DE1763411C3 - Thyristor-Stromrichteranordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Thyristor-Stromrichteranordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine solche Anordnung ist bekannt aus der DE-AS U 56 165. Zur Unterdrückung von Umschalteinschwingvorgängen in Thyristor-Hochspannungsanlagen ist dort eine sättigbare Drosselspule vorgesehen, die in Serie mit einer Reihe von Thyristoren liegt Parallel zur Drosselspule sind Dämpfungsmittel vorgesehen; die Thyristoren sind mit einer /vC-Besehaltung versehen.

Durch die Verwendung derartiger Umformer an den Enden einer hochgespannten Gleichstrom-Übertragungsleitung kann eine erhebliche Energiemenge wirtschaftlich über Untergrund- oder Seekabel oder Oberlandleitungen auf große Entfernungen übertragen werden. Die Anlagen sind besonders zweckmäßig, da

ίο auch ein Leistungsaustausch zwischen zwei Wechselstromsystemen mit verbchiedenen nicht synchronen Frequenzen möglich ist.

In neuerer Zeit wurde die Verwendung von Thyristoren für niedere Spannungen (z. B. unter 1000 Volt) und hohe Leistungen als Gleichtrichter und Wechselrichter bekannt Die den Thyristoren anhaftenden Vorteile im Vergleich mit Quecksilber-Dampfröhren sind bestens bekannt.

Um jedoch Thyristoren für Hochspannungs-Umformer verwenden zu können, müssen verschiedene Probleme überwunden werden. Diese Probleme ergeben sich aus den nachfolgenden Erörterungen:

1) Die einzelnen Thyristoren besitzen Sperrnennspannungen, die sehr viel niedriger liegen als sie für die Hochspannungsverwendung erforderlich sind. Glücklicherweise können jedoch viele Thyristoren in Serienschaltung für Spannungen verwendet werden, die die Sperrspannung des einzelnen Thyristors übersteigt. Dabei verteilt sich die Gesamtspannung nahezu gleichmäßig über die einzelnen Elemente.

2) Es ist gegenwärtig nicht zweckmäßig, bei einer Massenproduktion von Hochleistungsthyristoren eine genaue Anpassung der charakteristischen Eigenschaften, insbesondere der Schalteigenschaften, anzustreben.

Deshalb erfolgt beim Umschalten eines Festkörperventils aus einer Kette von in Serie geschalteten Thyristoren der Obergang vom Sperrzustand in den leitenden Zustand bei allen Elementen der Kette nicht gleichzeitig. Zum Beispiel schalten einige der Thyristoren am Ende der Umschaltperiode während des Übergangs vom leitenden in den sperrenden Zustand geringfügig früher als andere um und versuchen den zu diesem Zeitpunkt fließenden Strom zu unterbrechen. Da jedoch dieser Strom in Abhängigkeit von der vollen Systemspannung fließt, kann eine tatsächliche Unterbrechung zu diesem Zeitpunkt nicht erfolgreich durchgeführt werden. Dieses Problem ist jedoch dadurch bereits gelöst, daß für die Thyristoren der Kette ein im Nebenschluß liegendes /?C-Netzwerk vorgesehen ist. das die Spannungen teilt und den Strom für wenige Mikrosekunden übernimmt, bis auch die übrigen Thyristoren in den Sperrzustand umgeschaltet sind.

3) Der maximale Nennstrom eines derzeitig erhältlichen Thyristors für hohe Leistungen ist für Hochspan-

« nungsumformer nicht ausreichend. Für einen solchen Fall kann jedoch ein höherer Strom im Ventil dadurch erreicht werden, daß mehrere individuelle Thyristoren in Parallelschaltung betrieben werden, um dadurch den Nennstrom in der Umformeranlage zu vergrößern.

4) Die Thyristoren besitzen eine kritische Temperalurgren/e und können beim Übersteigen dieser Temperatur unreparierbar zerstört werden. Um diese Schwierigkeit zu überwinden, ist es notwendig, daß die Thyristoren mit einer ausreichenden Wärmeableitung versehen sind, und daß die äußere, mit den Thyristoren zusammen verwendete Schaltung derart ausgelegt ist, daß die maximale an den Thyristor angelegte Anodenspannung ν eine festgelegte Grenze nicht übersteigt.

