Empfänger für eine Selektivschutzeinrichtung zum Schutze eines Hochspannungsleitungsabschnittes
Die Erfindung betrifft einen Empfänger für eine Selektivschutzeinrichtung zum Schutze
eines Hochspannungsleitungsabschnittes mit an dessen Enden vorgesehenen Sendern
und Empfängern, die über einen Nachrichten-Übertragungsweg, insbesondere eine auf
dem Hochspannungsleitungsabschnitt selbst betriebene Trägerfrequenzverbindüng, paarweise
miteinander in Verbindung stehen, über den beißungestörtem Hochspannungsleitungsabschnitt
dauernd eine zur Überwachung dienende Ruhefrequenz und-bei (2.H. durch Blitzschlag,
Kurzschluss oder Erdschluss) gestörtem Hochspannungs-Leitungsabschnitt eine von
der Ruhefrequenz verschiedene, durch eine einmalige Umtastung sendeseitig erzeugte
Auslösefrequenz übertragen wird, die die Abschaltung des Hochspannungsleitungsabschnittes
bewirkt, wobei beide Frequenzen im Empfänger durch Bandpassfilter getrennt und nach
Verstärkung und Gleichrichtung je einem Eingang einer Differentialschaltung zugeführt
sind, die beim Auftreten des Auslöseimpulses eine Umschaltung vornimmt, durch die
die Abschaltung des gestörten Hochspannungsleitungsabschnittes bewirkt wird. Ein
Ausführungsbeispiel eines solchen Selektivschutzempfängers ist in'Fig. l dargestellt.
Der gezeigte Empfänger ist seinem Schaltungsaufbau hach grundsätzlich bereits bei
einem Pilotfrequenzempfänger für Einseitenband-Trägerfrequenzeinrichtungen
mit
Bandwechselverkehr, insbesondere für Zwecke der Elektri zitätswerk-Telefonie bekannt
(deutsche Patentschrift 1 039 574) und zwar zum Empfang zweier nahe benachbarter,
ausserhalb des Sprachbandes, aber innerhalb eines Übertragungskanales liegender
Pilotfrequenzen für die Pegelregelung, die zur gleichzeit-igen Übermittlung von
Ruf- und .Wahlimpulsen nachdem Prinzip der. Doppeltontastung übertragen und empfangsseitig
zur Speisung je einer der beiden differantial geschalteten Wicklungen eines Empfangsrelais
verwendet werden. In der Schaltung nach Fig. 1 wird am Sendeort., im Ruhezustand,
d.h. im ungestörten Zustand des zu überwachenden Hoehspannungsleitungsabschnittes
L ständig eine Tonfrequenz (Ruhefrequenz) f1 im Zwischenfrequenz- und Hochfrequenzteil
eines TFH-Gerätes A moduliert und in trägerfrequenter Lage über den Leitungsabschnitt
L übertragen, am Empfangsort in einem entsprechenden TFH-Gerät B wieder demoduliert
und dein Eingang des Selektivschutzempfängers C zugeführt. Dort wird die Ruhefrequenz
f1 durch ein Bandpassfilter BPl ausgesiebt, in einem Verstärker V1 linear verstärkt
und in einem Gleichrichter GR1 gleichgerichtety wobei der entstehende Gleichstrom
11 eine Wicklung W1 eines Relais R mit zwei gegeneinander geschalteten Wicklungen
W1 und W2 durchfliesst und das Relais in seiner Ruhelage festhält, in welcher sein
Arbeitskontakt r geöffnet ist. Im Falle einer Störung des Hochspannungsleitungsabschnittes
wird am ,Sendeort im TFIiqGerät A zwecks Übertragung eines
Schaltbefehles
an-Stelle der Ruhefrequenz f1 eine zweite, durch eine einmalige Umtästung sendeseitig
erzeugte Frequenz (Auslösefrequenzj f2 ausgegeben, ebenfalls trägerfrequent über
den Leitungsabschnitt L übertragen und-dem Eingang des Selektivschutzempfängers
C zugeführt. Dort wird die Auslösefrequent in einem eingangsseitig Bern Bandpassfilter
BP1 parallel liegenden Bandpassfilter BP2 abgesiebt, in einem Verstärker V2 linear
verstärkt, in einem Gleichrichter GR2 gleichger-.chtet und der entstehende Gleichstrom
12 durch die Wicklung W2 des Relais R geleitet. Da der Gleichstrom 12 grösser ist
als der Ruhegleichstrom I1, wird das Relais R aus der Ruhelage in seine Arbeitslage
umgeschaltet, ,der Kontakt r gesehlosscn und dadurch die Abschaltung des gestörter.
