kiirzungsschaltung auf den Einuang zurückreflektiert, Dioden gelegt ist und auf die auch eine Steuerspanso
daß die reflektierte Welle dem Eingangssignal nung geschaltet wird. Bei dieser bekannten bcnaliiberlacert
wird und sich eine Verzerrung der Wellen- 45 tungsanordnung wird zwar verändert, clab ein
form ereibt. w.-nn die Torschaltung öffnet. Auf diese großer Teil des Leckstroms auf den Ausgang des
Weise wird die Hochfrequenzcharakteristik der Tor- Schalten gelangt. Für ein Abtastverfahren lnsoesons(haltung
unregelmäßig und weiter verschlechtert. dere bei sehr hohen Frequenzen ,st sie jedoch nicht
Ein Versuch zur Lösung dieses Problems könnte geeignet (deutsche Auslegeschnft 118/2/1J.
darin bestehen, ein Breitband-Dämpfungsglied mit 30 Schließlich ist bei einem Diodenschalter in
einem kleinen Welligkeitsfaktor zwischen dem Tast- Brückenschaltung ebenfalls bekannt die üteuerspan-,mpulsgenerator
und der Torschaltung zu schalten. nung über eine Diode an die Bruckenscnaltung zu
Wenn ein Dämpfungsglied mit einer Dämpfung von legen Da diese Diode jedoch mit dem gleichen Po
6 db verwendet würde, könnte die reflektierte Welle wie die anderen am gemeinsamen Verbindungspunkt
auf ein Viertel reduziert werden. Aber der Tast- 55 liegt, kann sie Reflexionen von der Steuerspannungsimpuls,
der der Torschaltung zugeführt wird, würde quelle auf den Signaleingang zurück nicht verebenfalls
auf die Hälfte abgeschwächt. Um daher die hindern.
Amplitude des Tastimpulses auf dem Wert zu Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Diodenhalten,
den sie ohne Dämpfungsglied haben würde, Torschaltung für möglichst getreue Abtastung von
muß der Tastimpulsgenerator Impulse mit der zwei- 60 Signalen großer Bandbreite (oder hoher oberer
fachen Amplitude erzeugen. Dies ist jedoch prak- Grenzfrequenz) zu schaffen.
tisch sehr schwer durchführbar. Bei einer Dioden-Torschaltung der eingangs ge-
Es ist ein zwischen einem Generator und einer nannten Art wird diese Aufgabe dadurch gelost daß
Last geschalteter elektronischer Schalter bekannt, der die weitere Diode mit entgegengesetzter Elektrode
als T-förmige'. Dämpfungsglied ausgebildet ist. In 65 wie die Längszweigdioden an den Verbindungspunkt
jedem Zweig ist eine Diode geschaltet. Die Dioden angeschlossen ist in Spernchtung vorgespannt ist
Hegen mit gleichen Elektroden am gemeinsamen und von e.nem Tast.mpulsgenerator mit Impuls-Verbindungspunkt.
Über die Diode im Querzweig Steuersignalen gespeist wird, daß an den Verb.n-
Jungspunkt eine Abschlußimpedanz angeschlossen ist. deren Fußpunkt durch einen zur Masse führenden
Ableitekondensator verhältnismäßig großer Kapazität gebildet wird, daß am Ausgang der im Längszweig
vorgesehenen Reihenschaltung der beiden Dioden eine an Masse liegende Speicherkapazität angeschlossen
ist und daß der Ausgang an eine Signai-Rückgewinnungsschaltung angeschlossen ist, deren
Ausgangssignal wenigstens zum Teil auf die Dioden gegengekoppelt ist.
Mit der erfindungsgemäßen Dioden-Torschaltung
ist eine gegengekoppelte Breitband-Torschaltung geschaffen, die zur Abtastung und Wiedergewinnung
von Hoch- und Höchstfrequenzsignalen geeignet ist und beispielsweise für Sampling-Oszillographen verwendet
werden kann. Es gibt jedoch auch zahlreiche andere Anwendungsmöglichkeiten, beispielsweise als
Analog-Digital-Umsetzer, wobei die bei der Abtastung gewonnenen Impulssignale direkt verwendet
werden, d. h. vor ihrer Wiederzusammensetzung. In diesem Fall ist die Wiederzusammensetzung zu einem
kontinuierlichen (Analog-)Signal nur für die Gegenkopplung
von Bedeutung, d. h. für die Korrektur der von den Dioden hervorgerufenen, nichtlinearen Verzerrungen.
