DE1763411A1

DE1763411A1 - Festkoerper-Schaltkreis zur Unterdrueckung von Umschalteinschwingvorgaengen bei Thyristor-Hochspannungsanlagen

Info

Publication number: DE1763411A1
Application number: DE19681763411
Authority: DE
Inventors: Dewey Clyde Gilman
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1967-05-24
Filing date: 1968-05-22
Publication date: 1971-07-15
Also published as: DE1763411C3; US3423664A; CH475669A; JPS4923063B1; SE339045B; DE1763411B2; GB1217894A

Description

General Electric Company, Cchenectady, N.Y./V.8t.A.

Festkörper-Schaltkreis zur Unterdrückung von Umsehalteinschwingvorgängen bei Thyristor-Hochspannungsanlagen

Die Erfindung betrifft einen Festkörper-Schaltkreis zur Unterdrückung von Umschalteinschwingvorgängen in Thyristor-Hochspannungsanlagen mit einer sättigbaren Hauptinduktivität, die in ^erie mit einer Reihe von Thyristorabschnitten liegt, von denen jeder zumindest einen Thyristor umfaßt, um einen elektrischen ->trom in einer vorgegebenen Richtung durch den Schaltkreis zu führen, wenn die Thyristorabschnitte getriggert werden, wobei der ,chaltkreio in der lage ist, mit einem //echselstromsystem zusammenzuarbeiten, das eine vorgegebene ;~.treukapazität aufweist.

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Derartige Festkörper-Schaltkreise sind für Hochspannungs-Umformeranlagen bekannt, böi denen die Anlage entweder im Zustand eines Gleichrichters Wechselstrom in Gleichstrom umwandelt bzw. in Form eines Wechselrichters Gleichstrom in Wechselstrom zurückumwandelt. Durch die Verwendung derartiger Umformer an den Enden einer hochgespannten Gleichstrom-Übertragungsleitung kann eine erhebliche Energiemenge wirtschaftlich über Untergrund- oder Seekabel oder Überlandleitungen auf große Entfernungen übertragen werden. Die Anlagen sind besonders zweckmäßig, da auch ein Le jöbungs aus tausch zwischen zwei Wechselstromsystemen mit verschiedenen nicht synchronen Frequenzen möglich ist.

Für die Umformung hochgespannter elektrischer Energie sind z.Zt. elektrische Ventile bekannt, die aus gittergesteuerten Quecksilber-Lichtbogenröhren für hohe Spannungen und hohe Ströme bestehen. Typischerweise sind sechs derartiger Ventile in einer 3-Phasen-Doppelwegbrücke angeordnet, die drei verschiedene Wechselstromanschlüsse und einen positiven und negativen Gleichstromanschluß aufweist. Durch entsprechendes Zünden der sechs Ventile in geeigneter Ordnung synchron mit den Spannungen des 3-Phasen-Netzes, das an die Wec.hselstromklemmen angelegt wird, kann der Leistungsübergang von den Wechselstromklemmen zu den Gleichstromklemmen beliebig gesteuert werden.

Da der Zündwinkel jedes Ventils von Null (ohne Phasenverzögerung) aus ansteigt, nimmt die Durchschnittsämplitude der gleichgerichteten Spannung zwischen dem positiven und dem negativen Anschluß

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von einem maximalen positiven Wert ausgehend ab. Wenn der Zündwinkel ungefähr 90 erreicht, wird die Polarität der Durchschnittsspannung umgekehrt, wobei die Brücke als Wechselrichter weiterarbeitet und die Möglichkeit bietet, elektrische Leistung von den Gleichstromanschlüssen zu den Wechselstromanschlüssen zu übertragen.

Die Stromführung in Durchlaßrichtung wird am Ende des Durchlaßintervalls im Ventil durch die periodenweise Umschaltung der Netzspannung beendet. Während der Umschaltzeit steigt der Strom im eingangsseitigen Ventil von Null auf den vollen durch die Last bedingten Wert an, wogegen der Strom im ausgangsseitigen Ventil entsprechend auf Null abfällt. Durch diese Eigenschaften zweier Ventile werden zwei Phasen des Wechselstromsystems in .ihrer Wirkung kurzgeschlossen. Der Kurzschlußstrom wird grundsätzlich durch das Wechselstromsystem und die Streuinduktivitäten begrenzt.

Obwohl die vorausgehend erwähnten Hochspannungs-Umformer in der Praxis erfolgreich sind, ist die Verwendung von Quecksilber-Dampfröhren mit gewissen Nachteilen verbunden, die durch er-' satzweise verwendete Festkörper-.Jchaltkreise mit Thyristoren überwunden werden können. In neuerer Zeit wurde die Verwendung von Thyristoren für niedere Spannungen (z.B. unter 1000 Volt) und hohe Leistungen als Gleichrichter und Wechselrichter bekannt. Die den Thyristoren anhaftenden Vorteile im Vergleich mit

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^uecksilber-Dampfröhren sind bestens bekannt. Ihre wichtigste-Eigenschaft ist wohl die Reproduzierbarkeit, d.h. das Fehlen von Zufallserscheinungen, die weder vorausgesagt noch gesteuert werden können. Die Thyristoren zeigen nicht die unerfreulichen bei Quecksilber-Dampfgleichrichtern auftretenden zufälligen Effekte, wie z.B. Lichtbogenbruch und Plasmainstabilität, die zu Überspannungen und einer Veränderung des Lichtbogenverhaltens in der Nähe des Stromes Null führen. Ein weiterer Vorteil der Thyristoren ist ihre Unempfindlichkeit gegen Umweltseinflüsse. Sie benötigen weder eine genaue Temperaturüberwachung noch eine überwachung ihres Zustands während den Betriebs. Da sie bereitr; bei der Herstellung vakuumdicht verschlossen werden und anschließend voll einsatzfb'hig sind, können sie ohne besondere Nachbehandlung sofort eingesetzt werden. :omit ergeben rieh ,·■ -i ehtige Vorteile aus der Einfachheit des .„'iufbnus und der ^T ir¹ πuignweise, der leichten wartung und der hohen Zuverlässigkeit der Thyristoruraformer.

Um jedoch Thyristoren für Hochsnp.nnun^i:-Umformer- verwenden zu können, müssen verschiedene Probleme überwunden ^eivien. Diooo Probleme ergeben sich aus den nach ίο Irrend en Erörterungen:

") Uie einzelnen kommerziell erhältlichen Thyristoren bo;jj i,;;oü Durchla.v- i.ind '"'.ei^rnenne; ---.nnungen, di.o r-olir viel niedrig^·· lie gen al;.3 sie für di^ Hochspf.nnunrrver^Oiidung erforaerlich sind. G] ncklich'ίπ·;οί.·;ε l;"n.nen jedocli viele Thyristoren in ^rien-

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schal bung für -.pannungan ver /endet werden, die die Sperrspannung des 3inselnen '.thyristors übersteigt. Dabei verheilt sich die.Ge-3amts;>9nnung nahezu gleich.:^'-ig über· die einzelnen Elemente.

'-I) V; ist gegenwärtig nicht z,;oc'cin^:i^r ic;, bei einer Massenproduktion von Hochleistiingsthyris coren eine genaue Anpassung der charakteristischen Eigenschaften, insbesondere der Schalte!genschaften, anzustreben. De cha Lb erfolgt beim Umschalten eines D¹SStkörjervantils aus einer Kebbi von Ln -eric geschal beten Thyristor-;ii d~-r übergang von. -'^rrsustnud in den leitenden Zuatand bei allan λ 1--ViTIv-U^en ner ^et!",e nich-t; gleiclneitic. 3un Beispiel schalhiii einige der Thyristoran. am .'inle Jar Ums elm L i"; Periode viähread de:: jbsrgangs vom leitöndo:i Ln d.on snerr'nden Lii;..'.;fcand gsriagfä-■.;iv i'r-iih."r als .9 rider ο ün ¹Li! yar.iuoh.m cu;ti ,;: liiGoii Z "tibpuiilit; rii^" s-iilen A;vom zn ·\η\~.(-> fi>v :P.h\>n. U·:· ,jadoc.h dieser ■■jtrom in Abii'Irifi-·;. :ib von aer vkIL ;:i '■ fhi-;us_iannun^r:; 1' 1La t;, kann eine br,bsachliahe ilnt.irbi'ochunp; :',u U i'^:;s:jra Zcibaunkb nicht erfolgreich durchr-.i'nhrb mviori. iJi.-iGt):; Pi.'oblem 'rann jedoch dadurch gelöst

ji-a'n, an :'^r\r· -'lie Th, rl' t-,->lv..l äor Kotb^ ein im Liebenschlul: liegenl3s ^iO-'/jba^'erk vor^o;:Sf;ii.!n ist;, cVu¹. die -iiianungen bili; und a^:;a .r,ror:t für· wenige Mi'-iro '«.kund:;-η überriimsib, bis auch die übri-':;-;.a Tli^/rifi'^.oren in den iorr^m band urngjsch? L i;at sind.

