DE1563493C - Rundsteuerverfahren zur Steuerung von elektrischen Vorrichtungen mittels einem Starkstromnetz überlagerten Befehlsimpul sen und Vorrichtungen zur Durchfuhrung des Verfahrens - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Rundsteuerverfahren zur Steuerung von elektrischen· Vorrichtungen mittels einem Starkstromnetz überlagerten, unabhängig von der Netzfrequenz frei wählbaren Befehlsimpulsen, die durch ungedämpfte tonfrequente Schwingungen einer selbst unmodulierten, in einem starren Verhältnis zur Netzfrequenz stehenden Steuerfrequenz moduliert sind und Vorrichtungen zur Durchführung des Verfahrens.

Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zur ; Steuerung von elektrischen Vorrichtungen mittels einem Starkströmnetz überlagerten, unabhängig von der Netzfrequenz frei wählbaren Befehlsimpulsen, d;ie durch ungedämpfte tonfrequente Schwingungen einer selbst unmodulierten, in einem starren Verhältnis zur Netzfrequenz stehenden Steuerfrequenz moduliert sind, wobei im Eingang des Empfängers ein aus mindestens einer Kapazität und mindestens einer Induktivität bestehender Schwingkreis vorgesehen ist und eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens.

Um bei den in der sogenannten Rundsteuertechnik bekannten Verfahren und Vorrichtungen zur übertragung von tonfrequenten Steuerimpulsen in Starkstromnetzen durch die in den Starkstromnetzen vorhandenen Störspannungen aller Art möglichst wenig behindert zu werden, versuchte man seit langem, auf der Empfängerseite die sogenannten Empfangsfilter möglichst selektiv und mit möglichst schmaler Durchlaßfrequenz für die Steuerfrequenz zu gestalten. Aus der allgemeinen Informationstheorie ist bekannt, daß die theoretisch notwendige Durchlaßbreite der Empfangsfilter von der pro Zeiteinheit zu übertragenden Informationsmenge abhängt, wobei die Durchlaßbreite um so schmaler sein kann, je geringer die Informationsmenge pro Zeiteinheit ist. Im allgemeinen ist nun die Informationsmenge pro Zeiteinheit bei Rundsteueranlagen sehr gering, d. h., vom theoretischen Standpunkt aus könnten die empfangsseitigen Frequenzfilter extrem schmal gebaut werden, besonders bei denjenigen Systemen, die relativ lange Steuerimpulse verwenden.

Der Verwendung von extrem schmalen Empfangsfiltern waren bis heute in der Praxis aber Grenzen gesetzt, welche im folgenden kurz beschrieben seien:

Sehr schmale Empfangsfilter können beispielsweise mit einkreisigen mechanischen Filtern realisiert werden. Diese sind aber in der Praxis nicht genügend stabil, d. h., sie ändern ihre Durchlaßfrequenz beispielsweise durch Alterung oder Temperaturschwankungen mehr als um die Bandbreite, so daß bei konstanter Sendefrequenz die Gefahr besteht, daß im Laufe der Zeit mindestens ein Teil der im Betrieb befindlichen Empfangsfilter sich so verändert, daß die Empfangsdurchlaßfrequenz nicht mehr mit der Sendefrequenz übereinstimmt und die betreffenden Empfänger somit nicht mehr auf die Steuersignale ansprechen. .;

Die einfachsten und zuverlässigsten Sendeanlagen verwenden zur Erzeugung der Steuerfrequenz rotierende Tonfrequenz-Generatoren, welche von Synchronoder Asynchronmotoren angetrieben werden. Da die Netzfrequenz jedoch in der Praxis nicht konstant ist, ändert sich die Steuerfrequenz bei der Verwendung von Synchronmotoren als Antriebsmotoren proportional zur Netzfrequenz. Bei Verwendung von Asynchronmotoren ergibt sich hoch eine zusätzliche Änderungsmöglichkeit durch den variablen Schlupf dieser Asynchronmotoren, d. h., bei den beschriebenen Sendeanlagen kann die Steüerfreqüenz in der Praxis bis zu etwa ± 4% variieren, so daß auf der Empfängerseite die Durchlaßbreite der Empfangsfilter entsprechend breit vorgesehen werden mußte.