Die Größe des Anodenstromes /, den der Thyristor ohne Schaden führen kann, hängt hauptsächlich von der Temperatur ab, die von der in Wärme umgesetzten Energie

(Jd/dt)

erzeugt wird. Die Amplitude des Anodenstroms ist deshalb umgekehrt proportional der Zeit der Stromleitung und dem augenblicklichen Widerstand v/i. Es ist besonders wichtig, während der Einschaltphase, wenn der Widerstand des Thyristors vom hohen auf den niederen Wert Obergeht, den Thyristor einem größeren Strom zu unterziehen als er sicher übernehmen kann. Daher hat man bereits sättigbare Drosseln oder dgl. mit dem Thyristor in Serie geschaltet, um die Neigung des Stromanstiegs (d.h. die Steigung der Einschaltflanke des Stromes oder d/d_Iy>zu begrenzen.

Selbst wenn die oben erwähnten Maßnahmen durchgeführt werden, reichen sie nicht aus, um Thyristoren sicher als Ventile in Hochspannungs-Umformeraniagen zu verwenden. Wenn ein derartiges Ventil mit einem verhältnismäßig späten Zündwinkel angesteuert wird, beginnt die Umschaltung mit der zugehörigen Zwischenphasenspannung £"des Wechselstromsystems in der Nähe des Amplitudenmaximums. Zu diesem Zeitpunkt ist ein außerordentlich hohes Energieniveau (1/2 CE²) in der Streukapazität C des angeschlossenen Systems gespeichert, so daß ungewöhnlich große Umschalteinschwingvorgänge auftreten können. Selbst wenn die gespeicherte Energiemenge innerhalb der Grenzen liegt, die von dem System in Form von Wärme abgeführt werden kann, wird dadurch eine potentielle Unsicherheit bedingt, da einzelne Thyristoren dazu neigen, früher als andere einzuschalten. Die in Wärme abzuführende Energie, die somit an den langsamsten Thyristor angelegt wird, überschreitet bei weitem dessen Nennleistung und kann dessen Zerstörung verursachen. Eine weitere Schwierigkeit besteht darin, daß sie Umschalteinschwingvorgänge verursachen können, daß der anfängliche Durchlaßstrom in den Thyristoren gegen Null schwingt und sich umkehrt, wodurch ein frühzeitiges Schließen des Ventils ausgelöst wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Einrichtungen zu schaffen, um die Umschalteinschwingvorgänge zu unterdrücken, ohne daß dabei die erfolgreiche Umschaltung durch das Ventil beeinflußt wird.

Ausgeher d von der eingangs erwähnten Thyristor-Stromrichteranordnung wird diese Aufgabe durch die Merkmale im Kennzeichen des A 1 gelöst

Eine Ausführungsform der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt; es zeigt

Fig. 1 eine Hochspannungs-Gleichptrom-Übertragung in schematischer Darstellung mit Stromrichter-Anordnungen gemäß der Erfindung;

F i g. 2 ein Schaltbild einer Stromrichteranordnung wie sie in der Anlage gemäß F i g. 1 Verwendung finden;

F i g. 3 eine Schaltung in schematischer Darstellung, bei der Einrichtungen gemäß der Erfindung zur Unterdrückung von Umschalteinschwingvorgängen Verwendung finden;

Fig.4 eine graphische Darstellung des benutzten Teils der charakteristischen magnetischen Kennlinie des Kerns, der in der Schaltung gemäß F i g. 3 verwendeten sättigbaren Drossel;

Fig.5a den Verlauf der Spannung in Abhängigkeit von der Zeit, wobei die Augenblicksspannungen der abgehenden und ankommenden Phasen an zwei Wechselstromklemmen der Umfornierbrücke gemäß F i g. 1 während eines Teils der Periode dargestellt sind, die ein Umschaltintervall umfaßt;

F i g. 5b eine stark gedehnte Wiedergabe des ersten Zehntels der Umschaltperiode gemäß F i g. 5a;

F i g. 6a eine Darstellung des Stromes in Abhängigkeit von der Zeit, die den Stromfluß in dem eingangsseitigen und ausgangssritigen Ventil der

ίο Umformerbrücke während demselben für Fig.5a betrachteten Periodenabschnitt zeigt;

F i g. 6b eine stark gedehnte Darstellung des ersten Zehntels der Umschaltperiode gemäß F i g. 6a;

F i g. 6c eine weitere Darstellung des Stromes in Abhängigkeit von der Zeit mit einer noch stärker gestreckten Zeitachse, die ein Zeitintervall von etwa 50 Mikrosekunden vom Anfang der Umschaltperiode mit den Ausgleichsströmen in verschiedenen Teilen der Schaltung gemäß F i g. 3 darstellt, die an eine das eingangsseitige Ventil umfassende Schaltungskette für die Hochspannung angeschlossen ist;

F i g. 7a - 7g Ersatzschaltungen, die der Erklärung der Wirkungsweise der Erfindung an verschiedenen Punkten des Zeitintervalls gemäß F i g. 6b dienen.