>) :.)-:-r· M-a::iraaia i'iennr.brom '^Lne:. l'.;L";oibi^fi; οrh"lblichen Th^/ristors i"":." hoho I- is bungen ist, ι'·"ιγ HoitJi:jpMiiimrif;..:umt*oΓ'ίη^ίΧ* nicht ausi.'jichonrl. !«Tit/ ainen so Lohen PaLL !:ann Jodoch a in h<"ihoL"jr ^b i'n I n·.Li. laaur-oh orrt;iciiii" '.au'lan, d-i. mtihroi'■ indivi/luelLo

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Thyristoren in Parallelschaltung betrieben werden, um dadurch den Nennstrom in der Umformeranlage zu vergrößern.

4) Die Thyristoren besitzen eine kritische Temperaturgrenze und können beim Übersteigen dieser Temperatur unreparierbar zerstört werden. Um diese Schwierigkeit zu überwinden, ist es notwendig, daß die Thyristoren mit einer ausreichenden Wärmeableitung versehen sind, und daß die äußere, mit den Thyristoren zusammen verwendete Schaltung derart ausgelegt ist, daß die maximale an den Thyristor angelegte Anodenspannung ν eine festgelegte Grenze nicht übersteigt. Die Größe des Anodenstromes i, den der Thyristor ohne Schaden führen kann, hängt hauptsächlich von der Temperatur ab, die von der in i/ärme umgesetzten Energie ( J vidt) erzeugt wird. Die Yinplitudo des Anodenstroms ist deshalb umgekehrt proportional der Zeit der stromleitung und dem augenblicklichen Widerstand v/i. Ss ist besonders wichtig, während der iiinschaltphase, wenn der widerstand des Thyristors von hohen auf den niederen ',/ort übergeht, den Thyristor einem größeren .Dtrom zu unterziehen als er sicher übernehmen kann. Daher sind" sättigbare Drosseln oder dgl. mit dem Thyristor in Serie geschaltet, um die Moigung des ^tromanstieers (d.h. die Steigung der Einschaltflanke des stromes oder di/dt) zu begrenzen.

Jelbst wenn die oben erwähnten Maßnahmen durchgeführt werden, reichen sie nicht au3, um Thyristoren sicher als Ventile in Hochspannungs-Umformeranlagen zu verwenden, l/enn ein derartiges Ventil mit einem verhältnismäßig späten Zündwinkel getri.ggert

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wird, beginnt die Umschaltung mit der zugehörigen Zwischenphasenspannung E des Wechselstromsystems in der Nähe des Amplitudenmaximums. Zu diesem Zeitpunkt ist ein außerordentlich hohes

Hnergieniveau (1/2 CS ) in der Streukapazität G des angeschlossenen Systems gespeichert, so daß ungewöhnlich große Umschalteinschwingvorgänge auftreten können. Selbst wenn die gespeicherte Energiemenge innerhalb der Grenzen liegt, die von dem .cystem in Form von Wärme abgeführt werden kann, wird dadurch eine potentielle Unsicherheit bedingt, da einzelne Thyristoren dazu neigen, früher als andere einzuschalten. Die in Wärme abzuführende Energie, die somit an den langsamsten Thyristor angelegt wird, überschreitet bei weitem dessen Nennleistung und kann dessen Zerstörung verursachen. Eine weitere .:chwierigkoit besteht darin, dp·, sie Umschalteinschwingvorgänge verursachen können, daß der anfängliche Durchlaßstrom in den Thyristoren gegen Null schwingt und sich umkehrt, wodurch ein frühzeitiges Schließen des Ventils ausgelöst wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Einrichtungen zu schaffen, um die Umschalteinschwingvorgänge zu unterdrücken, ohne daß dabei die erfolgreiche Umschaltung durch das Ventil beeinflußt wird.

Ausgehend von dem eingangs erwähnten F stkörper-Schaltkreis "■ ird diese /ufgabe im wesentlichen dadurch gelöst, daß zu der Iiairotinduktivität eine parallel gencholtete Rlf-Kombinni-Jon vor-

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gesehen ist, deren Widerstand einen die Schwingung nicht dämpfenden Wert aufweist, daß eine schaltung mit niedriger Impedanz vorhanden ist, die wirksam wird, wenn die .Amplitude des durch die RL-KomMnation fließenden stromes einen Spitzenwert erreicht, um einen Strompfad über einen Teil der RL-Kombination aufzubauen, daß dieser Teil die Induktivität der RL-Kombination umfaßt, sowie einen bestimmten Teil des Widerstandes, daß die elektrische in der Induktivität gespeicherte Energie in diesem Teil des Widerstandes in Wärme umgesetzt wird, und daß die sättigbare Hauptinduktivität nur mit dem verbleibenden Widerstand parallel geschaltet ist, der einen die Schwingung stark dämpfenden Wert aufweist.

Eine beispielsweise Ausführungsform der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt; es zeigen:

Fig.1 ein hochgespanntes Gleichstrom-Versorgungsnetz in schematischer Darstellung mit Hochspannungsumformer gemäß der Erfindung;

Fig." ein Schaltbild mit Festkörperschalter in Serienanordnung, wie sie in der Umformeranlage gemäß Fig.1 Verwendung finden;

Fig.3 eine Schaltung in schematischer Darstellung, bei der Einrichtungen gemäß der Erfindung zur Unterdrückung von Umschalteinschwingvorgängen Verwendung finden, die aus einer der in Fig.2 symbolisch dargestellten Wiederholungsschaltungen bestehen;

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Fig. 4- eine graphische Darstellung des benutzten Teils der charakteristischen magnetischen Kennlinie des Kerns, der in der ochaltung gemäß Fig.3 verwendeten sättigbaren Drossel;

Fig.5a den Verlauf der Spannung in Abhängigkeit von der Zeit, wobei die Augenblicksspnnnungen der abgehenden und ankommenden Phasen an ζ v/ei ^TJechselstromklemmen der IJmformerbrücke gemäß Fig. 1 während eines Teils der Periode dargestellt sind, die ein Umschalt.interva.il umfaßt;

Fig. 5b eine stark gedehnte Wiedergabe des ersten Zehntels der Umschalbperiode gemäß Fig.5h;

Fig.Sy. eine Darstellung den .,fcromos Ln Abhängigkeit von der Zeit, die den -ytromfluf in dem eingangsseiti-■/3n und nungam^iSöibLfren Venbil der Umformerbrücke v/ährend dem..ώ.Lben für Fig.5a betrachteten Periodenabschnitt:; zeigt;

Fig.Cb eine stark gedehnte Darstellung des ersten Zehntels der Umcchal tneriode gemäß B'ig.öa;

Fig.^rc eine !//eitere Darstellung des otromeü Ln Abhängigkeit von der ZoLt mit; einer noch stärker g3- ;,treckten Zoibachse, die ein Zeitintervall von cbw-i y) Mikro.iokunden vom Anfang der Umschaltporiodo mit don Ausglaichsntrömen in verschiedenen T ilen der ;Jchail;üng gemäl'> \<'\<i.5 df-irrjfcollfc, die τη ein-; V>r> -iiii'-i-ni^^oitigo Vntil umfns tunp;r:ko ti; ■ für die Hoch:; pannunp; aiiger^ch

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Fig.7a - 7g Ersatzschaltungen, die der Erklärung der Wirkungsweise der Erfindung an verschiedenen Punkten des Zeitintervalls gemäß Fig.6b dienen.