Bei der erfindungsgemäßen Torschaltung werden die Schwierigkeiten vermieden, die sonst bei sehr
hohen Frequenzen, durch Einfluß von Eigen- und Streukapazitäten. Laufzeiten und Signalreflexionen
auftreten. Dieser Vorteil wird durch drei wesentliche Merkmale erreicht. Zum einen wird der Leckstrom
infolge der Streukapazität der Dioden über einen niederohmigen Querzweig abgeleitet, so daß insbesondere
bei hohen Frequenzen ein verhältnismäßig günstiges Dämpfungsverhältnis eines getasteten Signals
erzielt wird. Zum zweiten verhindert die im Querzweig mit entgegengesetzter Elektrode wie die
Längszweigdioden geschaltete Diode einen Signalrücklauf vom Abtastimpulsgenerator zum Signaleingang,
was eine Verzerrung der Wellenform des Nutzsignals zur Folge hätte. Zum dritten wird schließlich
ein aus den Ausgangsimpulsen der Torschaltung zurückgewonnenes Signal gegengekoppelt. Dadurch
wird insbesondere der durch die Nichtlinearität der Dioden hervorgerufene Nachteil behoben.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun an Hand der Zeichnungen beschrieben Es zeigt
F i g. 1 ein elektrisches Schaltbild einer Äusführungsform
der Erfindung.
Fig. 2 ein Ersatzschaltbild der in Fig. 1 gezeigten
Schaltung.
F i g. 3 ein Ersatzschaltbild der in F i g. 1 gezeigten Schaltung ohne den Widerstand R1 und die
Diode D 3.
F i g. 4 eine graphische Darstellung der Kennlinie und der Wellenformen an der Diode 1)3 und
Fig. 5 die Schaltung eines abgewandelten Ausführunasbeispiels
der Erfindung.
In der in F i g. 1 gezeigten Schaltung ist ein Eingang 1 für ein Signal, das gemessen werden soll, ein
Masseanschluß 2 und ein Ausgang 3 gezeigt, an dem die Amplitude des zu messenden Signals während
der Zeitdauer des Tastimpulses abgenommen wird. Der Ausgang 3 ist mit der Steuerelektrode eines
Feldeffekt-Transistor? TRl verbunden. Die Schaltung weist ferner drei Dioden Dl, D 2 und D 3 auf.
von denen die Dioden 1 und 2 in Reihe geschaltet und entgegengesetzt gepolt sind, während die dritte
Diode 3 mit entiiegengcset/.ter Elektrode wie die
Längszweigdioden 01 und Dl an derer. Verbindungspunkt angeschlossen ist. Die Dioden 1, 2 und 3
liegen über Schaltungspunkte 7, 8 und 9 an einer Vorspannung, die die Dioden normalerweise gesperrt
hält.
Die Vorspannung an den Dioden wird über Widerstände R 2, R 3, R 5 und R 1 und über Vorspannungsquellen
£1, El und £3 angelegt. Ein Tastimpulsgenerator
G speist über eine Klemme 4 die Diode D 3 mit einem negativen Tastimpuls, der die von den
Vorspannungsquellen Ei, El und E3 erzeugte Vorspannung
übersteigt und somit die Dioden leitend macht. Ein Speicherkondensator C 3 zwischen dem
Ausgang 3 und Masse speichert das hindurchgelassene zu messende Signal. Ein Kondensator Ct am
Ausgang des Tastimpulsgenerators verhindert, daß an dem Tastimpulsgenerator (1 eine Vorspannung
anliegt. Ferner ist an den Verbindungspunkt der beiden Längszweigdioden Dl und D 2 über einen
Widerstand Rl ein Ableitkondensator Cl geschaltet,
dessen Fußpunkt an Masse liegt.
Die Kapazitäten zwischen den Anschlüssen der Dioden Dl D 2 und D 3, während sie gesperrt sind.
»5 sind durch C 4. C 5 bzw. C 6 angedeutet, während die
Isolationswitierstände der Dioden DI und D 2 durch
R 4 bzw. R 6 dargestellt sind.