In Fig. 1 ist ein Wechselstromgenerator 11 dargestellt, der elektrische Energie an einen Wechselstromverbraucher 12 über ein Gleichstromsystem liefert, das aus zwti durch eine Gleichstrom-Übertragungsleitung 13 verbundene Hochspannungs-Stromrichteranordnungen 20 gebildet wird. Die Übertragungsleitung 13 besteht aus einem positiven Leiter 14 und einem negativen Leiter 15, die beide mit in Serie geschalteten Glättungsdrosseln 16 versehen sind. Der Stromrichter auf der Generatorseite der Übertragungsleitung arbeitet als Gleichrichter und ist über einen Leitungsschalter 17 und eine symbolisch durch die Spule 18 dargestellte Wechselstromimpedanz mit dem Wechselstromgenerator 11 verbunden. Der Stromrichter auf der gegenüberliegenden Seite der Übertragungsleitung arbeitet als Wechselrichter und ist ebenfalls über einen Leistungsschalter 17 und ein Wechselstrom-Impedanzsystem 19 mit dem Wechselstromverbraucher 12 verbunden.

Der detaillierte Aufbau einer in F i g. 2 angedeuteten Matrix ist ir. F i g. 3 dargestellt. Die Matrix besteht aus einem Thyristor, der in Serie mit einer einen sättigbaren Kern umfassenden Drosselspule 45 zwischen Anoden- und Kathodenanschlußklemmen 46 und 47 angeordnet ist. Eine Matrix besteht vorzugsweise aus mehreren Thyristoren, wobei die Drosselspule 45 in Serie zwischen diese geschaltet ist. Bei der dargestellten Ausführungsform sind zwei paarweise zusammengeschaltete Thyristoren 41,43 und 42,44 vorgesehen. Es ist ferner vorgesehen, daß noch weitere Thyristorpaare in die Matrix eingeschaltet sein können. Die Leistungsfähigkeit der Matrix bezüglich der Spannung hängt von der Anzahl der verwendeten Abschnitte ab.

Die einzelnen Thyristoren werden von einem 7?C-Netzwerk 48 überbrückt. Die Thyristoren in den vier Abschnitten 41 bis 44 sind derart angeordnet, daß sie den Strom durch die Matrix in der in Fig. 3 dargestellten Anordnung von unten nach oben übertragen, wenn sich die Thyristoren im leitenden Zustand befinden.

Wenn der für die Matrix gewünschte Nennstrom, den maximalen Durchlaßstrom eines einzelnen Silizium-Halbleiterelementes übersteigt, können zu jedem Thyristorabschnitt ein oder mehrere Elemente parallel geschaltet werden.

Um die Matrix in den voll leitenden Zustand umzuschalten, werden die entsprechenden Thyristoren der einzelnen Abschnitte 41 bis 44 von einer an sich bekannten Steuerschaltung gleichzeitig, z. B. von Lichtimpulsen, angesteuert. Trotz dieser gleichzeitigen Ansteuerung können verschiedene Abschnitte schneller als andere sein. Für diesen Fall ist das bekannte, parallel geschaltete Spannungsteilernetzwerk 48 in der Lage, den Einschaltvorgang so lange aufrechtzuerhalten, bis selbst der langsamste Abschnitt den voll leitenden Zustand angenommen hat.

Wie in Fig.3 dargestellt, besteht das Netzwerk 48 aus vier in Serie geschalteten ÄC-Kombinationen 51,52, 53 und 54, die jeweils parallel zu vier entsprechenden Thyristorabschnitten 41, 42, 43 und 44 geschaltet sind. Jede ÄC-Kombination umfaßt einen Widerstand R 3 und einen Kondensator C 3. Der Verbindungspunkt der ÄC-Kombination 51 und 53 ist über einen Widerstand A4 mit relativ hohem Wert (z. B. 90 Ohm) mit dem Verbindungspunkt der Thyristorabschnitte 41 und 43 verbunden. In gleicher Weise ist der Verbindungspunkt der ÄC-Kombination 52 und 54 über einen Widerstand R 4 mit dem Verbindungspunkt der Thyristorabschnitte 42 und 44 verbunden. Die Widerstände R 4 dienen zwei verschiedenen Zwecken:

1) wird die Amplitude und die Geschwindigkeit des Stromanstiegs begrenzt, zu der die dem Thyristorabschnitt zugeordnete ÄC-Kombination beisteuert, wenn dieser Thyristorabschnitt in den niederohmigen Durchlaßzustand umschaltet;

2) wird in gleicher Weise der Strom begrenzt, der anfänglich von der äußeren Schaltung kommend durch die Thyristorabschnitte 43 und 44 fließen kann, wenn diese beiden Abschnitte vor den beiden Abschnitten 4i und 42 in den leitenden Zustand umgeschaltet werden.