In Fig.1 ist ein Wechselstromgenerator 11 dargestellt, der elektrische Energie an einen Wechselstromverbraucher 12 über ein Gleichstromsystem liefert, das aus zv/ei durch eine Gleichstrom-Übertragungsleitung 13 verbundene Hochspannungs-Umiormeranlagen 20 gebildet wird. Die Übertragungsleitung 13 besteht aus einem positiven Leiter 14- und einem negativen Leiter 15» die beide mit in Serie geschalteten Glättungsdrosseln 16 versehen sind. Der Umformer auf der Generatorseite der Übertragungsleitung wird als erster Umformer (Gleichrichter) bezeichnet und ist»über einen Leistungsschalter 17 und eine symbolisch durch die JSpule 18 dargestellte Wechselstromimpedanz mit dem Wechselstromgenerator verbunden. Der Umformer auf der gegenüberliegenden Seite der Übertragungsleitung wird als zweiter Umformer (Wechselrichter) bezeichnet und ist ebenfalls über einen Leistungsschalter 17 und ein Wechselstrom-Impedanzsystem 19 mit dem Wechselstromverbraucher 12 verbunden.

In der Praxis ist das Versorgungsnetz gemäl; Fiß.1 nach beiden Reiben wirksam aufgebaut. 3o können z.B. eine zusätzliche Versorgungsquelle mit dem Wechselstromnetzwerk des zweiten Umformers und ein weiterer Wechselstromverbraucher mit dem ersben Umformer verbunden sein. Die Rich bung der Energieübertragung auf den

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\echeel..-tronileituiigen kann selinell durch entsprechende Inder"rripc der "Irlcungs^eise der Umformer an entsprechenden Klemmen umgi- - olt eerden, go d-v¹ der zweite Umformer als Gleichrichter und der er-::te Umformer air; Vechselrichter wirksam ist.

")ie von einer Zwei weg-Brücke für J Phasen abgegebene Gleiche Greu-^Tennspaniiung hängt von der individuellen Nennspannung :]·-.;-de.3 einzelnen Ventils ab. In l?ig.;2 ist das erste Ventil dargestellt, '.'elches aus einer Kettenschaltung von zumindest :r:ei idoatisclien F stkörperschaltern 40. und 40 besteht. Jeder '■■■..-limiter, der im folgenden als Matrix bezeichnet v/ird, besitz '·.-. eii:° b.i?ti^T;-:.ite l,"i;rt:u"irsfr.higkeit bezüglich der Spannung, 3.3. y":00 Volt, so dp.P die Nennleistung eines meiner':ufigen Ventils ein Vicli'fches dieses Vertes ist. Die Ilatrir stellt einen Gruiio-V--ustV,-in der, der alle'in in Form eiu-i' Viel"-hl sich v/iederholcn-Jer H-""ritzen in ^erienschaltung vei'vendet vrerden kann, um dos Vc-:!';!]- mit der gewünschten Nennleistung aufzubauen.

3:r L':-. \ nillj erte x'lufbau einer in Fig. 2 angedeuteten H'-.trix ist ir, ?ir'·? dargestellt. Die Matrix besteht aus einem Thvri^^J;cr, der in >erie mit einer einen sättigbaien Hern umfassenden In-■lui'ti'ritö.t 45 sv.-ischen .jioden- und Kathodenanschlu^r-klemmen ·'!'" und 47 angeordnet ist. Eine Mati-ix besteht vorzugsweise aus mehreren Thyristorabschnitten, wobei die Induktivität -*5 in -erie ;:,.'ischen diese geschaltet ist. Bei der dargestellten Auesind zwei paarweise zusammengeschaltete ·. lyvli-Aov-

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abschnitte 41, 42 und 43, 44 vorgesehen. Es ist ferner vorgesehen, daß noch weitere Thyristorpaare in die Matrix eingeschaltet sein können. Die Leistungsfähigkeit der Matrix bezüglich der • Spannung hängt von der Anzahl der verwendeten Abschnitte ab.

Jeder der in Serie geschalteten Thyristorabschnitte 41, 42, 43 und 44 der Matrix umfaßt einen Hochleistungsthyristor. Obwohl in Fig.3 nicht dargestellt, sind mit den Hochleistungsthyristoren Einrichtungen zum Ableiten der './arme verbunden. Der maximal zulässige Spitzenwert der Sperrspannung der einzelnen Thyristoren beträgt zumindest 1300 Volt Spitzenwert, so daP die dargestellte aus vier ..ebenen bestehende Matrix eine Spitzensperrspannung von 3600 Volt bei vorsichtiger Wertung aufnimmt. Damit wird eine ausreichende Sicherheit für die einzelnen Abschnitte der Matrix bezüglich der Spannung im einnreschwungenen Zustand sowie der Einschaltspannungen gewährleistet. Die einzelnen Abschnitte werden von einem RC-Netzwerk 48 überbrückt. Die Thyristoren in den vier Abschnitten 41 bis 44 sind derart angeordnet, daß sie den Strom durch die Matrix in der in Fig.3 dargestellten Anordnung von unten nach oben übertragen, wenn sfch die Thyristoren im leitenden Zustand befinden.

Wenn der für die Matrix gewünschte Nennπtrom,z.B. ?000 A Gleichstrom, den maximalen Durchlaßstrom eines einzelnen Silicium-Halbleiterelementes übersteigt;, können zu ,jedem Thyristorabschnitt ein oder mehrere Elemente parallel ge-

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schaltet werden, wobei diese entweder in demselben Gehäuse untergebracht sind oder aus einzelnen parallel geschalteten Thyristor-Bauelementen bestehen. Bei einer derartigen Parallelschaltung entsprechender Elemente sollten diese derart ausgewählt sein, daß sie sich jeweils gemeinsam einschalten und den Matrixstrom im wesentlichen gleichmäßig untereinander aufteilen. In Fig.2 soll durch die Darstellung einer doppelten Steuerelektrode für den einzelnen Thyristor zum Ausdruck gebracht werden, daft die Thyristorabschnitte 41 bis 44 aus einem Feld von Thyristoren bestehen können, die einen besonders hohen Strom aufnehmen und gleichzeitig vom Sperrzustand in den Durchlaßzustand mit im wesentlichen gleich verteilter 3tromführung schaltbar sind.

TJm die Matrix in den voll leitenden Zustand umzuschalten, werden die entsprechenden Thyristoren der einzelnen Abschnitte 41 bis 44 von einer an sich bekannten oteuerschaltung gleichzeitig getriggert, die z.B. von Lichtimpulsen angesteuert wird. Trotz dieser gleichzeitigen Triggerung können verschiedene Abschnitte schneller als andere sein. Für diesen Fall ist das parallel geschaltete Cpannungsteilernetzwerk 48 in der lege, den Einschaltvorgang so lange aufrechtzuerhalten, bis selbst der langsamste Abschnitt den voll leitenden Zustand angenommen hat.

Wie in Fig.3 dargestellt, besteht das Netzwerk 48 aus vier in oerie geschalteten RC-Kombinationen 51» 52, 53 und 54, die jeweils parallel zu vier entsprechenden Thyristorabschnitten 41,

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42, 43 und 44 geschaltet sind. Jede RG-Korabination umfaßt einen Widerstand R3 und einen Kondensator C3. Der Verbindungspunlct der RC-Kombination 51 und 53 ist über einen Widerstand R4 mit relativ hohem Wert (z.B. 90 Ohm) mit dem Verbindungspunkt der Thyristorabschnitte 41 und 43 verbunden. In gleicher Weise ist der Verbindungspunkt der RC-Kombination 52 und 54 über einen Widerstand R4 mit dem Verbindungspunkt der Thyristorabschnitte 42 und 44 verbunden. Die Widerstände R4 dienen zwei verschiedenen Zwecken:

1) wird die Amplitude und die Geschwindigkeit des Stromanstiegs begrenzt, zu der die' dem Thyristorabschnitt zugeordnete RC-Kombination beisteuert, wenn dieser Thyristorabschnitt in den niederohmigen Durchlaßzustand umschaltet;

2) wird in gleicher Weise der Strom begrenzt, der anfänglich von der äußeren Schaltung kommend durch die Thyristorabschnitte 43 und 44 fließen kann, wenn diese beiden Abschnitte vor den beiden Abschnitten 41 und 42 in den leitenden Zustand umgeschaltet werden.

