DE1908622A1 - Spannungs-Frequenz-Umsetzer - Google Patents

Description

Patentanwalt Frankfurt/M., Ammeiburgsfriß· 31 Ef^{furt am Main}>

20.2.1969 - H 31 P 136 -

HONEYWELL INC.
2701, Fourth Avenue South., Minneapolis, Minnesota / USA

¹¹ Spannungs-Frequenz-Umsetzer "

Eine wichtige Forderung an Spannungs-Frequenz-Umsetzer ist die Linearität zwischen Eingangsspannung und Ausgangsfrequenz, Schwierigkeiten ergeben sich insbesondere, wenn der Umsetzer einen relativ großen Frequenzbereich überstreichen soll. Die Erfindung geht von einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer aus mit einem Integrierverstärker und einer im Rückführungskreis liegenden Kapazität sowie einer an den Ausgang des Verstärkers angeschlossenen Vergleichsschaltung, welche beim Erreichen eines vorgegebenen Spannungswertes bewirkt, daß ein im Entladestromkreis für den Kondensator liegender Schalter für eine vorgegebene Zeitspanne geschlossen wird. Der Integrierverstärker erzeugt ein Sägezahnsignal, dessert Anstiegsgeschwindigkeit von der Größe des Eingangssignals abhängt. Erreicht das Sägezahnsignal einen vorgegebenen Wert, so wird die Schaltung auf Null zurückgestellt und die Erzeugung eines neuen Sägezahnsignals eingeleitet. Schwierigkeiten ergeben sich hierbei dadurch, daß der Integrierverstärker einen Kondensator enthält, der am Ende jedes Integrierzyklus entladen werden muß. Hierfür benötigt er eine bestimmte Zeit. Man hat deshalb Verzögerungen vorgesehen, um eine vollständige Entladung des Kondensators zu gewährleisten. Diese Verzögerungen tragen jedoch zur Nichtlinearität des Um- · Setzers bei. Obwohl die Verzögerungszeit bei niedrigen Frequenzen relativ kurz im Vergleich zur Periodendauer des Integrierzyklus ist, nimmt ihre Bedeutung jedoch bei höheren Frequenzen immer mehr zu. Ändert sich die Ausgangsfrequenz beispielsweise im Verhältnis 100 : 1 oder 1000 : 1, so kann die Michtlinearität nicht mehr vernachlässigt werden.

909838/1292

BAD ORIGINAL

Um diese Mangel bekannter Schaltungen zu vermeiden, ist bereits vorgeschlagen worden, eine Offsetspannung zu erzeugen, deren Größe sich in Abhängigkeit vom Eingangssignal ändert. Diese Offsetspannung wird mit der Sägezahnspannung derart kombiniert,-daß die Nichtlinearität verkleinert wird. Beispielsweise hat man dem Integrierverstärker einen zweiten Verstärker parallelgeschaltet, dessen Ausgangsspannung eine Pußpunktspannung für das Sägezahnsignal des Integrierverstärkers bildet und dessen . Größe mit der Sägezahnfrequenz anwächst. Hieraus folgt, daß die aus der Sägezahnspannung und der Pußpunktspannung zusammengesetzte Spannung den vorgegebenen Schaltpegel vergleichsweise eher erreicht, wenn die Sägezahnfrequenz ansteigt. Die Verstärkerkennlinie des zweiten Verstärkers ist derart gewählt, daß die Offsetspannung die erwähnte Nichtlinearitäten kompensiert. Eine derartige Schaltung ist beispielsweise in der älteren Patentanmeldung P 18 02 251-0 beschrieben» Diese Art der Kompensation ist zwar sehr wirkungsvoll, benötigt aber einen zweiten Verstärker. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es_s die geforderte Linearität auch ohne einen solchen zweiten Verstärker zu erreichen.

Von einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer der³ eingangs genannten Art ausgehend, bestell.: die Erfindung darin, daß in den Rückführungskreis eine Impedans eingeschaltet ist_s deren Größe im Vergleich sur Größe des Kondensators und zur vorgegebenen Einschaltzeitspanne des Schalters so gewählt ist, daß die Spannungs-Frequenz-Umwandlung für alle Werte der dem Verstärker zugeführten Eingangsspannung linear ist. Als Impedanz kann ein Widerstand zwischen den Verstärkerausgang und den Kondensator eingeschaltet sein.

Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels wird im folgenden die Erfindung erläutert und dabei nachgewiesen, daß mit der recht einfachen erfindungsgemäßen Schaltungsmaßnahme die gewünschte Linearität tatsächlich erreichbar ist. Es zeigt

909838/1292

BAD ORK3WÄL

Figur 1 das Schaltbild des Spannungs-Frequenz-Umsetzers und' Figur 2 ein Spannungs-Zeit-Diagramm.

In Figur 1 ist die Eingangsklemme 20 über einen Widerstand 21 mit dem Eingang des Verstärkers 2'2 verbunden. An den Verstärkerausgang ist der Eingang einer Vergleichsschaltung 27 angeschlossen, deren Ausgangsklemme mit 28 bezeichnet ist. Ein Rückführungskreis ist zwischen Ausgang und Eingang des Verstärkers 22 eingeschaltet und enthält einen Widerstand 26 sowie einen Kondensator 25· Dem Kondensator 25 ist die Reihenschaltung eines Widerstands 23 mit einem Arbeitskontakt 2k parallelgeschaltet.