Der gemeinsame Verbindungspunkt 50 der beiden .RC-Kombinationen 51 und 52 stellt die Mitte des Netzwerkes 48 dar. Dieser Punkt ist direkt mit dem Verbindungspunkt von Rückkopplungsdioden 55 und 56 verbunden, die in Serie zu weiteren Dioden 57 und 58 liegen und die Drosselspule 45 der Matrix überbrücken. Die Rückkopplungsdioden 55 bis 58 sind den Thyristorabschnitten entgegengesetzt gepolt, wodurch sie eine hohe Impedanz für den durch die Matrix fließenden Durchlaßstrom bilden. Auf ihre Wirkungsweise wird später im Zusammenhang mit der Unterdrückung der Umschalteinschwingvorgänge näher eingegangen.

Der Kondensator C3 in den entsprechenden ÄC-Kombinationen 51 bis 54 dient der Begrenzung des Spannungsanstieges der Thyristorabschnitte, die langsamer als die anderen umschalten. Gleichzeitig stellen die iConuensäiui cii ciiicfi Nebenschluß fur ciiicü beSiiiiiiiiten Anteil des Stromes dar und gewährleisten, daß der Strom in den zuerst eingeschalteten Abschnitten über einem bestimmten Halteniveau gehalten wird. Um kurzzeitige Spannungsspitzen zu absorbieren, die an dem letzten in den leitenden Zustand umgeschalteten Thyristorabschnitt auftreten können, wird parallel zu diesem Abschnitt eine weitere ÄC-Kombination 59 angeschlossen, deren Zeitkonstante beträchlich kürzer als die der ÄC-Kombination aus den Elementen R 3 und C3 ist In der in Fig.3 dargestellten Matrix wurde angenommen, daß dies der Thyristorabschnitt 42 ist, so daß die iZC-Kombination 59 parallel zu diesem Thyristorabschnitt liegt

Die Widerstände A3 in den entsprechenden RC-Kombinaüonen 51 bis 54 des Netzwerkes dienen ebenfalls zwei Zwecken. Am Ende der stromführenden Periode dämpfen sie die Schwingungen zwischen den Schaltkreisinduktivitäten und den Nebenschlußkondensatoren Ci und verhindern damit ein Überschwingen der Anodenspannung an den entsprechenden Thyristorabschnitten. Ferner begrenzen sie' am Beginn der Durchlaßperiode den anfänglichen Schaltstrom, der durch die Entladung des zugeordneten Nebenschlußkondensators' C3 auf jeden Thyristorabschnitt wirkt. Der Wert der Widerstände R 3 muß jedoch niedrig gehalten werden (z. B. 12 Ohm), um zu vermeiden, daß eine zusätzliche Anodenspannung an entweder den zuletzt einschaltenden oder zuerst ausschaltenden Thyristorabschnitt der Matrix angelegt wird.

Vorausgehend wurde die Art und Weise beschrieben, in der das Nebenschlußnetzwerk 48 die vier in Serie geschalteten Thyristorabschnitte 4i bis 44 zum Beginn der Umschaltperiode vom Sperrzustand in den leitenden Zustand umschaltet,

Der wirksame Teil der magnetischen Charakteristik der Drosselspule 45 ist in Fig.4 dargestellt, die im folgenden näher beschrieben wird.

Die Drosselspule 45 befindet sich so lange im ungesättigten, hochinduktiven Zustand, solange die Matrix gemäß F i g. 3 nicht leitet Bevor die Umschaltperiode einer Matrix beginnen kann, müssen die Thyristoren 41 bis 45 derselben und die aller damit in SeVie geschalteten Matritzen eineschaltet werden. Unter der Annahme, daß die vier Thyristorabschnitte der dargestellten Matrix etwas früher als die übrigen Matritzen einschalten, ergibt sich, daß der proportionale Anteil der eingangsseitigen Ventilspannung, der zunächst an den Klemmen 46 und 47 der zuerst eingeschalteten Matrix erscheint von der ungesättigten Drosselspule 45 aufgenommen wird. Daher kann die Spannung an den Klemmen der Matrix nicht frühzeitig zusammenbrechen, so daß auch an der am langsamsten umschaltenden Matrix der Kette keine übermäßig hohe Anodenspannung auftritt Daraus ergibt sich, daß die Anzahl der Rückkopplungsdioden 55 bis 58, die in Serienschaltung parallel zur Drosselspule 45 liegen, in der Praxis von der maximalen Amplitude der Spannung abhängen, die an der Induktivität auftreten kann. Die Induktivität erreicht den Sättigungszustand, wenn das Zeitintegral über der Spannung die vorgegebene Größe erreicht (z. B. 25 000 Volt MikroSekunden).