Der gemeinsame Verbindungspunkt 50 der beiden RC-Kombinationen 51 und 52 stellt die Mitte des Netzwerkes 48 dar. Dieser Punkt ist direkt mit dem Verbindungspunkt von Rückkopplungsdioden 55 und 56 verbunden, die in Serie zu weiteren Dioden 57 und 58 liegen und die Hauptinduktivität 45 der Matrix überbrücken. Die Rückkopplungsdioden 55 his 58 sind den Thyristorabschnitten entgegengesetzt gepolt, wodurch sie eine hohe Impedanz für den durch

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die Matrix fließenden Durchlaßstrom "bilden. Auf ihre Wirkungsweise v/ird später im Zusammenhang mit der Unterdrückung der Umschalteinschwingvorgänge näher eingegangen.

Dir Kondensator C? in den entsprechenden RC-Kombinationen 51 bis 54- dient der Begrenzung des Spannungsanstieges der Thyrictorabschnitte, die langsamer als die anderen umschalten. Gleichseitig stellen die Kondensatoren einen Nebenfluß für einen bestimmten Anteil des btromes dar und gewährleisten, daß der 3trom in den zuerst eingeschalteten Abschnitten über einem bestimmten Halteniveau gehalten wird. Um kurzzeitige onannungsspitzen zu absorbieren, die an dem letzten in den leitenden Zustand umgeschalteten Thyristorabschnitt auftreten können, wird parallel zu ü ie α ein Abschnitt eine v/eitere RO-Kombination 59 angeschlossen, deren Zeitkonstante beträchtlich kurzer als die der RC-ICombination aus den Elementen R3 und 03 ist. In der in Fig.3 dargestellten Matrix wurde angenommen, daii dies der Th.7^rristor- ^rbschnitt ''+2 ist, so dai die RG-Kombination 59 parallel zu diesem Thyristorabschnitt liegt.

Der r.ondensator 0⁷> im ^ITebonschlußnetzuerk M-^ gleicht auch Veränd ο runden im iiestitutioncvcrhalten der einzelnen Thyristor abschnitte 4-1 bis 44 ens. Es ist unwahrscheinlich, daß alle Abschnitte die 3r.erreigenscli7.ften genau im selben Augenblick am r.nde .-jeder Durchlaßperiode der Matrix zurückgewinnen. Die Ivοnooij " itoren 0⁷> begrenzen richer das Ans te irren der Sperrspannung D-; i -och relativ schnell orliolenO'-.-n .'.br.chnitten bis α ich die 1-i "-"-i'üi^ren Thyristorabschnitte der '<■ i.to eben:"'-!!;. ;-rholt lieben.

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Zur selben Zeit bewirken sie einen Nebenschluß für ,jeden Abschnitt, der schneller als die anderen'in den operrzustand umschaltet, und übertragen somit den notwendigen Rückschaltstrom, des zuletzt abgeschalteten Abschnitts.

Die erwähnte ausgleichende Wirkung des Nebenschlußnetzwerkes 48 auf die Spannung kann in vorteilhafter Weise bei der dargestellten Matrix durch einen Kondensator 03 bewirkt werden, der in der Größenordnung von 4/uF liegt.

Die Widerstände R]5 in den entsprechenden RC-Kombinationen 51 bis 54 des Netzwerkes dienen ebenfalls zwei Zwecken. Am Ende der stromführenden Periode dämpfen sie die Schwingungen zwischen den Schaltkreisinduktivitäten und den Nebenschlußkondensatoren 03 und verhindern damit ein Überschwingen der Anodenspannung an den entsprechenden Thyristorabschnitten. Ferner begrenzen sie am Beginn der Durchlaßperiode den anfänglichen ochaltstrom, der durch die Entladung des zugeordneten Nebenschlußkondensators 03 auf Jeden Thyristorabschnitt wirkt. Der Wert der Widerstände R3 muß Jedoch niedrig gehalten werden (z.B. 12 Ohm), um zu vermeiden, daß eine zusätzliche Anodenspannung an entweder den zuletzt einschaltenden oder zuerst ausschaltenden Thyristorabschnitt der Matrix angelegt wird.

Vorausgehend wurde die Art und Weise beschrieben, in der das Nebenschlußnetzwerk 48 die vier in Serie geschalteten Thyristorabschnitte 41 bis 44 zum Beginn der Umschaltperiode vom Sperr-

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zustand in den leitenden Zustand umschaltet. Dabei kann z.B. angenommen x^erden, daß beim Beginn der Umschaltperiode die betroffene Matrix 40^ im eingangsseitigen Ventil liegt. Es ist möglich, daß die einzelnen das gesamte Ventil bildenden Matritzen nicht gleichzeitig miteinander umschalten. Pur diesen lall ist die Induktivität 45 vorgesehen, die in jeder Matrix angeordnet ist und der wichtigen Aufgabe dient, die Matrixspannung kurzzeitig zu absorbieren und damit die gewünschte Spannungsteilung unter den Matritzen aufrechtzuhalten.

Jede Induktivität 45 kann z.B. aus sechs Windungen bestehen, die auf einem sättigbaren Magnetkern angeordnet sind, der einen kurzen Luftspalt aufweist. Der wirksame Teil der magnetischen Charakteristik ist in Pig.4 dargestellt, die im folgenden näher beschrieben wird.

Die Hauptinduktivität 45 befindet sich so lange im ungesättigten, hochinduktiven Zustand, solange die Matrix gemäß Fig.3 nicht leitet. Bevor die Umschaltperiode einer Matrix beginnen kann, müssen die Thyristorabschnitte 41 bis 45 derselben und die aller damit in Serie geschalteten Matritzen eingeschaltet werden. Unter der Annahme, daß die vier Thyristorabschnitte der dargestellten Matrix etwas früher als die übrigen Matritzen einschalten, ergibt sich, daß der proportionale Anteil der eingangsseitigen Ventilspannung, der zunächst an den Klemmen 46 und 47 der zuerst eingeschalteten Matrix erscheint, von der ungesättigten Hauptinduktivität 45 aufgenommen wird. Daher kann die

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Spannung an den Klemmen der Matrix nicht frühzeitig zusammenbrechen, so daß auch an der am langsamsten umschaltenden Matrix der Kette keine übermäßig hohe Anodenspannung auftritt. Daraus ergibt sich, daß die Anzahl der Rückkop'plungsdioden 55 bis 58jdie in Serienschaltung parallel zur Hauptinduktivität 4-5 liegen, in der Praxis von der maximalen Amplitude der Spannung abhängen, die an der Induktivität auftreten kann. Die Induktivität erreicht den Sättigungszustand, wenn das Zeitintegral über der Spannung die vorgegebene Größe erreicht (z.B. 25000 Volt Mikrosekunden).

Die Rückkopplungsdioden 55 bis 58 verhindern eine unerwünschte Überspannung infolge der an den Klemmen der Hauptiaduktivität 45 auftretenden Induktionsspannung, wenn die entsprechende Matrix eine Umschaltperiode beendet. Am Ende der Umschaltung nimmt die Amplitude des Durchlaßstromes im ausgangsseitigen Ventil bis zu einem Niveau ab, bei welchem die Hauptinduktivität in den entsprechenden Matritzen dieses Ventils nicht mehr gesättigt ist, worauf daa weitere Zurückgehen des Stromes die Tendenz zur Erzeugung einer ungewöhnlich hohen Spannung an der Induktivität hat. Dies wird jedoch durch die Rückkopplungsdioden vermieden, durch welche ein Stromweg geschaffen wird, über den der Induktionsstrom weiterfließen kann, während der Strom durch dii Matrix gegen Null abnimmt und sich augenblicklich umkehrt, wodurch der Absehaltvorgang beendet wird. Die in der Induktivität 45 nach dem Abschalten der Matrix enthaltene

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elektrische Energie wird in den beiden Widerständen R1 verbraucht, die in Gerie mit den Rückkopplungsdioden 55 bis 58 liegen.