Leitungsabschnittes durch nicht dargestellte Hochspannungsschalter veranlasst. An
Stelle des dargestellten Rel mit zwei Wicklungen l..ann a,-i^@_h eine entsprechend
wirkende Transistorrel@tssehaltilng mit einer" Relais mit nur einer Wicklung Verwendung
finden.
| Die beschriebene Schaltung ist #=egen uzi,l:i"it:es Ansprechen |
| bei einer an ihrem Eingang auftretenden impulsförmigen ;3töt,-- |
| spannung, z.B. bei einem Gleichspanri'ungsimpul, ausreichr,i-i-1
gc- |
| sichert. In diesen Falle haben nämlich alle i., Spektrum de:, |
| Störimpulses enthaltenen Frequenzen den r;leiisen Nu:.lphae:i- |
| winkel"d:h: sie sind bei Beginn des Impulse:; (zur Zeit 14u13- |
| der Impulsdauer) alle phasengleich -und. stossen beide BrindF"ase |
| BP1 und BF2 synchron zu Schwingungen an. Die an den Flt-:r<u@,- |
| gänden auftretenden Störspannungen sind gleich grczr. Bei |
vorhandener Ruhefrequenz f1 ist damit stets 12 kleiner als Il,-die
Ruhelage des Relais R bleibt mit Sicherheit erhalten und eine Fehlschaltung ausgeschlossen.
Bei fehlender Ruhefrequenz F1 und vorhandener Auslösefrequenz f2 aber ist 12 grösser
als I1, das Relais R wird sicher umerregt und der Kontakt r umgelegt. Der Nachteil
der beschriebenen Schaltungeist jedoch ihre Störanfälligkeit gegen unregelmässige-breitbandige
Störspannungen, die auf Hochspannungsleitungen beispielsweise bei Lichtbogenentladungen
vorkommen können und sich ähnlich wie weisses Rauschen verhalten. In diesem Fall
treffen die Störspannungennicht synchron auf beide Filter BPl und BP2 auf. Beim
Rausehen und diesem ähnlichen Störspannungen, die bezogen auf die Frequenzbandbreite
der Nutzspannung im Spitzenwert gleich oder grösser als der Spitzenwert der Nutzspannung
sind, ergeben sieh an den Ausgängen der Filter BP1 und 8P2 die in den Fig. 2 und
4 dargestellten Verläufe der Spannungen U1 + Usl bzw. Us2.in Abhängigkeit von der
Zeit t. Hierbei sind U1 die Spannung der Ruhefrequenz f1 und Usl bzw* Us2 die in
den Durchlassbereich des Bandpasses BP-' bzw. BP2 fallenden Störspannungen. Inder
Fig. 3 bzw. Fig. 5 sind die Hüllkurven der den Spannungen U1 + Usl bzw. Us2 nach
der linearen Verstärkung im Verstärker V1 bzw. V2 und Gleichrichtung im Gleichrichter
GR1 bzw. GR2 entsprechenden Gleichströme T1 bzw. 12 dargestellt.
_
In den Punkten 2, 4 und 6 der Hüllkurve der Fig. 2 sind Maximalwerte der Spannung
U1 + Usl zu erkennen. In diesen Punkten sind die Spannungen U1 und Usl gleichphasig
und ihre Spitzenwerte addieren-sich. In den Punkten 1, 3, 5 und 7-bilden sich Knotenpunkte.
Hier sind die Spannungen U1 und Usl gegenphasig und amplitudengleich, so dass sie
sich kompensieren.
Dis HUllkurve der in Fig. 4 dargestellten Störspannung Us2 zeigt ebenfalls
in den Punkten 15, 17, 19, 21 Maximalwerte und Knotenpunkte 14, 16, 1$, 20 Ein Vergleich.