Die Rückkopplungsdioden 55 bis 58 verhindern eine unerwünschte Überspannung infolge der an den Klemmen der Drosselspule 45 auftretenden Induktionsspannung, wenn die entsprechende Matrix eine Umschaltperidoe beendet Am Ende der Umschaltung nimmt die Amplitude des Durchlaßstromes bis zu einem !■xicVcäü au, ljci WciCiidn uiC i^rGSSCiSptliC 3Π uCIi entsprechenden Matritzen dieses Ventils nicht mehr gesättigt ist worauf das weitere Zurückgehen des Stromes die Tendenz zur Erzeugung einer ungewöhnlich hohen Spannung an der Induktivität hat Dies wird jedoch durch die Rückkopplungsdioden vermieden, ' durch welche ein Stromweg geschaffen wird, über den to der Induktionsstrom weiterfließen kann, während der Strom durch die Matrix gegen Null abnimmt und sich augenblicklich umkehrt, wodurch der Abschaltvorgang beendet wird. Die in der Drosselspule 45 nach dem Abschalten der Matrix enthaltene elektrische Energie wird in den beiden Widerständen R1 verbraucht, die in Serie mit den Rückkopplungsdioden 55 bis 58 liegen.

Gemäß der Erfindung liegt parallel zu den Rückkopplungsdioden 55 bis 58, die zwischen den beiden

Widerständen R 1 angeordnet sind, eine Serienschaltung aus einer Induktivität 60 und einem Widerstand 61. Damit wird, wie aus F i g. 3 erkennbar ist, die Drosselspule 45 der Matrix durch eine Parallelschaltung überbrückt, bei der die Widerstände R 1 in Serie mit der Parallelschaltung aus den Dioden 55 bis 58 und der L/?-Kombination 60 und 61 liegen. Durch diese spezielle Schaltung werden starke Einschwingvorgänge unterdrückt, die am Beginn der Umschaltperiode erwartet werden können, wenn alle Matritzen des eingangsseitigen Ventils in den leitenden Zustand umgeschaltet werden.

Die Wirkungsweise der Erfindung ergibt sich am besten aus den F i g. 5 bis 7 und deren Beschreibung. In F i g. 5a sind Wechselspannungen V₁, und V_c dargestellt, die an zwei von drei Wechselstromklemmen a, b und c einer Umformerbrücke während der positiven Halbwel-Ie der Spannung V_a angelegt werden. Die vor dem Zünden am eingangsseitigen Ventil auftretende Durchlaßspannung ist mit V_ad bezeichnet, während die Sperrspannung am ausgangsseitigen Ventil nach dessen Abschaltung mit Va- bezeichnet ist. Die ausgezogene Kurve in Fig. 5a kennzeichnet den Spannungsverlauf an der Klemme für den positiven Gleichstrom. Die Gleichrichterwirkung mit einem Verzögerungswinkel von etwa 30° wird an Hand eines Beispiels dargestellt, aus dem sich auch die LJmschaltperiode ergibt, die sich über einen Periodenabschnitt von 18°, d.h. einem Zehntel einer Halbwelle, erstreckt.

In Fig.6a sind die Verbraucherströme /i und h dargestellt, die von dem eingangsseitigen und ausgangsseitigen Ventil während der in Fig.5a dargestellten Zeit übertragen werden. Mit u> wird der Augenblick bezeichnet, an welchem alle Thyristorabschnitte der verschiedenen Matritzen, die das eingangsseitige Ventil darstellen, den Durchlaßzustand erreicht haben, so daß der Strom I\ zu fließen und die Umschaltung beginnt Die Spannung vt an einer Matrix des eingangsseitigen Ventils und der Strom /ι, der während dem ersten Zehntel (ungefähr 1,8°) der Umschaltperiode fließt sind in den F i g. 5b und 6b mit einem gedehnten Zeitmaßstab dargestellt Auf der Ordinate der F i g. 5b ist die Spannung in Volt und auf der Ordinate der F i g. 6b ist der Strom in Ampere aufgetragen. In Fig.6c sind die ersten fünfzig MikroSekunden der Fig.6b mit einem noch weiter gedehnten Zeitmaßstab aufgetragen, um den Einschaltstrom in den verschiedenen Teilen der Matrix gemäß F i g. 3 während der Anfangsphase der LJmschaltperiode darstellen zu können.