Gemäß der Erfindung liegt parallel zu den Rückkopplungsdioden 55 bis 58,die zwischen den beiden Widerständen R1 angeordnet sind, eine oerienschaltung aus einer Induktivität 60 und einem Widerstand 61. Damit wird, wie aus Fig.5 erkennbar ist, die Hauptinduktivität 45 der Matrix durch eine Parallelschaltung überbrückt, bei der die Widerstände R1 in Serie mit der Parallelschaltung aus den Dioden 55 bis 58 und der LR-Kombination 60 und 61 liegen. Durch diese spezielle Schaltung werden starke Einschwingvorgänge unterdrückt, die am Beginn der Umschaltperiode erwartet werden können, wenn alle Matritzen des eingangsseitigen,Ventils in den leitenden Zustand umgeschaltet werden.

Im folgenden werden für die Schaltung gemäß Fig.3 Parameterwerte angegeben, mit denen Ums ehalte ins chwingvorgänge unterdrückt werden können. Wie bereits erwähnt, wurde die dargestellte Matrix für eine Nennspannung für 3600 Volt und eineir Nenngleichstrom von 2000 A ausgelegt. Es wird angenommen, daß · das System im angeschlossenen Zustand eine Streukapazität von ungefähr 0,375-/UlP pro Matrix im eingangsseitigen Ventil aufweist, und daß der Umschalt-Blindwiderstand L des Systems ungefähr 730 /uH pro Matrix beträgt.

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Die Schaltung gemäß Fig. 3 kann mit folgenden Komponenten aufgebaut werden:

Induktivität 4-5 (ungesättigt) 200 /uH (bei 60 Hz) Induktivität 45 (gesättigt) 10 "

Induktivität 60 200 "

Widerstand 61

jeweils 2,5 Ohm

Widerstand R1

Die Wirkungsweise der Erfindung ergibt sich am besten aus den Fig.5 bis 7 und deren Beschreibung. In Fig.5a sind Vechselspan-

nungen V und V dargestellt, die an zwei von drei Wechselstroma c

klemmen a, b und c einer Umformerbrücke während der positiven Halbwelle der Spannung V₀ angelegt werden. Die vor dem Zünden am eingangsseitigen Ventil auftretende Durchlaßspannung ist mit V , bezeichnet, während die Sperrspannung am ausgangsseitigen Ventil nach dessen Abschaltung mit V^ bezeichnet ist. Die ausgezogene Kurve in Fig.5a kennzeichnet den Spannungsverlauf an der Klemme für den positiven Gleichstrom. Die Gleichrichterwirkung mit einem Verzögerungswinkel von etwa 30° wird an Hand eines Beispiels dargestellt, aus dem sich auch die Umschaltperiode ergibt, die sich über einen Periodenabschnitt von 18°, d.h. einem Zehntel einer Halbwelle, erstreckt.

In Fig.6a sind die Verbraucherströme I^ und I₁- dargestellt, die von dem eingangsseitigen und ausgangsseitigen Ventil während der

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in Fig.5a dargestellten Zeit übertragen werden. Mt t_Q wird der Augenblick bezeichnet, an welchem alle Thyristorabschnitte der verschiedenen Matritzen, die das eingangsseitige Ventil darstellen, den Durchlaßzustand erreicht haben, so daß der otrom I^ zu fließen und die Umschaltung beginnt. Die Spannung v^ an einer Matrix des eingangsseitigen Ventils und der Strom I,,, der während dem ersten Zehntel (ungefähr 1,8 ) der Umschaltperiode fließt, sind in den Pig.5b und 6b mit einem gedehnten Zeitma.^rstab dargestellt. Auf der Ordinate der Fig. 5b ist die Spannung in Volt und auf der Ordinate der Fig.6b ist der Strom in Amperes aufgetragen. In Fig.6c sind die ersten fünfzig Mikrosekunden der Fig.6b mit einem noch weiter gedehnten Zeitmaßstab aufgetragen, um den Einschaltstrom in den verschiedenen Teilen der Matrix gemäß Figo während der Anfangsphase der Umschaltperiode darstellen zu können.

Um die Erklärung der Wirkungsweise der Erfindung zu erleichtern, v/erden die Fig. 5b, 6b und 6c an Hand einer ierie von Ersatzschaltbildern beschrieben, die in den Fig.7a bis 7g dargestellt sind. Diese Fig.7a bis 7g zeigen verschiedene Bedingungen in der Matrix eines eingangsseitigen Ventils auf, die an bestimmten interessanten Punkten auftreten. In Fig.7a ist der Zustand unmittelbar vor der Zeit t_Q dargestellt. Die Matrix wird in vereinfachter und idealisierter EtOrm als Schalter 41 dargestellt, der in >^f;rie mit einer Hauptinduktivität 45 mit sättigbarem Kern liegt, zu der eine :-chaltung aus dem '/iderstand 2R1 in 3?rie mit

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der Parallelschaltung aus der Rückkopplungsdiode 55 und der LR-Kombination 60 und 61 parallel geschaltet ist. Das RG-Netzwerk 48 ist in vereinfachter Darstellung zu dem schalter 41 parallelgeschaltet. Die vereinfacht dargestellte Matrix sperrt den proportionalen Anteil V_x. der Durchlaßspannung V _d, die auf das eingangsseitige Ventil einwirkt. D_a das ausgangsseitige Ventil leitet, kann dessen Impedanz vernachlässigt werden. Das Symbol L kennzeichnet den Umschalt-Blindwiderstand der in Cerie zur Matrix liegt. Zu diesem Blindwiderstand trägt zur Hälfte die ankommende Phase und zur anderen Hälfte die abgehende Phase bei. In Fig.7a ist der Sp^mnungsanteil für eine Matrix mit E_x. bezeichnet, wobei für einen Winkel X = 30° die Spannungen E^ und v^ zur Zeit t_Q ungefähr einen Wert von 1800 Volt (halbe Maximalspannung) erreicht haben. Der Kondensator C entspricht der 3treukapazität der Matrix zwischen den betroffenen Phasenleitern.

Wenn der Schalter 41 zum Zeitpunkt tg geschlossen wird, erhält man die in Fig.7h dargestellten Verhältnisse. Die gesamte Spannung v^i wird anfänglich von der ungesättigten Haupt induktivität 45 und der dazu parallelliegenden Induktivität 60 aufgenommen. Für eine gewisse Zeit liegender Widerstand 61 und die beiden Widerstände R1 in äerie mit der'induktivität 60 und haben keinen nennenswerten Einfluß auf die Wirkungskreise der Schaltung. Dies ist der Fall, da der sich aus den ,Widerständen ergebende Gesamtwiderstandswert eine nicht dämpfende Gröf-e besitzt, wobei die nicht dämpfende GröPe diejenige ;Jumme der Widerstände 61 und 2R1

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ist, die wesentlich kleiner als zweimal die Wurzel aus γπ· ist. Dabei ist L2 der Induktivitätswert in /uH der Induktivität 60 und GI der Kapazitätswert in /uF der mit der Matrix verbundenen 3treukapazität. Auf Grund dieser Werte steigen die Ströme Ij.,- und I₍-Q in den entsprechenden Induktivitäten 45 und 60 in der in Fig.6c dargestellten Weise an, wobei die Amplitude von 1,-q einen Spitzenwert bei t_A erreicht.

Die Induktivitäten 45 und 60 besitzen einen Induktivitätswert, der groF genug ist, um die Geschwindigkeit des ansteigenden Anodenstromes der Thyristoren I^ während des Zeitabschnittes t_Q bis ty. innerhalb der üicherheitsgrenzen zu halten. Während dieser relativ kurzen Zeit gibt der Kondensator C fast seine gesamte gespeicherte Energie an die Matrix in Form des Entladestroms I ab. Der Strom I ist in Fig.6 nicht dargestellt und ist gleich der Differenz aus dem Strom durch die Matrix I^ und dem -;trom I-j- in dem Umschalt-Blindwiderstand L. Zur selben Zeit wird ein anderer wesentlicher Anteil des Anodenstroms I₂^ in Form des Entladestroms I^p vom Kondensator des NebenschluP-Netzwerkes 48 zugeführt. Der negative Anteil des Stromes Ι^,ο ist in Fig.6c dargestellt.