Weiterhin ist aus den AEG-Mitteilungen (1954), Heft 5/6, S. 223 bis 233, ein Rundsteuerverfahren bekannt, bei welchem die Tonfrequenzspannung über ein Filter dem Netz entnommen wird und über einen kleinen Trockengleichrichter einem Speicherkonderisator zugeführt wird. Dabei wird beim Erreichen einer bestimmten Kondensatorvorspannung die aufgesammelte Energie über eine Glimmlampe, die in den letzten Jahren zu einem betriebssicheren Schaltmittel entwickelt worden ist, in das Betätigungsrelais entladen. Der Energiespeicher stellt also keinen Verstärker im üblichen Sinne dar, sondern vielmehr einen Impulswandler, der einen längeren Impuls kleinerer Leistung in einen kurzen Impuls großer Leistung umwandelt. Der exponentieile Charakter der Ansprechempfindlichkeit der Kondensatorschaltung paßt sich dabei dem exponentiellen Verlauf der im Netz häufig auftretenden Stoßspannungen in idealer Weise an. Selbst sehr hohe Stoßspannungen, die immer nur von kurzer Dauer sind, können das Empfangsrelais nicht zum Ansprechen bringen.

Die in den AEG-Mitteilungen beschriebene Schaltung ist jedoch nicht geeignet, die oben aufgezeigten Filterungsprobleme zu überwinden, da keine zuverlässigen Vorkehrungen gegen die Schwankungen der Netzfrequenz getroffen sind.

Gemäß einem älteren Vorschlag in dem deutschen Patent 1 238 986 ist versucht worden, ein Fernwirksystem mit einem Fernwirkkanal, der einem Wechselstrom-Energieversorgungsnetz überlagert ist und mit wenigstens einem Sender, der mindestens einem mit charakteristischer Tastfrequenz betätigten Tastschalter zur impulsweisen Anschaltung eines als Trägerfrequenzerzeuger dienenden passiven elektrischen Schwingkreises an das Wechselstromnetz enthält, sowie mit einem Empfänger für mit wenigstens einer festen Modulationsfrequenz modulierte Wechselstromsignale, der für die vom Sender erzeugten Signalfrequenzen mindestens ein Korrelatiohssystem mit fester Referenzfrequenz aufweist, zu schaffen, indem sowohl die Tastfrequenz jedes Tastschalters des Senders als auch die Referenzfrequenz jedes Korrelationssystems des Empfängers ein und derselben Grundfrequenz des als Fernwirkverbindung benutzten Energieversorgungsnetzes in jedem Zeitmoment streng proportional sind und das im Empfänger wenigstens zweien, der Trägerfrequenz naheliegenden von mehreren zu Oberwellen einer Tastfrequenz gebildeten Seitenfrequenzen wenigstens je ein eigenes Korrelationssystem mit einer der vom jeweiligen Korrelationssystem auszusiebenden Seitenfrequenz identischen Referenzfrequenzen zugeordnet ist.

Diesem älteren Vorschlag ist beispielsweise der Nachteil eigen, daß die einzelnen gedämpften Schwingungszüge inkohärent sind und daß demzufolge am Empfangsort [ keine kontinuierliche Trägerfrequenz erscheint. Diese gedämpften Schwingungszüge stellen keine eindeutige Größe dar.