Um die Erklärung der Wirkungsweise der Erfindung zu erleichtern, werden die Fig.5b, 6b und 6c an Hand einer Serie von Ersatzschaltbildern beschrieben, die in den F i g. 7a bis 7g dargestellt sind Diese F i g. 7a bis 7g zeigen verschiedene Bedingungen in der Matrix eines eingangsseitigen Ventils auf, die an bestimmten interessanten Punkten auftreten. In Fig.7a ist der Zustand unmittelbar vor der Zeit to dargestellt Die Matrix wird in vereinfachter und idealisierter Form als Schalter 41 dargestellt der in Serie mit der Drosselspule 45 mit sättigbarem Kern liegt, zu der eine Schaltung aus dem Widerstand 2R1 in Serie mit der Parallelschaltung aus der Rückkopplungsdiode 55 und der Li?-Kombination 60 und 61 parallel geschaltet ist Das ÄC-Netzwerk 48 ist in vereinfachter Darstellung zu dem Schalter 41 parallelgeschaltet Die vereinfacht dargestellte Matrix sperrt den proportionalen Anteil v\ der Durchlaßspannung VsA die auf das eingangsseitige Ventil einwirkt Da das ausgangsseitige Ventil leitet kann dessen Impedanz vernachlässigt werden. Das Symbol L kennzeichnet den Umschalt-Blindwiderstand der in Serie zur Matrix liegt. Wenn der Schalter 41 zum Zeitpunkt to geschlossen wird, erhält man die in F i g. 7b dargestellten Verhältnisse. Die gesamte Spannung v\ wird anfänglich von der ungesättigten Drosselspule 45 und der dazu parallelliegenden Induktivität 60 aufgenommen. Für eine gewisse Zeit liegen der Widerstand 61 und die beiden Widerstände Λ1 in Serie mit der Induktivität 60 und haben keinen nennenswerten Einfluß auf die Wirkungsweise der Schaltung. Dies ist der Fall, da der sich aus den Widerständen ergebende Gesamtwiderstandswert eine nicht dämpfende Größe besitzt, wobei die nicht dämpfende Größe diejenige Summe der Widerstände 61 und 2R\ ist, die wesentlich kleiner als zweimal die

Wurzel aus -^y- ist. Dabei ist L 2 der Induktivitätswert

in μΗ der Induktivität 60 und Cl der Kapazitätswert in μΡ der mit der Matrix verbundenen Streukapazität. Auf Grund dieser Werte steigen die Ströme /45 und ko in den entsprechenden Induktivitäten 45 und 60 in der in F i g. 6c dargestellten Weise an. wobei die Amplitude von /60 einen Spitzenwert bei fi erreicht.

Die Induktivitäten 45 und 60 besitzen einen Induktivitätswert, der groß genug ist, um die Geschwindigkeit des ansteigenden Anodenstromes der Thyristoren /41 während des Zeitabschnittes fobis fi innerhalb der Sicherheitsgrenzen zu halten. Während dieser realtiv kurzen Zeit gibt der Kondensator C fast seine gesamte gespeicherte Energie an die Matrix in Form des Entladestroms I_c ab. Der Strom /_c ist in Fig.6 nicht dargestellt und ist gleich der Differenz aus dem Strom durch die Matrix /1 und dem Strom Il in dem Umschalt-Blindwiderstand L Zur selben Zeit wird ein anderer wesentlicher Anteil des Anodenstroms /41 in Form des Entladestroms I4& vom Kondensator des Nebenschluß-Netzwerkes 48 zugeführt. Der negative Anteil des Stromes /₄₈ ist in F i g. 6c dargestellt.

Zur Zeit ti ist die Änderungsgeschwindigkeit des Stromes .fco Null, womit auch die an der Induktivität 60 liegende Spannung auf Null abgefallen ist. Damit erscheint die gesamte Durchlaßspannung vi an der Matrix an der Parallelschaltung aus der ungesättigten Drosselspule 45 und den Widerständen 2Ri und 61.