Zur Zeit t- ist die Ände rungs geschwindigkeit des Stromes 1,-q Null, womit auch die an der Induktivität 60 liegende Spannung auf Null abgefailen ist. Damit erscheint die gesamte Durch-1abspannung v. an der Matrix an der Parallelschaltung aus der

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ungesättigten Hauptinduktivität 45 und den Widerständen 2H1 und 61. Anschließend tendiert die Amplitude des Gtromes L·-^ abzunehmen. Eine diese Tendenz unterstützende Spannung gegensätzlicher Polarität wird von der Induktivität 60 erzeugt, '"-ehr kurze Zeit nach dem Augenblick t. übersteigt diese Spannung den Spannungsabfall am Widerstand 61 um eine Größe, die gerade ausreicht, um die Gleichrichterdioden 55 in Durchlaßrichtung vorzuspannen, worauf zum Zeitpunkt t_o diese Elemente wirksam werden und einen verhältnismäßig niederohmigen Strompfad über die LR-Kombination 60 und 61 freigeben, iolange der Gleichrichter 55 leitet, kann die an ihm liegende spannung vernachlässigt werden, so daß die Hauptinduktivität 45 im wesentlichen nur von dem verbleibenden Widerstand 2R1 überbrückt wird. Da in der Schleife aus der Induktivität 60 der Diode 55 und dem '.äderstand 61 ein Strom zirkuliert, kann die Induktivität 60 den -trom IgQ beinahe konstant halten, so daß die zunächst aufgenommene Energie nunmehr in dem Widerstand 61 verbraucht wird.

In Fig.7c sind die Verhältnisse der Matrix während der Zeit t-, bis t, dargestellt. Während diesem Zeitabschnitt erfolgt die vollständige Entladung der Streukapazität C der ankommenden Phase. Mit t, ist der Augenblick dargestellt,, in welchem v^ auf den Wert Full abfällt (siehe Fig.5b und 7d). Gleichzeitig erreicht der Spannungsabfall am Widerstand den Nobenschlulinetzwerkea 48 eine Größe, die gleich der Kondensatorsn-mnung ist. Ungefähr zur selben Zeit erreicht der otroin I,._o seinen maximalen Λ

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tudenwert.

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Die Größe des Stromes I-n. im Widerstand 2R1 parallel zur Induktivität 45 nimmt während der Zeit t_o bis t-, schnell auf den Wert Null ab (siehe Pig.7c). Entsprechend reduziert sich der Anodenstrom I^ auf das Niveau des Stromes I^c* Die Hauptinduktivität ist zu diesem Zeitpunkt noch nicht bis- in den Sättigungszustand magnetisiert, Jedoch hat die Induktivität auf der Magnetisierungskurve 85 bereits den mit t^ bezeichneten Wert gemäß Fig.4 angenommen.

Die Summe der beiden Widerstände E1 ist derart festgelegt, daß sie eine Fortdauer der Schwingung zwischen der Streukapazität G und der Hauptinduktivität 45 nach der Zeit t~ unterbinden. Dieser Dämpfungswert ist im wesentlichen kleiner als die Hälfte der Quadratwurzel aus L1/G1, wobei L1 die Induktivität in /uH der ungesättigten Hauptinduktivität und 01 die Kapazität in /uF der otreukapazität der Matrix ist. Auf Grund dieser Tatsache wird die Streukapazität G praktisch nur auf eine Spannung entgegengesetzter Polarität aufgeladen,· deren Spitzenwert relativ klein isb. Dies erfolgt zur Zeit t^,, da zu diesem Augenblick die Geschwindigkeit der Änderung der Spannung -v,, Null, I ebenfalls Null und I^ gleich I-^ ist. Wie aus Fig.7e hervorgeht, hat zu diesem Zeitpunkt der Strom I^ in den Widerständen 2R1 seine Richtung umgekehrt und fließt durch die in Durchlaßrichtung vorgespannben Gleichrichter, die parallel zu der Induktivität 60 liegen. Der Strom I₁^ ist gleich dem Strom 1^₁- minus I^.

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Es ist wichtig, den maximalen Wert und die Bauer der negativen Spannung an der Streukapazität auf Werte zu begrenzen, die ausreichend sind, um den Anodenstrom I₁,^ des Thyristors unter das Niveau des Haltestroms zu drücken. Anderenfalls könnte zumindest ein Thyristorabschnitt in den Sperrzustand zurückfallen und dadurch in den Umschaltprozess des Ventils eingreifen. Unter Ausnutzung der bestimmten im Rahmen der Darstellung beschriebenen Parameter wird von den Einrichtungen zur Unterdrückung der Umschalteinschwingvorgänge das erwünschte Ergebnis mit einem genügend großen Sicherheitsabstand erzielt. Zur Zeit t^ gemäß Fig.6c ist die Amplitude des Stromes 1™, welche gleich dem maximalen Wert der negativen Spannung Vy geteilt durch den Widerstand 2H1 ist, um vieles kleiner als die Amplitude des Stromes 1^,-. Folglich fließt ein ausreichend großer Durchlaßstrom I^ durch die Thyristorenabschnitte der Matrix. Es sei darauf hingewiesen, daß eine Umschaltung auch erhalten werden würde, wenn der Strom I^ durch die Matrix bis auf den Wert Null schwingen würde, da in diesem Fall das Nebenschluß-Netzwerk 48 genügend Strom zuführt, um die Thyristorabschnitte im eingeschalteten Zustand zu halten.

Bis zu der Zeit tr, zu der der nächste interessante Punkt des Kurvenverlaufes erreicht wird, gibt die Streukapazität C ihre ^: negative Ladung ab, so daß die Spannung v,. wiederum den Werb Null erreicht (siehe Fig.?d). Infolge der Umkehrung der Polarität der opannung an der Streukapazitäfc während der Zeit t₇₎

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bis tj- war die Haupt induktivität 4-5 einer verhältnismäßig negativen Spannung ausgesetzt, so daß deren Strom die in Fig.4-dargestellte Schleife 86 durchlaufen hat. Nach der Zeit t,- wird vom Wechselstromsystem ein die Kapazität aufladender Strom I zugeführt. Entsprechend ist der Matrixstrom I^ kleiner als I-r.

Während dem nächsten Intervall von t,- bis t,- sind die Bedingungen an der Matrix dieselben wie in Fig.7c dargestellt, jedoch fließt der .,trom I in entgegengesetzter Dichtung. Die Amplitude von v^ und damit die Amplitude vom Strom I^ wächst entsprechend der Zunahme der positiven Ladung der Streukapazität an. Ferner steigt der Matrixstrom I- mit einer Geschwindigkeit an, die grundsätzlich durch den Umschalt-Blindwiderstand L bestimmt wird. Die Zeit, zu welcher der Strom 1«- den Wert des Stromes I^q erreicht, ist in Fig.öc mit t,- bezeichnet. In diesem Augenblick werden die Gleichrichter 55 nicht leitend. Infolgedessen liegt gemäß Fig.7f zur Hauptinduktivitat 4-5 wiederum ein Nebenschluß-Hetz-zerk parallel, das aus der LC-Kombination 60 und 61 in Serie mit dem Widerstand 2W\ besteht.

Von der Zeit t,- bis zur Zeit t„ wird die Streukapazität auf ein Niveau aufgeladen, bei welchem die .nannung v^ im Verhältnis £ΐ3Γ spannung E- ungefähr gleich dem Verhältnis ist, das die Induktivität L1 der Hauptinduktivitat 45 zur Summe aus dieser Induktivität und der Induktivität des Umschalt-Blindwiderstandor L h-ai;. Danach ist der Ladestrom I vernachlässigbar und dor Matrix-I.-

j -,ird im v/eaentlichen gleich o^in Strom 1 , . You :i j;.·

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steigt der Gtrom I. mit geringerer Steigung an, die durch die Größe L + I/l bestimmt ist; Die Amplitude des Stromes JL·,- ändert sich mit gleichbleibender, d.h. im wesentlichen konstanter Geschwindigkeit.

Der letzte interessante Punkt im Verlauf der Spannung und des Stromes tritt zur Zeit to auf, wenn das Zeitintegral über die Spannung ν., welche an die Haupt induktivität 45 angelegt ist, diejenige Amplitude erreicht, an welcher die Hauptinduktivität in den ßättigungszustand übergeht. In diesem Zustand besitzt die Hauptinduktivität einen relativ niedrigen Induktivitätswert (z.B. 5% von I/l), so daß die in Fig.7g dargestellte Ersatzschaltung gilt. Diese Bedingung bleibt für die gesamte restliche Umßchaltperiode erhalten. Zur selben Zeit fängt der itrom I^q in der Induktivität 60 wiederum an, durch die Diode 55 und den Widerstand 61 zu zirkulieren, so daß in letzterem die in der Induktivität 60 gespeicherte Energie verbraucht wird.