der punktiert gezeichneten Bereiche zwischen den Punkten $..g, 10-11, 12-13 der
Kurve in Fig. 3 mit den zeitlich entsprechenden Bereichen zwischen den Punkten 22-23,
24b25, 25-27 der Kurve in Fig. 5 zeigt, dass in diesen Bereichen bzw. Zeitabschnitten
der Strom 12 grösser ist als der Strom 11 und daher in diesen Zeitabschnitten
eine Fehlauslösung des Relais R erfolgen würde. Man könnte daran denken,: zur Verhinderung
der Nulldurchgänge des Stromes @T:1 eine Glättung desselben mit Hilfe eines Kondensators
zu bewirken oder eine Verringerung der Bandbreite des Bandpasses BP? vorzunehmen,
um die Störspannung Us2 klein zu halten. Beide Massnahmen hätten aber eine unerwünschte
Ver-Ungerung der Übertragungszeit des Auslösekriteriums zur Folge. Diese Übertragungszeit-darf
aber nur sehr klein sein, um die
Zerstörung wertvoller Hochspannungsanlagen
durch Überschläge infolge Überspannungen und Kurzschlusslichtbögen zu vermeiden.
Man könnte ferner daran denken, den Sendepegel der Ruhe- und Auslösefrequenz so
hoch zu legen, dass der Empfangspegel mit Sicherheit über dem Störpegel liegt. Dies
ist jedoch aus technischen Gründen und wegen postalischer, die höchstzulässige Sendeleistung
festsetzender Vorschriften nicht möglich. Ein weiterer denkbarer Weg zur Vermeidung
von Fehlauslösungen durch Störspannungen wäre die Kodierung des Nutzsignales. Eine
solche Kodierung würde aber eine vergrösserte»Übertragungszeit oder eine vergrösserte
Handbreite erfordern. Ausserdem wäre für die Auswertung des kodierten Nutzsignales
und die. eventuelle Wiederholung des Schaltbefehles eine grössere Auswertezeit nötig.
Schliesslich wäre der für die Kodierung und Dekodierung erforderliche Geräteaufwand
gross: Die genannten Nachteile werden erfindungsgemäss dadurch vermieden, dass im
Empfangszweig für die Ruhefrequenz dem Bandpass ein Schalter, insbesondere ein elektronischer
Und-Schalter, in Reihe vorgeschaltet ist, dessen Steuereingang die am Empfängereingang
durch einen Bandpass abgesiebt e Ruhefrequenz, gegebenenfalls über einen Verstärker.
.und ein Phasenkorrekturglied, phasengleich mit der am Empfängereingang anstehenden
Ruhefrequenz zugeführt ist. e
Die Erfindung wird im folgenden an
Hand der Pig. 6 bis 8 näher erläutert, von denen Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel
der Prinz.ipsehaltung nach der Erfindung und die Fig: 7 und $ mögliche Ausführungen
des verwendeten Und-Schalters darstellen. In Fig. 6 liegt zum Unterschied gegenüber
Fig. 1 zwischen dem Empfängereingang und dem Eingang des für die Ruhefrequenz f1
durchlässigen Bancäpasses HPl die Reihenschaltung einer die Auslösefrequenz f2 sperrenden
Bandsperre HS und eines elektronischen Und-Sehalters S mit. einem Steuereingang
SE. Der Empfängereingang ist ausserdem durch einen die Ruhefrequenz f1 absiebenden
Bandpass 8P3, dessen Durchlassbereich,wesentlieh schmaler ist als der des Bandpasses
BPl, über einen linearen Verstärker V3 und ein Phasenkorrekturglied PH mit dem Steuereingang
SE des Schalters S: verbunden,. derart, dass die hier vorhandene Ruhe- . frequena-Steuerspannung
mit der am Empfängereingang anstehenden Ruhefrequenzspannung phasengleich ist. Durch
die gleichphasige Durchschaltung wird erreicht, dass während der Übertragung der
Ruhefrequenz f1 nur diese und mit ihr-gleichphasige Störfrequenzen durchgeschaltet
werden, wodurch der hinter dem Schalter S liegende Bandpass BPl nur gleichphasig
zum Schwingen angeregt wird: und somit seine Ausgangsspannung U1 + Usl und der dieser
entsprechende Ruhestrom I1 auch bei vorhandener extremer Störungen nie zu Null werden
können... Damit ist aber immer ein zur Aufrechterhaltung des Ruhezustandes der Differentialschaltung
notwendiger Strom vorhanden und eine Fehlauslösung durch die Störspannung kann nicht
:eintreten.