Außer den auf der Sendeseite liegenden Nachteilen des älteren Vorschlages besteht ein weiterer Nachteil des vorgeschlagenen Steuersystems darin, daß die über das Energieverteilungsnetz tatsächlich ausgesaridteri Signalströme ein als Folge der Modulationsvorgänge auf der Sendeseite erzeugtes Frequenzspektrum mit vielen Seitenfrequenzen belegen. , _L

Gemäß dem älteren Vorschlag im deutschen Patent 1 238 986 handelt es sich um eine ■Nachrichtenübertragung nach dem Prinzip der Zweiseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger, und zwar um einen Sonderfall dieser Ubertragungsmethode, indem sendeseitig inkohärente gedämpfte Schwingungszüge -zur Bildung der Modulationsseitenband-Frequenzen verwendet werden und wobei die Frequenz dieser ge-

dämpften Schwingungszüge zur Netzfrequenz nicht proportional sind.

Dabei besteht der Nachteil, daß die Information in der Tastfrequenz und deren Oberwellen bzw. in den durch sie gebildeten Seitenbandfrequenzen ent-,¹ halten ist und daß die übertragene Information mit Hilfe einer Referenzfrequenz empfangsseitig wiedergewonnen wird, welche mit der auszusiebenden Seitenfrequenz identisch ist.

Bei dem älteren Vorschlag besteht somit der Nachteil, daß das vorgeschlagene System mit einem relativ breitbandigen Ubertragungsspektrum zahlreicher Frequenzen arbeitet.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Steuerung von elektrischen Einrichtungen mittels einem Starkstromnetz überlagerten Befehls-Frequenzimpulsen zu schaffen, bei welchen die Durchlaßbreite der Empfangsfilter in den Empfängern extrem schmal gestaltet und der zu übertragenden Informationsmenge proportional dimensioniert werden kann, um möglichst viele dem Steuersignal in der Frequenz benachbarte Störsignale zu unterdrücken und damit die Voraussetzungen zu schaffen, daß mit kleinstmöglicher Sendeleistung gearbeitet werden kann.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß zur Erzielung eines starren Verhältnisses der Empfänger-Ansprechfrequenz zur Netzfrequenz im Empfänger durch Frequenzumsetzung aus der Netzfrequenz eine an die Netzfrequenz starr gebundene 30; Pilotfrequenz gewonnen wird, die geringfügig von der Steuerfrequenz abweicht und die über eine phasenempfindliche Gleichrichterschaltung mit der empfangenen Steuerfrequenz gemischt und anschließend über einen Tiefpaß einem Gleichrichter zugeführt wird, 35: dessen Ausgangsgleichspannung als Betätigungsspannung für die zu steuernde elektrische Vorrichtung dient.

Zur Durchführung dieses Verfahrens sieht die Erfindung eine Vorrichtung vor, welche sich dadurch auszeichnet, daß ein die von der Netzfrequenz nur geringfügig abweichende Pilotfrequenz erzeugender Netzfrequenzumsetzer vorgesehen ist, dessen Ausgang gemeinsam mit der empfangenen Steuerfrequenz einem phasenempfindlichen Gleichrichter zugeführt ist, dem ein Tiefpaßfilter nachgeschaltet ist, dessen Ausgang mit der zu steuernden elektrischen Vorrichtung verbunden ist.

Eine bevorzugte Ausführungsform dieser Vorrichtung zeichnet sich dadurch aus, daß an Stelle des 50: Tiefpaßfilters ein Bandpaßfilter vorgesehen ist.

Vorteilhafterweise kann auch vorgesehen sein, daß mehrere Bandpaßfilter für mehrere Steuerfrequenzen vorgesehen sind.

Pie Erfindungsaufgabe wird weiterhin dadurch gelöst, daß zur Erzielung eines starren Verhältnisses der Empfänger-Ansprechfrequenz zur Netzfrequenz im Empfänger durch Frequenzumsetzung aus der Netzfrequenz und Phasendrehung zwei an die Netzfrequenz starr gebundene Pilotfrequenzen gewonnen werden, die gegeneinander um 90° phasenverschoben · und genau gleich der Steuerfrequenz sind und die über je eine phasenempfindliche Gleichrichterschaltung mit der empfangenen Steuerfrequenz gemischt und anschließend über je einen Tiefpaß je einem Gleichrich- ter zugeführt werden, deren Ausgangsgleichspannungen als Betätigungsspannungen für die zu steuernde elektrische Vorrichtung dienen.