Sieht man zunächst einmal vom Widerstand 26 ab, so ist an die Ausgangsklemme 28 ein nicht dargestelltes Relais angeschlossen, und die Vergleichsschaltung 27 erzeugt eine Änderung ihres Ausgangssignalpegels sobald ihre Eingangsspannung einen intern vorgegebenen Spannungswert erreicht. Die Änderung des Ausgangssignalpegels läßt das Relais ansprechen, welches den Kontakt 2k schließt und damit die Entladung des Kondensators 25 einleitet. Der Widerstand 23 begrenzt den anfänglichen Entladestrom. Eine vorgegebene Zeitspanne nach dem Schließen des Schalters 2k öffnet dieser wieder, wobei die Zeitspanne derart bemessen ist, daß die gewünschte Entladung des Kondensators 25 gewährleistet ist.

Der erfindungsgemäß in den Rückführungskreis eingeschaltete Widerstand 26 erzeugt eine Offsetspannung, die Nichtlinearitäten, wie sie bei den bekannten Schaltungen auftreten, kompensiert. Er kann wahlweise mit dem Kondensator 25 in Reihe dem Widerstand 23 und dem Kontakt 2k parallelgeschaltet sein, würde aber bei dieser Schaltung die Zeitkonstante des Entladestromkreises für den Kondensator 25 vergrößern. Dies ist vielfach unerwünscht.

909838/1292

BAD ORI

Im Betrieb viird der Eingangsklemme 20 das Eingangssignal E zugeleitet. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 22 ist mit. j

V bezeichnet. Die Vergleichsschaltung 27 ändert ihr Ausgangssignal und verursacht damit das Schließen des Kontaktes 24, ■ sobald die Spannung V am Eingang der Vergleichsschaltung 27 den Wert V erreicht. Die Zeit T, zu der die Spannung V den Wert V erreicht, wird als Integrierzeit der Schaltung bezeichnet.

Figur 2 zeigt idealisiert die Kurvenform der Spannung V, wobei die ausgezogene Linie 100 den Sägezahnverlauf bei idealer Betriebsweise wiedergibt, d.hV wenn beim Erreichen des Spannungswertes V der Integrator augenblicklich völlig entladen wird.

Sind keine Maßnahmen zur Kompensation der Nichtlinearitäten vorgesehen, so ergibt sich eine Kuryenform entsprechend der .-gestrichelten Linie 101. Wiederum wird davon ausgegangen, daß der Integrator bei Beginn des Betriebes zur Zeit t = 0 völlig entladen ist. Beim erstmaligen Erreichen des Spannungswertes

V folgt eine Zeitspanne Tl bis T3, während der die Entladung erfolgt. Diese Zeitspanne setzt sich aus der eigentlichen Entladezeit Tl bis T2 zusammen, während der die völlige Entladung erfolgt ,und aus einer Ruheperiode T2 bis T3,. weil die Entladung in der Praxis nach einer Exponentialfunktion in einer Zeitspanne erfolgt, die etwa dem fünf- bis zehnfachen Betrag der Entladezeitkonstanten entspricht. Als Folge hiervon ist die zweite Periode der Kurve 101 gegenüber der Idealkurve·100 verschoben und die dritte Periode weist eine noch größere zeitliche Verschiebung auf. Dieser Zeitfehler T_Q = T3 - Tl führt ohne Korrektur zu der erwähnten Nichtlinearität der Spannungs-Frequenz-Kennlinie des Umsetzers.

In der Schaltung gemäß Figur 1 ist jedoch die Spannung V am Ausgang des Verstärkers 22 als Funktion der Zeit t durch die

9 0 9 8 3 8 / 1 2 9'2

BAD ORIGINAL

folgende Gleichung bestimmt:

V = ^ER26^/R"21 ^{+ Et/R}21^C25

Hierin'bedeutet E die Eingangsspannung an der Klemme 20, R₃₁
und R₂g die Werte der Widerstände 21 und 26 und C₃₅ die Kapazität des Kondensators 25.

Zur Zeit t = 0 hat die Spannung V den Wert V₁ = ERgg/R₂₁, ^weil die Zufuhr des Eingangssignals E an die Klemme 20 sofort einen Rückkopplungsstrom durch den Widerstand 26 zur Folge hat. Dieser erzeugt am Widerstand 26 einen Spannungsabfall V₁. Zur Zeit T_A sei angenommen, daß,der Schalter 24 öffnet und der Integriervorgang beginnt, wobei das Ausgangssignal der Kurve 100 folgt. Zur Zeit Tl erreicht die vom Verstärker 22 erzeugte Spannung V den Wert V₃ so daß die Gleichung I durch Einsetzen von t = Tl und V=V umgeformt werden kann zu

Tl = V₀R₂₁C₂₅ZE -= R₂₆Cg₅ * (H)