Ist während der Übertragung der Ruhefrequenz zur sicheren
Auswertung der Ruhefrequenzspannung Ui in der Schaltung nach Fig. 1 beispielsweise
noch ein bestimmter Wert der Störspannung Us2 zulässig, so kann dieser Wert in der
Schaltung nach Fig. 6, d.h. bei Anwendung der phasenrichtigen Durchschaltung und
bei Anwendung eines Bandpasses BP3, dessen' Durehlassbandbreite. Af3 (z.B. 22 z)
wesentlich schmäler ist als die Durchlassbandbreite Afl (z.B. 160 Hz) des Bandpasses
BPl, mit Sicherheit um den Faktor
höher sein, wobei im übrigen durch diese Massnahmen die Signallaufzeit keineswQgs
erhöht wird.
Während der Umschaltung von der Ruhefrequenz f1 auf die Auslöse-Frequenz
f2 und bei zufälligem Vorliegen einer Störspannung Usl von der Frequenz f1 erfolgt
die gewünschte Auslösung. mit Sicherheit nach einer Zeit
weil bis dahin der Ausschwingvörgang des Bandpasses BP3 beendet ist, der Schalter
S keine Steuerspannung mehr erhält und somit die Störspannung Usl gesperrt wird,
kein Ruhestrom I1 entsteht und die Auslösung durch die Spannung U2 bzw. U2 + Us2
mit Sicherheit bewirkt wird.
Da der Schalter S die Eigenschaft
hat, bei vorhandener Steuerspannungzum Teil. auch phasengleiche Störspannungen,
deren Frequenz in der unmittelbaren Nachbarschaft der Ruhefrequenz f1 liegt,-durchzuschalten,
ist es zweckmässig, zur Vermeidung einer teilweisen purahschaltung der Auslösefrequenz
f2 während der Ausschwingzeit des. Bandpasses 8P3 die Bandsperre BS für die Auslösefrequenz
dem Schalter S im Ruhefrequenz-Empfangszweig in Reihe vorzuschalten. Zur weiteren
Erhöhung der Betriebssicherheit ist es zweckmässig, in beiden Empfangszweigen, beispielsweise
in. den Verstärkern V1 und V2, Schwellwerte vorzusehen; sodass die Ströme I1 und
12 erst dann fliessen können, wenn die sie hervorrufenden Spannungen diese Schwellwerte
überschreiten. Ferner ist es vorteilhaft, zwischen dem Bandpass 8P2 und dem Verstärker
V2 in an sich bekannter Weise noch einen Amplitudenbegrenzer BG einzuschalten, der
Störspannungen einer selektiven, in den Durchlassbereich-des Bandpasses BP2 hineinfallenden
Frequenz so schwächt, dass sie keine Umschaltung des Relais R und damit keine unbeabsichtigte
Auslösung der Abschaltung des Leitungsabschnittes bewirken können. J Der elektronische
Schalter nach Fig. 7 hat einen Eingangsübertrager 31 mit einer von der empfangenen
Nutzspannung beaufschlagten Primärwicklung W3 und zwei Sekundärwicklungen W4 und
W5 gleicher Windungszahl und einen Ausgangsübertrager 36 mit
einer
Primärwicklung W6 und einer Sekundärwicklung W7 zur Abnahme des durchgeschalteten
Nutzsignals. Die. einen Enden der Sekundärwicklungen W4 bzw. W5 des Eingangsübertragers
sind jeweils über die Kollektor-Emitter-Strecke eines von zwei komplementären Transistoren
41 bzw. 42 mit dem einen Ende der Primärwicklung W6 des Ausgangsübertragers 36 verbunden
und die.anderen Enden der Sekundärwicklungen des Eingangsübertragers stehen jeweils
über eine in Durchlassrichtung der zugehörigen Kollektor-Emitter-Strecke durchlässige
Diode 47 bzw. 4$ mit dem anderen Ende der Primärwicklung des Ausgangsübertragers
in Verbindung. Die Basen der Transistoren 41, 42 sind an die Abgriffspunkte zweier
parallel an den Eingangsklemmen 34, 35 für die steuernde'Ruhefrequenzspannung liegenden
Spannungsteiler 43, 44 bzw. 45, 46 angeschlossen. Die Wirkungsweise ist folgende:
Ist das Ruhefrequenz-Steuerspannungs-Potential der Klemme 34 positiv gegenüber dem
der Klemme 35, so wird der Transistor 41 leitend und der Transistor 42 gesperrt.
Die Halbwelle der Nutzspannung, bei der die Klernme 33 positives Potential gegenüber
der Klemme 32 führt, wird von der Sekundärwicklung W4 über den Transistor 41, die
Diode 47 und die Wicklung W6 zur Wicklung W7 übertragen, während'dieser Übertragungsweg
für die andere , Halbwelle der Nutzspannung aber durch den Transistor 41 und die
Diode 47 gesperrt ist.