Die Feldeffekt-Transistoren TR 1 und TR1 bilden
einen Differenzverstärker. Die Steuerelektrode des Transistors TR 2 ist über einen Widerstand R 7 mit
einem Schaltungspunkt 8 verbunden. Die Quellenelektroden sind miteinander verbunden und über
einen Widerstand R 9 an eine Stromquelle B geschaltet. Die Abflußelektroden der Transistoren TR 1
und TRl sind über Widerstände R8 bzw. RIO mit
einer Stromquelle ^ß verbunden. Die Abflußelektrode des Transistors TR1 ist an einen Wechselstromverstärker
A angeschlossen, dessen Ausgangssignal einem Signalformer zugeführt wird. DerSignal-
4'j former 5 dient dazu, den Spitzenwert des von dem
Wechselstromverstärker kommenden Ausgangssignals zu speichern und zu halten, d. h. eine Glättung der
Ausgangsimpulsfolge zwecks Signalrückgewinnung. Das Ausgangssignal des Signalformers liegt einerseits
an dem Anschluß 5 und wird andererseits als Gegenkopplung über einen Widerstand R 11 und der Vorspannungsquelle
E 3 zurückgeführt, die mit einem Pol an dem Verbindungspunkt 6 zwischen oem
Widerstand RIl und einem Widerstand R12 liegt,
die ein Dämpfungsglied bilden. Der andere Pol der Vorspannungsquelle liegt am Anschluß 7 zwischen
den beiden anderen Yorspannunasquellen £1
und £2.
Die Kapazitäten C 4. C 5 und C 6 der Dioden Dl Dl und D 3 haben einen Wert von etwa 0,5 pF.
Der Widerstand R 2 ist an die Ausgangsimpedan; des Tastimpulsgenerators G angepaßt und hat einer
Wert von etwa 50 Ohm. Der Eingang 1 ist durch eint der Signalquelle angepaßte Impedanz in der Größen
Ordnung von 50 Ohm abgeschlossen. Die Kapazitä des Ableitkondcnsators kann einen Wert vor. mehre
ren 10 pF haben, es ist jedoch vorteilhaft, diesel Wert wesentlich höher, beispielsweise etwa 1000 pl
zu wählen. Die Kapazität C 4 und der Widerstand R.
liegen im Längszweig als Relhene'ement eine £-Dämpfungsgliedes. während der Wideband R
und der Kondensator C 2 den Querzweig bilden, s daß infolse der vorhandenen Tm jcdanzwerte diese
Dämpfungsglieds das Dämpfungsverhältnis äußerst groß ist. so dal! der zu dem Ausgang fließende Leckstrom
durch die gesperrten Dioden D 1 und D 2 stark gedämpft dem "Wechselstromverstärker zugeführt
wird. Wenn der Leckstrom in seiner Frequenz, unter der unteren oder über der oberen Frequenzgrenze
des Wechselstromvcrstärkers liegt, dann wird er nicht durch den Wechselstromverstärker verstärkt, so
daß er allein (Jas Nutzsignal verarbeitet. Auf diese Weise erhalt der niederfrequent betriebene Verstärker
kaum ein oder nur ein sehr kleines Störsignal.
Fig. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild der in Fig. 1 gezeigten
Schaltung, und F i g. 3 zeigt ein Ersatzschaltbild für die in Fig. I gezeigte Schaltung, wobei der
Widerstand R 1. die Diode D 3 und die Vorspaniuingsquelle
El weggelassen sind und der Kondensator C1
mit dem Verbindungspunkt zwischen den Dioden D1 und Dl verbunden ist. In den F i g. 2 und 3 stellt Zl
die Impedanz einer Eingangsstufe, Signalquelle ZZ die Impedanz der durch den Widerstand R 2 und die
Kapazität C 2 gebildeten Stufe. Z 3 die Ausgangsimpedanz
des Tastimpulspenerators. Z 4 eine Impedanz der Kapazität C4 (ua der Widerstand Λ 4 genüsencl
größer als die Impedanz der Kapazität C 4 ist" ist diese Impedanz bei hohen Frequenzen vernachlässiebar)
und 7.5 die Impedanz der Kapazität C5 dar. Die Impedanz Z 1 ist im wesentlichen über
d?s gesamte Frequenzband konstant, wahrend die
Impedanzen Z4 und 7.5 bei steigender Frequenz kleiner werden. Andererseits ändert sich aucn die
Impedanz Z3 stark mit der Frequenz. Dies erzeugt eine Unreselmäßickeit in dem Frequenzgang am
Eingang !."so daß die reflektierte Welle der Eingangswelle
überlagert wird.