Anschließend tendiert die Amplitude des Stromes /₆o abzunehmen. Eine diese Tendenz unterstützende Spannung gegensätzlicher Polarität wird von der Induktivität 60 erzeugt Sehr kurze Zeit nach dem Augenblick ii übersteigt diese Spannung den Spannungsabfall am Widerstand 61 um eine Größe, die gerade ausreicht um die Gleichrichterdioden 55 in Durchlaßrichtung vorzuspannen, worauf zum Zeitpunkt ii diese Elemente wirksam werden und einen verhältnismäßig niederohmigen Strompfad über die LÄ-Kombination 60 und 61 freigeben. Solange der Gleichrichter 55 leitet, kann die an ihm liegende Spannung vernachlässigt werden, so daß die Hauptinduktivität 45 im wesentlichen nur von dem verbleibenden Widerstand 2R1 überbrückt wird. Da in der Schleife aus der Induktivität 60 der Diode 55 und dem Widerstand 61 ein Strom zirkuliert, kann die Induktivität 60 den Strom /«> beinahe konstant halten, so daß die zunächst aufgenommene Energie nunmehr in dem Widerstand 61 verbfaucht wird.

In F i g. 7c sind die Verhältnisse der Matrix während der Zeit fe bis ti dargestellt Während diesem Zeitabschnitt erfolgt die vollständige Entladung der Streukapazität C der ankommenden Phase. Mit f3 ist der

Augenblick dargestellt, in welchem v\ auf den Wert Null abfällt (siehe F i g. 5b und 6c). Gleichzeitig erreicht der Spannungsabfall am Widerstand des Nebenschlußnetzwerkes 48 eine Größe, die gleich der Kondensatorspannung ist. Ungefähr zur selben Zeit erreicht der Strom hs • seinen maximalen Amplitudenwert.

Bis zu der Zeit fs, zu der der nächste interessante ' Punkt des Kurvenverlaufes erreicht wird, gibt die Streukapazität C ihre negative Ladung ab, so daß die Spannung v\ wiederum den Wert Null erreicht (siehe ι ο Fig.7d). Infolge der Umkehrung der Polarität der Spannung an der Streukapazität während der Zeit h bis k war die Hauptinduktivität 45 einer verhältnismäßig negativen Spannung ausgesetzt, so daß deren Strom die in F i g. 4 dargestellte Schleife 86 durchlaufen hat. Nach der Zeit fs wird vom Wechselstromsystem ein die Kapazität aufladender Strom I₀ zugeführt. Entsprechend ist der Matrixstrom I\ kleiner als Il,

Während dem nächsten Intervall von k bis k sind die Bedingungen an der Matrix dieselben wie in Fig.7c dargestellt, jedoch fließt der Strom /_cin entgegengesetzter Richtung. Die Amplitude von vi und damit die Amplitude vom Strom I/u wächst entsprechend der Zunahme der positiven Ladung der Streukapazität an. Ferner steigt der Matrixstrom /1 mit einer Geschwindigkeit an, die grundsätzlich durch den Umschalt-Blindwiderstand L bestimmt wird. Die Zeit, zu welcher der Strom /_ÄI den Wert des Stromes /₆₀ erreicht, ist in F i g. 6c mit U, bezeichnet. In diesem Augenblick werden die Gleichrichter 55 nicht leitend. Infolgedessen liegt gemäß Fig.7f zur Drosselspule 45 wiederum ein Nebenschluß-Netzwerk parallel, das aus der LC-Kombination 60 und 61 in Serie mit dem Widerstand 2R 1 besteht

Von der Zeit f₆ bis zur Zeit ti wird die Streukapazität auf ein Niveau aufgeladen, bei welchem die Spannung vi im Verhältnis zur Spannung £1 ungefähr gleich dem Verhältnis ist, das die Induktivität L 1 der Drosselspule 45 zur Summe aus dieser Induktivität und der Induktivität des Umschalt-BIindwiderstandes L hat -to Danach ist der Ladestrom I_c vernachlässigbar und der Matrixstrom /1 wird im wesentlichen gleich dem Strom Iu Von nun an steigt der Strom I\ mit geringerer Steigung an, die durch die Größe L+Ll bestimmt ist. Die Amplitude des Stromes /45 ändert sich mit gleichbleibender, d. h. im wesentlichen konstanter Geschwindigkeit.

Der letzte interessante Punkt im Verlauf der Spannung und des Stromes tritt zur Zeit fs auf, wenn das Zeitintegral über die Spannung v\, welche an die Drosselspule 45 angelegt ist, diejenige Amplitude erreicht, an welcher die Drosselspule in den Sättigungszustand übergeht. In diesem Zustand besitzt sie einen relativ niedrigen Induktivitätswert (z. B. 5% von L 1), so daß die in Fig.7g dargestellte Ersatzschaltung gilt. Diese Bedingung bleibt für die gesamte restliche Umschaltperiode erhalten. Zur selben Zeit fängt der Strom ho in der Induktivität 60 wiederum an, durch die Diode 55 und den Widerstand 61 zu zirkulieren, so daß in letzterem die in der Induktivität 60 gespeicherte Energie verbraucht wird.