Eine gemäß der Erfindung zur Durchführung dieses Verfahrens vorgesehene Vorrichtung zeichnet sich dadurch aus, daß zwei gleiche Brückenschaltungen für das empfangene Steuersignal vorgesehen sind, daß weiterhin zwei Netzfrequenzumsetzer vorhanden sind, deren Pilotfrequenz-Ausgangssignale sich nur in der Phase um 90° unterscheiden und mit der Steuerfrequenz genau übereinstimmen, und daß jeder Brückenschaltung eine phasenempfindliche Gleichrichterschaltung, der jeweils sowohl die Steuerfrequenz als auch eine der beiden Pilotfrequenzen zugeführt werden, ein Tiefpaßfilter und ein mit der zu steuernden Vorrichtung verbundener Gleichrichter nachgeschaltet sind.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform dieser Vorrichtung ist vorgesehen, daß die Brückenschaltung symmetrisch aufgebaut ist.

Eine vorteilhafte Weiterbildung dieser erfindungsgemäßen Vorrichtung zeichnet sich dadurch aus, daß an Stelle der Brückenschaltung ein Ringmodulator vorgesehen ist.

Eine weitere Lösung der Erfindungsaufgabe sieht vor, daß zur Erzielung eines starren Verhältnisses der Empfänger-Ansprechfrequenz zur Netzfrequenz der Schwingkreis des Empfängers für eine geringe Bandbreite ausgelegt und seine Resonanzfrequenz in Abhängigkeit der Differenz zwischen Istwert und Sollwert der Netzfrequenz selbsttätig nachgestellt wird.

Die gemäß der Erfindung zur Durchführung dieses Verfahrens vorgesehene Vorrichtung zeichnet sich dadurch aus, daß der Schwingkreis ein abstimmbarer Serien-Resonanz-Kreis ist und daß parallel zum Serien-Resonanz-Kreis eine Frequenzvergleicherstufe geschaltet ist, deren Ausgang mit der Abstimmeinrichtung des Serien-Resonanz-Kreises verbunden ist.

Vorzugsweise ist zwischen der Frequenzvergleicherstufe und der Abstimmeinrichtung ein Verstärker vorgesehen.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung ist vorgesehen, daß beide den Serien-Resonanz-Kreis bildende Filter-Reaktanz-Elemente abstimmbar sind.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung dieser Vorrichtung ist vorgesehen, daß die Filter-Reaktanz-Elemente aus Kapazitätsdioden, Reaktanzröhren oder stromgesteuerten Induktoren bestehen.

Ein wesentlicher Vorteil der erfindüngsgemäßen Lösung der Erfindungsaufgabe besteht darin, daß die Steuerfrequenz auf der Senderseite selbst in starrem Verhältnis zur Netzfrequenz steht, daß somit eine unmodulierte diskrete Schwingung vorliegt, welche durch ihr Vorhandensein oder dadurch, daß sie nicht vorhanden ist, eine Nachricht binär in der Weise zu übertragen gestattet, ohne daß dabei die einzelnen Ein- und Ausschaltungen dieser diskreten Schwingung zur Netzfrequenz streng proportional sind. Vielmehr erfolgen diese Ein- und Ausschaltungen der Trägerfrequenz in an sich beliebiger Folge von an sich beliebig langen Impulszügen und beliebig langen dazwischenliegenden Intervallen. Während der Dauer jedes Impulszuges wird jedoch jeweils ein ungedämpfter Schwingungszug tatsächlich ausgesendet und über das Verteilernetz den angeschlossenen Empfängern zugeführt. Außer dieser diskreten Frequenz wird jedoch den Empfängern kein weiteres Signal zugeführt. Es treten somit während der Aussendung der diskreten Schwingung keinerlei Modulationsseitenbänder oder weitere zu ihr in Beziehung stehende Hilfsfrequenzen auf.