In Fi s 3 ist bei unterhalb von 0.5 GHz liegenden
Frequenzen die Impedanz Z4 genügend groß, so daß das Nutzsienai. das gemessen werden soll und an
dem Einsang 1 liest, bei gesperrten Dioden kai.man
dem Punkt 2 erscheint. Das verhältnismäßig klein, Sicnal wird an der Impedanz 73 reflektiert und weiter
cedämpft. wenn es die Impedanz Z4 durchlauft. Aus" diesem Grund erfolgt im wesentlichen keine
Auswirkuns der reflektierten Welle auf den Einsane 1. Wenn die Frequenz jedoch über etwa 1 GHz
erhöht wird, wird die Impedanz κ 4 Kleiner, so uau
ein erheblicher Teil des anstehenden Signals von der Impedanz Z4 durchgelassen und von der Impedanz
7.i am Punkt Pl durch die Impedanz Z4 reflektiert v.i'd Das Signal wird, wenn es in Vorwärtsrichtung
von Punkt Ρί zu Punkt P2 lauft, gedämptt. und es
V.rd weiter acdämpfi. wenn es vom Punkt Pl zu
Punkt Pl zurückläuft. Diese Dämpiungen sind _jetloch
nicht groß. Sie entsprecher denen von Dämpfunssstufen. ... . ,
Wenn jedoch die Impedanz 7 5 hinzugefügt wird-V„-in
Fi s. 2 sezei.i .st. wird dü? Signal, selbst wenn
die Frequenz "erhöht wird, immer mehr gedampft
wenn es von Punkt P 1 zu Punk: P2. von Punk, P2 zu Punkt P3. von Punkt P3 zu PunKtP2 und von
Punkt P2 zu Punkt Pl läuft. Das hat zur Folge, da!, die Größe der reflektierten Welle, die zum Eingang
zurückkehrt, auf einen .ehr kleinen Wert herabgesazi
v.ird. Diese Wirkung entspricht der die zwei m
Reihe «eschaltete .τ Dämpfunessiufen haben wurden.
Daher wird die Frequenzcharakteristik der Lorscnaituns
besonders bei sehr hohen Frequenzen verbessert: so daß auch die Impulsübertragungseigenscha.-ten
stark verbessert werden und eine Verzerrung der Wellenformen vermieden wird. Die Dämpfung des
Tastimpulses, wenn die Dioden leiten, ist sehr klein. Die Stromspannungskennlinien der Diode D 3 wie
auch der anderen Dioden Dl und D 2 ist nicht linear (F i g. 4). Wenn daher der Tastimpuls an diese Diode
Di angelegt wird, erhält man einen viel steileren Impuls als die angelegte Wellenform. Die Amplitude
des von der Diode D3 durchgelassenen Impulses kann ferner durch Veränderung der angelegten Vorspannung
verändert werden.
Wie in F i g. 1 gezeigt ist. wird die Vorspannung über den Widerstand R 3 an den Verbindungspunkt
zwischen dem Widerstand R 2 und dem Ableitkondensator C 2 angelegt. Diese Vorspannung kann jedoch
auch direkt an den Verbindiingspunkt zwischen den Dioden Dl und D 2 über eine entsprechende
Ankopplung angelegt werden. Es ist ferner möglich, die Polarität der Dioden Dl, D2 und D3 und des
Tastimpulses umzukehren und die dazu entsprecihenao den Vorspannungen anzulegen.
Das Gegenkopplungssignal Vf, das von dem Verbindiingspunkt 6 zwischen den Widerständen R 11
und /?12 (Fig. 1) zurückgeführt wird, hat dasselbe Vorzeichen wie das Eingangssignal Vi. Das Signal Vf
hat eine Wellenform, die einer Vergrößerung des Intervalls des Eingangssignals Vi entspricht, und
wenn der Zeitpunkt einer Austastung betrachtet wird, gilt Vf Vi. Von den Signalen Vf und Vi wird ein
Differenzsignal durch die Dioden D 1 und D 2 abgeleitet, das durch den Wechselstromverstärker verstärkt
wird und durch den Signalliormer gespeichert und gehalten wird. Auf diese Weise wird eine Wellenform,
die einer Vergrößerung des Intervalls des Eingangssienals
Vi entspricht, oder eine Wellenform, die dem Signal Vi gleicht, an dem Ausgang 5 erzeugt.