Die Ausgleichsvorgänge bezüglich der Spannung vi und des Stromes /1, die bei der Sättigung der Drosselspule 45 in der dargestellten Matrix auftreten, sind in den F i g. 5b und 6b dargestellt.

Die Drosselspule 45 der Matrix gemäß F i g. 3 bleibt im gesättigten Zustand während der gesamten Durchlaßperiode des Ventils bis gegen das Ende dessen nächster Umschaltperiode. Zu dieser Zeit wird das andere Ventil das ausgangsseitige und der Strom in den Matritzen wird durch die Netzspannungsumschaltung auf ein Niveau herabgedrückt, bei welchem die Drosselspule 45 beginnt, die Sättigung zu verlieren. Der durch die Matrix fließende Strom nimmt rasch bis zum Wert Null ab und kehrt sich augenblicklich um, wodurch die entsprechenden Thyristorabschnitte 41 bis 44 der Matrix abgeschaltet werden. Die Amplitude des Stromes durch die ungesättigte Drosselspule 45 tendiert jedoch langsamer abzunehmen, wodurch eine Haltespannung erzeugt wird, die die parallelliegenden Gleichrichter in Durchlaßrichtung vorspannt. Damit kann der Strom in der aus der Drosselspule 45, den Gleichrichterdioden 55 bis 58 und den beiden Widerständen R 1 bestehenden Schleife so lange fließen, bis die dort gespeicherte Energie verbraucht ist

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

1. Patentansprüche:

   ι. ι iijfi iStOr-otrOniriCiitcrsnOrunUrig ZUm €icKu"i~

   sehen Anschluß an ein mit Wechselspannung betriebenes Starkstromnetz, das eine vorgegebene Streukapazität aufweist, bestehend aus einer Reihenschaltung aus mindestens einer sättigbaren Drosselspule und wenigstens einem mit der sättigbaren Drosselspule in Reihe geschalteten Thyristor, der aufgrund eines an seinen Steueranschluß gelegten Steuersignals elektrischen Strom in einer vorgegebenen Richtung durch die Stromrichteranordnung leitet, wobei der sättigbaren Drosselspule ein Dämpfungswiderstand und weitere Schaltelemente parallelgeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Dämpfungswiderstand aus mehreren einzelnen Widerständen (Ri, Ri, 61) besteht, die mit einer Induktivität (EO) in Reihe geschaltet sind, daß eine Cberbrückungseinrichtung vorgesehen ist, die parallel zur Induktivität (60) und zum Widerstand 61) geschaltet ist und die aus antiparallel zu den Thyristoren gepolten Dioden (55, 56, 57, 58) besteht und die leitend wird, wenn der durch die Parallelschaltung fließende Strom einen vorbestimmten Wert erreicht, so daß die in der Induktivität (60) gespeicherte elektrische Energie in dem Widerstand 61) in Wärme umsetzbar ist und der sättigbaren Drosselspule (45) nur noch die restlichen Widerstände (2R 1) der Parallelschaltung parallelgeschaltet sind, die eine starke Dämpfung bilden.
2. 2. Thyristor-Stromrichteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Anschluß eines Kondensators (C3) von wenigstens einem Nebenschlußnetzwerk (51, 52) direkt mit der Überbrückungseinrichtung verbunden ist.
3. 3. Thyristor-Stromrichteranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Nebenschlußnetzwerke (51, 52, 53, 54) vorgesehen sind, die im wesentlichen eine gleiche vorgegebene ÄC-Zeitkonstante haben und daß ein zusätzliches /?C-Reihenglied (59) direkt demjenigen Thyristor (42) parallelgeschaltet ist, der langsamer in den leitenden Zustand umschaltet, wobei die ÄC-Zeitkonstante des zusätzlichen Reihenglieds (59) merklich kürzer als die vorgegebene Zeitkonstante der Nebenschlußnetzwerke (51 bis 54) ist.
4. 4. Thyristor-Stromrichteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität der gesättigten Drosselspule (45) nicht mehr als ungefähr 5% des vorgegebenen Induktivitätswertes im ungesättigten Zustand beträgt, daß die Induktivität (60) etwa gleich der Indutivität der ungesättigten Drosselspule (45) ist, daß der Widerstandswert des ersten Widerstands (61) ungefähr ein Fünftel der Quadratwurzel aus dem Induktivitätswert (60) ist und daß der Widerstandswert des oder der weiteren in Reihe geschalteten Widerstände (Ri) ungefähr doppelt so groß wie der Widerstandswert des ersten Widerstandes (61) ist.