Da die Fernsteuerfrequenz in starrem Verhältnis zur Netzfrequenz steht, stellt sie eine exakt definierte Größe dar, zu deren übertragung lediglich ein sehr schmales Band im Frequenzspektrum beansprucht wird. 'If

Ein wesentlicher technischer Fortschritt läßt sich gemäß der Erfindung durch die Verwendung einer diskreten unmodulierten Fernsteuerfrequenz dadurch erreichen, daß durch diese Maßnahme auf der Empfangsseite extrem schmale Empfangsfilter verwendet werden können, so daß der Steuerbefehl durch die in den Starkstromnetzen vorhandenen Störspannungen möglichst wenig beeinflußt wird.

Weiterhin wirkt es sich sehr vorteilhaft aus, daß durch das erfindungsgemäß angewandte Überlagerungsprinzip, wobei die zur überlagerung dienende Pilotfrequenz in starrem Verhältnis zur Netzfrequenz steht, die Empfängeransprechfrequenz den Änderungen der Steuerfrequenz nachgeführt wird, welche durch Änderungen der Netzfrequenz hervorgerufen werden.

Ein weiterer erheblicher technischer Fortschritt wird durch das erfindungsgemäße System somit dadurch erreichbar, daß für die kleinen Informationsmengen, wie sie in der Rundsteuerpraxis üblich sind, auf Grund der extrem schmalen Durchlaßbreite der Empfangsfiltereinrichtung bei der damit aufgenommenen minimalen Störsignalenergie das für einen vorbestimmten Rauschabstand notwendige Steuersignal nur einen minimalen Amplitudenwert erfordert. Dies hedeutet jedoch, daß durch das erfindungsgemäße System erhebliche Einsparungen an Sendeleistung ermöglicht werden.

An Hand der Beschreibung und von Figuren werden das erfindungsgemäße Verfahren und Vorrichtungen zur Durchführung desselben beispielsweise erläutert. Dabei zeigt

F i g. 1 als Beispiel ein Schaltschema einer Empfangsvorrichtung,

F i g. 2 den zeitlichen Verlauf verschiedener Spannungen in einer Empfangsvorrichtung mit dem Schaltschema gemäß F i g. 1,

. Fig. 3 den zeitlichen Verlauf verschiedener weiterer Spannungen in der gleichen Empfangsvorrichtung,

F i g. 4 den Amplituderiveflauf einer wichtigen Spannung in der genannten Empfangsvorrichtung,

F i g. 5 ein zweites Beispiel eines Schaltschemas,

Fig. 6 den Amplituden verlauf verschiedener Spannungen in einer Empfangseinrichtung gemäß Fig. 5,

Fig. 7 den zeitlichen Verlauf der Filtereingangsund Ausgangsspannungen in einer Empfangseinrichtung gemäß F i g. 5,

Fig. 8 als weiteres Beispiel das Blockschema einer Empfangseinrichtung mit automatischer Nachstimmung des;Empfangsfrequenzfilters in Abhängigkeit der Netzfrequenz, . . -...··■,

Fig. 9 die Selektivitätsverhältnisse mit und ohne Filternachstinimung. für eine Empfangseinrichtung mit einer Schaltung nach F ig. 8. ... .

In einer Empfangs vorrichtung gemäß Fig. 1 liegen die Netzspannung U_n und die Steuerspannung U_s an den Eingangsklemmen 1 und 2 und an der Primärwicklung 4 des Übertragers 3. Die Sekundärwicklung des Übertragers 3 ist in zwei gleiche Hälften 5 und 6 unterteilt und bildet zusammen mit den Dioden 7, 8 und den Lastimpedanzen 9, 11 bzw. 10, 12 eine Brückenschaltung. Auf der Sekundärseite des Übertragers 3 entstehen also die Teilspannungen (U_Nl +.. U_Si) und (UjV₂ + U_S2), welche Teilspannungen gleiche Amplitude haben. Zwischen der Mittelanzapfung 14 des genannten Übertrages 3 und dem Verbindungspunkt 13 der Lastimpedanzen 9, 11 bzw. 10, 12 liegt die Sekundärwicklung 16 des Einspeisetransformator 15 für eine Pilotfrequenzspannung U_P. Diese wird in bekannter Weise im Empfänger beispielsweise in einem Synchron-Oszillator oder Frequenzumsetzer 18 von der Netzfrequenz abgeleitet und der Primärwicklung 17 des Übertragers 15 zugeführt.