Das Signal Vf ist somit ein Gegenkopplungssignal. Würde das Signal Vf über den Verstärker und den
Sisnalformer zurückgeführt, ohne daß sein Snitzenwert
gespeichert würde, hätte das Signal Vf dasselbe Vorzeichen wie das Signal Vi. so daß eine Rückkopplung
erhalten würde. Dies hätte zur Folge, daß Schwingungen auftreten. Um daher dies zu verhindern,
ist. wie in F i g. 1 gezeigt, ein Differenzverstärker vorgesehen, der von den Feldeffekt-Transistoren
TR 1 und TR 2 gebildet wird. Eine andere Möglichkeit
besteht darin, den Wechselstromverstärker mit einer Differenz zwischen einer Signalkomponente, die
von dem Eingangssignal Vi abgeleitet wird, und einer Frequenzkomponente des Signals Vf mit stark reduzierter
Frequenz zu beaufschlagen, oder darin, einen Differenzverstärker zusammen mit dem Wechsel-
^■romverstärker zu verwenden. Hierbei kann nur das
Differenzsigna! zwischen den Signalen Vi und I-7 verwendet werden, um die gewünschte Gegenkopplung
zu erreichen, um die nichtlinearen Kennlinien der Dioden D 1 und D2 wirksam auszugleichen. Wenn
die an der Diode D3 liegende Spannung (Fig. i)
nicht auf einem konstanten Wert gehalten würde, würde die Amplitude des Tastimpulses an dem Verbindunsspunkt
zwischen den Dioden Dl und D 2 so verändert, daß wiederum das Aussangssignal nichtlinear
verzerrt würde. Dadurch, daß da·: Signal Vf über den Widerstand R 1 an die Kathode der Diode
D 3 gelegt wird, kann die Spannung an der Diode D Liui einen konstanten Wert sehalten werden, so daß
die nichtlineare Verzerrung eliminiert v-ird.
Die in Fig. 5 gezeigte weitere Ausführungsform einer Schaltung weist eine Brückenschaltung aus den
209 509;392
vier Dioden Dl, Dl, D3 und D4 auf. Der Verbinclungspunkt
zwischen den Dioden Dl und D 3 ist mit dem Eingang 1 verbunden. Der Ausgang 2 der
Brücke ist mit der Steuerelektrode des Feldeffekt-Transistors TR1 verbunden. Die Verbindungspunkte
zwischen den DiodenDl und Dl bzw. D3 und D4
sind mit uen Vorspannlingsanschlüssen 3 und 4 über die Widerstände Rl und R3 bzw. R4 und R5 verbunden
(ähnlich wie in Fig. 1). Diese Verbindungspunkte sind ferner mit den Vorspannungsanschlüslen
5 bzw. 6 über den Widerstand R1 und die Diode
t>6 (die der Diode D3 in Fig. 1 entspricht) und
iber den Widerstand R 6 und die Diode D 6 (die der t)iode D3 in Fig. 1 entspricht) und mit den Anlchlüssen
7 bzw. 8 verbunden, über die der Tastimpuls über die entkoppelten Kondensatoren Cl
bzw. C 5 eingespeist wird. Die Kapazitäten C 2 und
C4 entsprechen der Kapazität C2 in Fig. 1, und der
Kondensator Cb entspricht dem Ableitkondensator C3 von Fig. 1.