Ist das Steuerspannungs-Potential der Klemme
34 negativ gegenüber dem der Klemme 35, ßo wird den Transistor 42 leitend und der
Transistor 41 gesperrt. Die Halbwelle der Nutzspannung, "bei. der die Klemme-33
negatives Potential gegenüber der Klemme 32 führt, wird von der Sekundärwicklung
W5 #ber den Transistor 42,-die Diode 48 und die Wicklung W6 zur Wicklung W7 übertragen,
während dieser Übertragungsweg für die andere Halbwelle der Nutzspannung aber .durch
den Transistor 42 und .die Diode 4$ gesperrt ist: _ Die Transistoren 41 und 42 schalten
also jeweils eine Halbwelle der Nutzspannung durch. Bei.Fehlen der Steuerspannung
sperren beide Transistoren. Durch die Diode 47 bzw. 48-wirdein nicht gesteuerter
Stromfluss Uber die Kollektor-Basis-Strecken der Transistoren 41 bzw. 42 und die
Spannungsteiler-Widerstände 44 bzw. 46 verhindert. Der elektronische Schalter nach
Fig. g hat einen Eingangsübertrager 49 mit einer von der empfangenen Nutzgnalspannung
beaufschlagten Primärwicklung W$ und zwei Sekundärwicklungen W, W1.0 gleicher Windungszahl
und einen Ausgangsübertrager 50 mit einer eine Mittelanzapfung aufweisenden Primärwicklung
Wll, W13 und einer Sekundärseivklung W12 zur Abnahme des durchgeschalteten Nutzsignales.
Die d nen Enden der Sekundärwicklungen -Wh, 4t10 des Eingangsübertragers sind: jeweils
über die Kollektor-Emitter-Strecke eines von zwei Transistoren 51, 52 gleichen Letfähigketstyps
zusammen an die Mittelänzapfung der Sekundärwicklung
W14, W16
eines zusätzlichen Steuerübertragers 55 und ausserdem an die Primärwioklungsanzapfung
des Ausgangsübertragers angeschlossen. Die anderen Enden der Sekundärwicklungen
W9, J10 des Eingangsübertragers sind jeweils über eine Diode 53, 54, deren Durehlassriehtung
derjenigen der Kollektor-Emitter-Strecke der zugehörigen Transistoren 51, 52 entspricht,,
an die Enden der Primärwicklung des Ausgangsübertragers 50 angeschlossen. Die Hasen
der Transistoren 51, 52 sind mit den äusseren Enden der Sekundärwicklung W14, W16
des Steuerübertragers 55 verbunden, dessen Primärwicklung W15 mit den Eingangsklemmen
34, 35 für die steuernde Ruhefrequenzbpannung in Verbindung steht. Die Wirkungsweise
der Schaltung ist folgende: Ist das Ruhefrequenz-Steuerspannungs-Potential der Klemme
34 positiv gegenüber dem der Klemme 35, so wird über die Wicklungen W15 und W16
des Steuerübertragers 55 der Transistor 52 leitend gemacht und über die Wicklungen
1a15 und W14 der Transistor 51 gesperrt. Die Halbwelle der Nutzspannung, bei der
die Klemme 32 positives Potential gegenüber der Klemme 33 führt, wird von der Wicklung
W$ zur Wicklung W10 und-von dort über den Transistor 52, die Diode 54 und die Wicklung
W13 auf die Wicklung W12 übertragen, während dieser Übertragungsweg für die
andere Halbwelle der Nutzspannung aber durch den Transistor 52 und die Diode 54
gesperrt ist.
Ist das Steuerspannungs-Potential der Klemme 34 negativ
gegenüber dem der Klemme 35, so wird über die Wicklungen W1.5 und 'W14 der Transistor
51 leitend gemacht und über die Wicklungen W15 und W16 der Transistor 52 gesperrt.
Die Halbwelle der Nutzspannung, bei der.die Klemme 32 negatives Potential gegenaber
der Klemme 33 führt; wird von der Wicklung W$ auf die Wicklung W9 und über den Transistor
51, die Diode 53 auf die Wicklung W11 und von dort auf die Wicklung W12 übertragen,
während dieser Übertragungsweg für die andere Halbwelle der Nutzspannung aber durch
den Transistor 51 und die Diode 53 gesperrt ist.