Wird der Schalter 24 zur Zeit Tl geschlossen, so ist der Kondensator 25 im wesentlichen auf Null entladen-. In der Praxis wird die Entladung auf einen Wert begrenzt, der dem Spannungsabfall am Widerstand 23 entspricht. Die Verstärkerausgangsspannung V
fällt auf einen Wert ab, welcher dem Spannungsabfall am Widerstand 26 entspricht, d.h. auf den Wert V₁ anstelle auf den Wert Null, welchen die Kurve 101 erreicht. Dieser Spannungswert ist durch die Spannung bestimmt, die die*idealisierte Kurve 100
nach der Entlade- oder Fehlerzeit T_Q erreicht haben wird. Wenn der Schalter 24 zur Zeit T3 erneut öffnet und die Schaltung für die nächste Integration vorbereitet, verläuft der Spannungsanstieg längs der idealisierten Kurve 100. Ähnliche Verhältnisse ergeben sich zu den Zeiten T4, T5 usw., so daß die tatsächlich erzeugte Kurvenform angenähert der strich-punktierten Kurve

909838/1292

BAD ORIGINAL

m*'fy "

— ο -

entspricht-. Es wird zwar eine Sägezahnspannung mit abgeschnittenen unteren Spitzen erzeugt. Diese hat aber dieselbe Frequenz wie die ideale Kurvenform 100 und ändert
ihre Frequenz linear mit der Eingangsspannung E.

In der Gleichung II ist die dort als Integrierzeit Tl bezeichnete Zeitspanne diejenige Zeit innerhalb jeder Periode, während der die Kurve ansteigt. Hinzu addiert werden muß die Fehlerzeit T , wenn man die Betriebsfrequenz f nach der

Gleichung 1/f = Tl+T berechnen will. Ersetzt man hierin die

ο Zeit Tl durch den aus der Gleichung II erhaltenen Wert, so

ergibt sich 1/f = Tl + T_Q = V_Q R₂₁ C^/E - R₃₆ C₃₅ + T₀ (III)

Formt man diese Gleichung um auf eine Beziehung zwischen der Frequenz f und der Eingangsspannung E, so ergibt sich

f = EZ(V₀R₂₁C₂₅ - ER₂₆ C_{25 +} ET₀) (IV)

man erhält also eine lineare Beziehung zwischen der Frequenz f und der Eingangsspannung E nur, wenn T = R ~«~ C₀₁- ist. In
dieser Beziehung sind T_Q und C₃₁- bekannt., so daß man den für die erwünschte Linearität erforderlichen Wert Rpg des Widerstandes 26 berechnen kann. Die von der Kurve 100 bei einer
Ladung über die Zeit T = R₂g C^₁. erreichte Spannung ergibt
sich zu

ET _O£ _oc

ο _ 2o 25 _ 2

^R21^C25 ^R21 ^C25 ^R2i

welche gleich der Spannung V zur Zeit der Entladung des Kondensators C_nc ist.

Ist der Einfluß des Widerstands 23 bedeutend^ so können die
Widerstände 23 und 26 bei der Berechnung der Vorspannung zu-

909838/12 9 2

BAß

sammengefaßt worden- Bei geschlossenem Schalter 24 enthält der Stromrüekführungsweg die Widerstände 23 und 26. Hierdurch wird der Schalter 24 vor Durchschlagen geschütst und man erhält die gewünschte Vorspannung. Die Schaltung nach Figur 1 stellt die Grundschaltung der Erfindung dar, welche in verschiedener Weise abgewandelt werden kann. Beispielsweise kann man anstelle eines mechanischen Schalters 24 einen elektronischen Schalter einsetzen.

908838/1292

BAD OfUQINAL

Claims (4)

1. — ο - .

   Patentansprüche

   1/ Spannungs-Frequenz-Umsetzer mit einem Integrierverstärker, einer im Rückführungskreis liegenden Kapazität sowie einer an den Ausgang des Verstärkers angeschlossenen Vergleichsschaltung, welche beim Erreichen eines vorgegebenen Spannungswertes bewirkt, daß ein im Entladestromkreis für den Kondensator liegender Schalter für eine vorgegebene Zeitspanne geschlossen \fird, dadurch gekennzeichnet, daß in den Rückführungskrei-s eine Impedanz (26) eingeschaltet ist, deren Größe im Vergleich zur Größe des Kondensators (25) und zur vorgegebenen Zeitspanne so gewählt ist, daß die Spannungs-Frequenz-Umwandlung für alle Vierte der dem Verstärker (22) zugeführten Eingangsspannung (E) linear ist.
2. 2. Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz ein. Widerstand (26) ist.
3. 3. Umsetzer nach Anspruch 2,dadurch gekennzeichnet, daß der V/iderstand (26) zwischen den Verstärkerausgang und den Kondensator (25) eingeschaltet ist.
4. 4. Umsetzer nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekenn-' zeichnet, daß die Größe Rpg des Widerstands (26) dem Quotienten aus Schalterschließzeit (T ) und Kapazität (Cpc) entspricht.

   9098 38/1292

   BAD ORIGINAL