10
Die λ .jrspanriungsquelle El liegt zwischen den
Anschlüssen 3 und 5, die Vorspannungsquelle E3 zwischen den Anschlüssen 4 und 6 (die Quellen El
und E3 entsprechen der Quelle El von Fig, I) und
die Vorspar.nungsquellen E2 und E4 liegen zwischen
den Anschlüssen 3 und 4. Das Gegenkopplungssignal wird von dem Verbindiingspunkt zwischen
den Widerständen R11 und R12 an den Verbindungspunkt
zwischen den Vorspatinungsquellen
ίο E 2 und E3 geführt. Andere Komponenten dei
Schaltung und ihre Arbeitsweise sind identisch mil den im Zusammenhang mit Fig. 1 beschriebenen,
Bei der in F i g. 1 gezeigten Schaltung kann die
Eingangsleitung über den Verbindungspunkt zwisehen der Diode D 3 und dem Widerstand R 2 und
den Verbindungspunkt zwischen den Dioden D1 und
D 2 angeschaltet werden. Die Eingangsleitung kanr ferner zwischen der Diode D 3 und dem Widerstand
Rl angeschaltet sein. Ähnliche Verbindungen sine
auch bei der Schaltung nach F i g. 5 möglich.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
1 9 i 7 1 19
Claims (7)
1. Steuerbare Dioden-Torschaltung für große
Signalbandbreite, mit einem von einem Signaleingang ausgehenden Längszweig, der eine
Reihenschaltung aus zwei entgegengesetzt gepolten Dioden aufweist, Einrichtungen zur Erzeugung
einer die Dioden sperrenden Vorspannung und einem an den Verbindungspunkt der beiden
Längszweigdioden angeschlossenen Querzweig mit einer dritten Diode, über die ein Steuersignal
zuführbar ist, das unter Überwindung der sperrenden Vorspannung die Dioden des Längszweiges
in den leitenden Zustand versetzt, dadurch
gekennzeichnet, daß die weitere
Diode (D 3) mit entgegengesetzter Elektrode wie die Längszweigdioden (D 1, D2) an den Verbindungspunkt
di.geschlossen ist, in Sperrichtung
vorgespannt ist und von einem Tastimpuls.generator(C) mit Impuls-Steuersignalen gespeist wird,
daß an den Verbindungspunkt eine Abschlußimpedanz (R2. C2) angeschlossen ist, deren Fußpunkt
durch einen zur Masse führenden Ableitkondensator (C 2) verhältnismäßig großei Kapazität
gebildet wird, daß am Ausgang (3) der im Längszweig vorgesehenen Reihenschaltung der
beiden Dioden (Dl, D 2) eine an Masse liegende Speicherkapazität (C3) angeschlossen ist, und
daß der Ausgang (3) an eine Signal-Rückgewinnungsschaltung angeschlossen ist, deren Ausgangssignal
wenigstens zum Teil auf die Dioden (Dl. D 2. D 3) gegengekoppelt is:
2. Diodcn-TorschaUung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der Ableitkondensator eine Kapazität (C2) von mehr als 30OpF
aufweist und daß die Gegenkopplung eine Bandbreite von mehr als 0.5 GHz aufweist.
3. Dioden-Torschaltung nach Anspruch 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß die an der
weiteren Diode (D3) liegende Vorspannung veränderbar
ist.
4. Dioden-Torschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
Signal-Riickgewinnungsschaltung einen Differenzverstärker (TRl, TR 2) aufweist, der zwischen
dem Ausgang (3) und einem weiteren Verstärker (/() derSignal-Rückgewinnungsschaltung geschaltet
ist. wobei ein Eingang des DifFerenzverstärkers an den Ausgang (3) und der andere Eingang an
die Gegenkopplung angeschlossen ist.
5. Dioden-Torschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker
zwei Feldeffekt-Transistoren (TR 1, TR 2) aufweist.
6. Dioden-Torschaltung nach einem der An-•prüchc
1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Reihenschaltung aus zwei entgegengesetzt gcpoltcn
Dioden (Dl, D2) eine weitere Reihenschaltung aus entgegengesetzt gepolten, durch
eine Vorspannung gesperrten Dioden (D3, DA) zur Bildung einer Diodenbrücke parallel geschaltet
sind und daß eine sechste Diode (Dft) vorgesehen ist, die mit entgegengesetzter Elektrode wie
die Längszweigdioden der weiteren Reihenschaltung an den Verbindungspunkt angeschlossen, in
Sperrichtung vorgespannt und ebenfalls vom Tastimpulsgenerator (G) mit Impiilssleiicrsignalen
gespeist ist.
7. Dioden-Torschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die an der sechsten
Diode (D 6) liegende Vorspannung veränderbar ist.
in Die Erfindung betrifft eine steuerbare Dioden-Torschaltung
für große Signalbandbreite, mit einem von einem Signaleingang ausgehenden Längszweig, der
ei,:e Reihenschaltung aus zwei entgegengesetzt gepolten Dioden aufweist, Einrichtungen zur Erzeugung
einer die Dioden sperrenden Vorspannung und einem an den Verbindungspunkt der beiden Längsdioden
angeschlossenen Querzweig mit einer dritten Diode, über die ein Steuersignal zuführbar ist, das unter
Überwindung der sperrenden Vorspannung die Dioden des Längszweiges in den leitenden Zustand
versetzt.