Die Ausgleichsvorgärige bezüglich der Spannung v- und des Stromes I-, die bei der Sättigung der Hauptinduktivität 45 in der dargestellten Matrix auftreten, sind in den Fig.5b und 6b dargestellt. Wie man entnehmen kann, ist die Zeit t_Q bis t„ umgekehrt auf den Sinus des Verzögerungswinkels $ bezogen, bei welchem das Ventil gezündet wird. Bei einen maximalen Verzogerungswinkel von '-)0° beträgt die Amplitude der Spannung v,. zur Zeit t_Q 3600 Volt. Die Menge der Volt mal MikroSekunden, welcher die Haupt induktiv!, tat 45 bis zum Erreichen der Zeit t^ ausgesetzt ist, int etwa zweimal

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der in Fig. 5b dargestellten Menge und folglich vrird die Sättigung tatsächlich zu dem folgenden Zeitintervall tj- bis t,- erreicht. Für diesen Fall nimmt die dynamische Magnetisierungskurve für die Hauptinduktivität den in Fig. 4- dargestellten gestrichelten Verlauf 87 an.

Es besteht eine Möglichkeit, daß bei der Haupt induktiv! tat 4-5 der übergang von dem ungesättigten in den gesättigten Zustand nicht für Jede Matrix genau gleich den übergängen der entsprechenden Komponenten in all den anderen Matritzen des eingangsseitigen Ventils ist. Wenn die dargestellte Induktivität 4-5 vor den anderen den Sättigungszustand erreicht, übernimmt sie trotzdem, während die anderen nachkommen, einen Teil ihres Anteils der Ventilspannung und absorbiert einen Teil der Energie, welche darauf in der Streukapazität des angeschlossenen Systems gespeichert wird. Dies ist der Fall, da der Strom I^c schneller ansteigen kann als der durch die Matrix fließende Strom I,., der immer noch durch die ungesättigte Hauptinduktivität der übrigen Matritzen begrenzt wird. Dadurch wird der Übergangsbereich 88 der Magnetisierungskurve immer noch mit einer angemessen zunehmenden Steigung durchlaufen, um die Spannung v^ vor einem zu steilen Abfallen zu bewahren. Der zusätzliche Stromanteil, der durch die frühzeitig in Sättigung gesteuerte Induktivität

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gefordert wird, wird von dem dazu parallel verlaufenden Stromweg über den Widerstand 2R1 abgezweigt. Diese Stromabzweigung wird von der Induktivität 60 nicht erschwert, da die Gleich-

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richter 55 einen gleichen Anteil des Stromes leicht übernehmen, und dadurch ein kontinuierliches Fließen des Stromes Γ-_η ohne

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Abnahme ermöglichen.

Wenn dagegen die Hauptinduktivitäten der übrigen Matritzen in den Sättigungszustand übergehen_t bevor der Punkt t« für die dargestellte Matrix erreicht ist, steigt der Strom I_x. schneller a"¹ ζ der Strom I^n an. Dadurch kann der Strom in den in die Sättigung verlaufenden Induktivitäten mit einer zunehmenden Steigung zunehmen, was erforderlich ist, um ein frühzeitiges Zusammenbrechen der Spannung an diesen Induktivitäten aufzuhalten, wodurch die Matrix mit der zuletst die Sättigung erreichenden Induktivität nicht von der gesamten Ventilspannung beaufschlagt wird. In diesem Fall führt der parallel au» Hauptinduktivität 45 liegende Nebenschluß den Ton der letzteren Matrix resultierenden zusätzlichen Strom, eo daß die Spannungsaunahme an dieser Induktivität den Übergang in die Sättigung beschleunigt* Wegen des Spannungsabfalls an den beiden Widerständen R1 in dem Nebenschluß ist die umgekehrte an den Rückkopplungsdioden 55 bis 58 liegende Spannung kleiner als die Spannung an der Hauptinduktivität, so daß die Sperrspannungen nich^ überschritten werden. '

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Die Hauptinduktivität 45 der Matrix gemäß Fig.3 bleibt im ge- i sättigten Zustand während der gesamten Durchlaßperiode des Ventils bis gegen das Ende dessen nächster Umschaltperiode· Zu die-» ser Zeit wird das andere Ventil das ausgangsseitige und der

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Strom in den Matritzen wird durch die Netζspannungsumschaltung auf ein Niveau herabgedrückt, bei welchem die Hauptinduktivität 4-5 "beginnt, die Sättigung zu verlieren. Der durch die Matrix fliei.-.ende Strom nimmt rasch "bis zum W&rt Null ab und kehrt sich augenblicklich um, wodurch die entsprechenden Thyristorabschnitte 4-1 bis 4-4- der Matrix abgeschaltet werden. Die Amplitude des Stromes durch die ungesättigte Induktivität 4-5 tendiert jedoch langsamer abzunehmen, wodurch eine Haltespannung erzeugt wird, die die parallelliegenden Gleichrichter in Durchlaßrichtung vorspannt. Damit kann der 3trom in der aus der Hauptinduktivität 45, den Gleichrichterdioden 55 bis 58 und den beiden Widerständen R1 bestehenden Schleife so lange fließen, bis die in der Hauptinduktivität gespeicherte Energie verbraucht ist. Wenn die Hauptinduktiv!tat keinen Strom mehr führt, stellt sich deren sättigbarer Kern automatisch zurück.

Im folgenden soll noch auf einige zusätzliche Faktoren für die Auswahl der Parameter eingegangen werden. Die Induktivitäten 4-5 und 60 müssen einen ausreichend hohen Induktivitätswert aufweisen, um die anfängliche zeitliche Änderung des Stromes di/dt, wie bereits erklärt, zu begrenzen. Jedoch sind bis zu einem mit diesem Kriterium nicht im Widerspruch stehenden Ausmaß kleine Induktivitäten erwünscht, insbesondere für die Hauptinduktivität 4-5, wenn diese im Sättigungszustand ist, um die Leistungsverluste in dem Ventil bei der Umschaltung zu verringern. Je kleiner die Induktivität 4-5 ist, umso weniger Leistung g)ht in

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dem ausgangsseitigen Ventil am Ende der Ümschaltperiode verloren. Ein weiterer Vorteil einer relativ niedrigen Induktivität ergibt sich aus der kurzen Zeitkonstante der anfänglich anschwingenden Schaltung (Fig.7b), wodurch der Anodenstrom sehr rasch über das Halteniveau hinaussteigt, während das Steuersignal, das die übertragung auslöst, noch wirksam ist und die Umschalteinschwingvorgange rasch unterdrückt werden können, ohne ernstlich mit dem Takt der Ventilzündung in Schwierigkeiten zu kommen. Es ist vorteilhaft, eine Induktivität 60 zu benutzen, deren Induktivitätswert nicht größer als der doppelte Wert und nicht kleiner als der halbe Wert der ungesättigten Hauptinduktivität 45 ist.