Bei einer derartigen Torschaltung ist die Strecke zwischen dem Eingang und dem Ausgang normalerweise
gesperrt. Diese Strecke, die in bekannter Weise durch eine Reihenschaltung aus zwei entgegengesetzt
gepolten Dioden besteht, die durch eine Vorspannung im Sperrzustand gehalten sind, wird durch ein
normalerweise impulsförmiges Steuersignal leitend gemacht, so daß ein am Eingang anstehendes Nutzsignal
zum Ausgang durchgeschaltet wird.
Da zwischen dem Ausgang und Erde, insbesondere bei höheren Frequenzen, eine merkliche Streukapazität
besteht und da ferner auch bei geöffneter Torschaltung eine Impedanz zwischen Eingang und
Ausgang liegt, hat die Torschaltung eine Zeitkonstante, die durch das Produkt r'?r Streukapazität
und des Isolationswiderstandes der gesperrten Strecke bestimmt ist. Durch die Impedanz der Signalquelle,
die das Nutzsignal auf den Eingang der Torschaltung schaltet, wird diese Zeitkonstante vergrößert.
Während des Zeitintervalls, in dem der Tastimpuls auftritt, wird die Streukapazität durch
das Eingangssignal aufgeladen. Da jedoch die Zeitdauer des Tastimpulses bei hohen Signaifrequenzen
klein ist, ist die Aufladung und somit das erzeugte Ausgangssignal kleiner als das Eingangssignal. Ferner
tritt bei Verwendung von Dioden für eine derartige Torschaltung eine Verzerrung des AusgangssignJs
infolge der nichtlinearen Kennlinie der Diode auf.
Je kurzer die Periode des Tastimpulses ist, desto
höher kann die Frequenz des Signals sein, das am Ausgang abgenommen wird. Daher kann eine derartige
Torschaltung zwar über eine große Bandbreite betrieben werden, aber das Ausgangssignal wird
wegen der Zeitkonstanten immer kleiner. Für die Beziehung zwischen der Bandbreite /n bzw. der höchsten
übertragbaren Frequenz und dem Impulsintervnll
τ gilt:
τ ■ In --= 0,44
Wenn r gleich 60 psec ist, dann ist /n gleich 7 GHz.
Eine Torschaltung für eine solche Bandbreite verwendet Dioden. Während des Sperrzustandes hat eine
Diode eine Kapazität von ungefähr 0,5 pF und einen Widerstand von einigen Megohm, so daß das Eingangssignal
als Lecksignal über die Impedanzen zum Ausgang gelangt. Infolge der Zeitkonstanten der
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2122968 | 1968-04-02 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1917119A1 DE1917119A1 (de) | 1969-10-23 |
DE1917119B2 true DE1917119B2 (de) | 1972-02-24 |
Family
ID=12049178
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19691917119 Withdrawn DE1917119B2 (de) | 1968-04-02 | 1969-04-02 | Dioden torschaltung fuer grosse signalbandbreite |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3600677A (de) |
DE (1) | DE1917119B2 (de) |
GB (1) | GB1259184A (de) |
NL (1) | NL6905072A (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0508128A2 (de) * | 1991-03-28 | 1992-10-14 | Texas Instruments Incorporated | Monolithischer Viertor GaAs PIN Diodenschalter |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4518921A (en) * | 1982-10-18 | 1985-05-21 | At&T Bell Laboratories | Track and hold circuit |
US4647795A (en) * | 1986-03-28 | 1987-03-03 | Tektronix, Inc. | Travelling wave sampler |
GB9600543D0 (en) * | 1996-01-11 | 1996-03-13 | Philips Electronics Nv | Electronic devices comprising an array |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB701018A (en) * | 1950-10-12 | 1953-12-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Improvements in or relating to electronic switching devices for use in radio systemsand multi-channel telephone systems |
US2917717A (en) * | 1955-02-04 | 1959-12-15 | Ericsson Telefon Ab L M | Modulator for amplitude modulating a pulse train |
US2866103A (en) * | 1956-08-22 | 1958-12-23 | Bell Telephone Labor Inc | Diode gate and sampling circuit |
US3011129A (en) * | 1959-08-10 | 1961-11-28 | Hewlett Packard Co | Plural series gate sampling circuit using positive feedback |
US3139587A (en) * | 1960-10-17 | 1964-06-30 | United Aircraft Corp | Amplitude limiting circuit |
US3146357A (en) * | 1962-02-23 | 1964-08-25 | Sanders Associates Inc | High frequency solid state switch employing diodes with shiftable bias to control signal transmission |
US3248655A (en) * | 1962-05-07 | 1966-04-26 | Tektronix Inc | Ratchet memory circuit and sampling system employing such circuit |
US3294961A (en) * | 1962-10-19 | 1966-12-27 | Cubic Corp | Phase and d.-c. voltage analog computing system |
GB1051903A (de) * | 1963-02-18 | |||
US3201641A (en) * | 1963-02-27 | 1965-08-17 | Itt | Stroboscopic display with sample-and-hold circuit |
US3389272A (en) * | 1964-03-17 | 1968-06-18 | Bell Telephone Labor Inc | Gated transmission arrangement |
-
1969
- 1969-03-26 US US810625A patent/US3600677A/en not_active Expired - Lifetime
- 1969-03-28 GB GB1259184D patent/GB1259184A/en not_active Expired
- 1969-04-01 NL NL6905072A patent/NL6905072A/xx unknown
- 1969-04-02 DE DE19691917119 patent/DE1917119B2/de not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0508128A2 (de) * | 1991-03-28 | 1992-10-14 | Texas Instruments Incorporated | Monolithischer Viertor GaAs PIN Diodenschalter |
EP0508128A3 (en) * | 1991-03-28 | 1993-02-03 | Texas Instruments Incorporated | Four port monolithic gaas pin diode switch |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
NL6905072A (de) | 1969-10-06 |
DE1917119A1 (de) | 1969-10-23 |
US3600677A (en) | 1971-08-17 |
GB1259184A (de) | 1972-01-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE19702261C2 (de) | Mikrowellen-Pulsgenerator | |
DE2061128A1 (de) | Detektoranordnung zur Feststellung der eventuellen Saettigungszeit eines Stromwandlers | |
DE2122292C3 (de) | Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe Last | |
DE2508850C2 (de) | Spannungsverstärker | |
DE2213484B2 (de) | Hochfrequenter Breitbandverstärker | |
DE3336949C2 (de) | Pufferverstärker | |
DE1917119B2 (de) | Dioden torschaltung fuer grosse signalbandbreite | |
DE2558258A1 (de) | Analogspeicherschaltung und mit dieser ausgestattete schaltungsanordnung | |
DE1267730B (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Verbesserung des Aufloesungsvermoegens von Impuls-Rueckstrahl-Ortungsgeraeten | |
DE1917119C (de) | Dioden-Torschaltung für große Signalbandbreite | |
DE3686653T2 (de) | Wanderwellenabtaster. | |
DE1292198B (de) | Breitbandiger logarithmischer Verstaerker | |
DE2403756A1 (de) | Schaltung fuer einen elektronisch steuerbaren widerstand | |
DE1955507A1 (de) | Geraet zur Umwandlung von Frequenzen in Gleichspannungssignale | |
DE1908622A1 (de) | Spannungs-Frequenz-Umsetzer | |
DE2836354C2 (de) | ||
DE1639285B2 (de) | Integrierte halbleiter-verstaerkerschaltung | |
EP0012985A1 (de) | Dual-Slope-Integrator | |
DE10236355C1 (de) | Vorrichtung zum Erzeugen kurzer leistungsstarker elektrischer Pulse | |
DE838270C (de) | Steuerschaltung zur Erzeugung einer zeitabhaengigen Spannung | |
DE2725223C2 (de) | Tiefenausgleichverstärker für Ultraschall-Bildgeräte | |
DE2447930C3 (de) | Echoentzerrer für breitbandige Nachrichtenübertragungssysteme | |
DE1541762A1 (de) | Schaltung zum Feststellen des Spitzenwertes eines Impulses | |
DE2917020A1 (de) | Linearer verstaerker | |
DE1766923B2 (de) | Torschaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
SH | Request for examination between 03.10.1968 and 22.04.1971 | ||
E77 | Valid patent as to the heymanns-index 1977 | ||
EHJ | Ceased/non-payment of the annual fee |