Die Widerstände R1 und 61 müssen aus Gründen, die bereits erwähnt wurden, einen relativ niedrigen V/ert aufweisen. Jedoch sollte der Widerstand 61 einen im Vergleich zur Induktivität 60 ausreichend großen Widerstand aufweisen, um sicherzustellen, daß die maximale anfänglich in dieser Induktivität festgehaltene Energie bis zum Ende der Umschaltperiode des Ventils völlig verbraucht ist. In gleicher Weise sollten die Widerstände H1 im Vergleich mit dem Induktivitätswert der ungesättigten Hauptinduktivität 45 einen ausreichend großen Widerstandsv/ert aufweisen, um sicherzustellen, daß die maximale in der Induktivität 45 zurückbleibende Energie am Ende einer Umschaltperiode vollkommen in Wärme umgesetzt wird, bevor die nächste Umschaltperiode beginnt. Weiterhin bewirken niedrige ohmische Werte für die Widerstände R1 einen ungenügenden Leistungsverbrauch, wenn

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der 3trom in dem ausgangsseitigen Vontil nahe am Ende einer jeden Umschaltperiode abnimmt. Andererseits werden durch eine zunehmende Größe die Kosten für diese Widerstände erhöht, Diese Widerstände beeinflussen auch die Amplitude des Stromes -Iß-j- (Fig.7e), der kleiner als der otrom l_L,r zur Zeit t^, sein

Obwohl eine Matrix auch ohne die LR-Kombination 60 und 61 aufgebaut sein kann, dienen letztere Elemente doch einem sehr nützlichen Zweck. Die Induktivität 60 absorbiert einerseits und der Widerstand 61 verbraucht andererseits einen wesentlichen Teil dor inorgie, die anfänglich in der Ctreukapazität des Systems gespeichert ist. Dieser Energiebetrag ist deshalb nicht verfügbar, um zu der Umkehr der Spannung an der otreukapazität während der Zeit t-, bis t. beizusteuern. Infolge davon können die Widerstände RI höhere Widerstandswerte aufweisen als unter anderen Umständen zweckmäßig wäre. Dieses beeinflußt die Wirtschaftlichkeit nicht nur hinsichtlich der Größe und Kosten dieser Widerstände sondern auch bezüglich der Rückkopplungsdioden 55 bis 58» deren Überstromrinfordorungen reduziert werden können, überdies ermöglicht; die verfügbare Induktivität 60 als stromquelle im Zeitpunkt; to eine Vorgrößerung des /tromes I^ ^ mit einer vom Strom T₁ unterschiedlichen "-teigung, wodurch bei den Hauptindukblbi- <:'a\;en der entsprechenden Matritzen auf eine besonders präsise iifi ^irjsimg verzichtet werden kann, welche zur richtigen Aufteilung der ',nnunung wälirond der Umachaltphase vom ungesättigten in den gesättigten Zustand notwendig wäre.

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Festkörper-Hochspannungsumformer werden praktisch verwertbar, indem aus Thyristorabschnitten bestehende Ventile in Verbindung mit Einrichtungen zur Unterdrückung der Umschalteincchwingvorgänge gemäi? der Erfindung benutzt werden. Beim Umschalten jedes dieser Ventile in den leitenden Zustand sind Schwingungen zwischen den Induktiven Elementen und den Streukapazitäten des angeschlossenen Systems unvermeidlich. Jedoch werden durch die Einrichtungen zur Unterdrückung der Umschalteinschwingvorgänge diese Schwingungen derart begrenzt, daß der DurchlaRstrom in den Thyristorabschnitten des Ventils niemals unter das kritische Halbeniveau abfällt. Die in den Streukapazitäten gespeicherte Energie wird verbraucht bzw. in Wärme umgesetzt, ohne daß die Spannung an irgendeiner der Matritzen de3 Ventils zu groß wi*d. Ferner ist die auf Grund der Umschaltung an jedem Ventil entstehende Überspannung ausreichend begrenzt, um zu verhindern, daß eine dazu parallelliegende Einrichtung zur Unterdrückung der Überspannung wiederholt gezündet wird.

Patentansprüche

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Claims

Patentansprüche

1.)Festkörper-Schaltkreis mit einer sättigbaren Hauptinduktivität, die in Serie mit einer Reihe von Thyristorabschnitten liegt, von denen jeder zumindest einen Thyristor umfaßt, um einen elektrischen Strom in einer vorgegebenen Richtung durch den Schaltkreis zu führen, wenn die Thyristorabschnitte getriggert werden, wobei der Schaltkreis in der Lage ist, mit einem Wechselstromsystem zusammenzuarbeiten, das eine vorgegebene Streukapazität aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Hauptinduktivität eine parallelgeschaltete RL-Kombination (60,61) vorgesehen ist, deren Widerstand einen'die Schwingung nicht dämpfenden Wert aufweist, daß eine Schaltung mit niedriger Impedanz (51 bis 58, R1) vorhanden ist, die wirksam wird, wenn die Amplitude des durch die RL-Kombination fließenden Stromes einen Spitzenwert erreicht, um einen Strompfad über ein Tsil der RL-Kombination aufzubauen, da-': dieser Teil die Induktivität der RL-Kombination umfaßt sowie einen bestimmten Teil des Widerstandes, daß die elektrische in der Induktivität gespeicherte Energie in diesem Teil des Widerstandes in Wärme umgesetzt wird, und daß die sättigbare Hauptinduktivität nur mit dem verbleibenden Widerstand parallelgeschaltet ist, der einen die Schwingung stark dämpfenden Wert aufweist.

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2. Festkörper-Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die parallelgeschaltete Kombination einen ersten Widerstand (61) und eine dazu in Serie geschaltete Induktivität (60) umfaßt, daß die Schaltung mit niedriger Impedanz, aus Gleichrichtern (55 bis 58) besteht, die parallel zur RL-Kombination liegen und mit zumindest einem Widerstand (RI) verbunden sind, und daß die Gleichrichter im Vergleich zu den Thyristorabschnitten entgegengesetzt gepolt sind, so daß sie eine hohe Impedanz für den in einer gegebenen Richtung die Schaltung durchfließenden Strom aufweisen.

3. Festkörper-Schaltkreis nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennze ichne t, daß ein Nebenschluß-Netzwerk mit zumindest zwei in Serie geschalteten RG-Gliedern (51 bis 54) mit den Widerständen (R3) und den Kondensatoren (03) vorhanden sind, und daß jeweils ein RG-Glied zu einem Thyristorabschnitt parallellliegt.

4. Festkörper-Schaltkreis nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest zwei Dioden (55 bis 58) miteinander in Gerie geschaltet und parallel zur RL-Kombination liegen, und daß in Serie mit der Parallelschaltung aus der RL-Kombination und den Dioden ein zweiter und ein dritter Widerstand (HI) über die Hauptinduktivität geschaltet sind, wobei die Ta mlIeIschaltung der RL-Kombination mit den Dioden zwischen dem zweiten und dritten Widerstand angeordnet ist.

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5. Festkörper-Schaltkreis nach Anspruch. 3, dadurch, gekennzeichnet, dai- der gemeinsame Verbindungspunkt (50) des Nebenschluß—Netzwerkes direkt mit dem gemeinsamen Verbindungsciinkt der Gleichrichter verbunden ist.

6. Festköriier-ochaltkreis nach Anspruch 5> dadurch gekennzeichnet, daß jedes Glied des ITobenschluR-tTetzverkes im wesentlichen die gleiche vorgegebene Zeibkonstante aufweist, und dal·' ein weiteres in I^erie geschaltetes RC-Glied (59) parallel 3u dem langsamer in den leitenden Zustand umschaltenden Thyristorabschnitt geschaltet ist, wobei die Zeitkonstante dieses zusätzlichen RC-Gliedes merklich kürzer als die vorgegebene Zeibkonstante ist.

7. Festkörper-Schaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, da- der Induktivitätswert der ungesättigten Haupt induktiv! tat (4-5) eine vorgegebene Größe besitzt, daß der Induktivitätswert der gesättigten Hauritinduktivität nicht mehr als ungefähr 5% ies Wortes der ungesättigten Induktivität ist, daß der Induktivitätsvert der Induktivität (60) ungefähr dem Induktivitätswert der ungesättigten Hauptinduktivität entspricht, daß der Widerstandswert; des ersten ¹Ti der Standes ungefähr ein Fünftel der Quadratwurzel aus dem Induktivitätswert der Induktivität (60) ist, und daß der Widers tandswert des Widerstandes (R1) ungefähr doppelt so grof ale der Widerstand des ersten Widerstandes (61) ist.

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8. Festkörper-Schaltkreis nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vielzahl von Thyristorabschnitten (41, 42 ....) vorgesehen ist, von denen jeder Abschnitt zumindest einen Thyristor aufweist und in der Lage ist, eine -Sperrspannung von mehr als 500 Volt auszuhalten und einen Strom von mehr als 50 A im leitenden Zustand zu führen.

9. Festkörper-Schaltkreis nach einem oder mehreren der Ansprüche Λ bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest zwei Thyristorabschnitte vorhanden sind, die je einen mit dem anderen Thyristor in Serie geschalteten Thyristor aufweisen und die gleichzeitig triggerbar sind.

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