Pilot- und Steuerfrequenz sind im vorliegenden ersten Beispiel genau gleich, und es sind beide starr an die gleiche Netzfrequenz gebunden. Dabei kann die Steuerfrequenz auf der Sendeseite beispielsweise durch Antrieb eines rotierenden Tonfrequenzgenerators durch einen Synchronmotor an die Netzfrequenz gebunden werden. Die Bindung der Pilotfrequenz im Empfänger an die Netzfrequenz kann beispielsweise durch einen — an und für sich bekannten — Frequenzvervielfacher oder Frequenzumsetzer erfolgen.

Um unerwünschte Beeinflussungen zu vermeiden,· ist es vorteilhaft, die Steuerfrequenz nicht mit ausgeprägten Netzharmonischen (z. B. nicht mit der 5. Harmonischen) zusammenfallen zu lassen.

Die Summe der an den Lastimpedanzen 9, 11 und 10, 12 auftretenden Momentanspannungen (U_R. + (Tr₂) liegt am Eingang eines an sich bekannten Tiefpaßfilters 20. Am Filterausgang entsteht dann je nach der Phasenlage zwischen Pilot- und Steuerfrequenz — sofern diese beiden Frequenzen genau gleichen Wert haben — eine positive oder negative Gleichspannung U_F, welche beispielsweise durch ein Phasenumkehrglied 21, bestehend aus einer Gleichrichterbrückenschaltung, in vorgegebener Richtung als Ausgangsspannung U_A an ein Auswerterelais 22 mit einem Auswertekontakt 23 gelegt wird.

An Hand der F i g. 2 bis 4 werden im folgenden die Wirkungsweise dieser Schaltung und ihre speziellen Eigenschaften für identische Pilot- und Steuerfrequenzen beschrieben.

Fig. 2 zeigt in Funktion der Zeit den Verlauf der Teilspannungen U_N} und U_Nr wobei zunächst angenommen wird, die Steuerspannungen l/_S] und U_Sl seien Null, es sei also kein Steuersignal vorhanden.

In F i g. 2 ist für diesen Fall (kein Steuersignal) ebenfalls der Verlauf der Momentanspannungen U_R] und U_R. an den Lastimpedanzen 9, 11 bzw. 10, 12 eingezeichnet. .,
Ferner zeigt Fig. 2 den Verlauf der Summenspannung ([Tr₁ + L^₂). Dabei ist wesentlich, daß diese

Summenspannung (U_R] 4- L^₂) ohne Steuersignal;

keine Gleichstromkomponente^=.enthält, und zwar

auch nicht bei vorhandener Pilotspannung U_p.

Das Diagramm in Fig. 3 zeigt — ebenfalls in Funktion der Zeit — den Verlauf der Teilspannungen (U_N] + U_Si + Up)_v, und (U_n. + Ug₂+Vp), bei vorhandener Steuerspannung lf_s- und Pilotspannung U_P (vgl. Fig.,1). Man beachte, daß beim Punkt 50 in F i g. 3 die momentane Amplitude U_n- + t/_Sj·'+, U_P

größer ist als die Amplitude. U_n. + £4, + U_P beim Punkt ,51. Dies ist. so, weil sich die Teilspannungen i/_S] und Up im gezeichneten Beispiel beim Punkt 50 addieren und beim Punkt 51 subtrahieren. Das. in F i g. 3 dargestellte Beispiel ist nämlich dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz zwischen U_s. und Up zwischen 0 und 90° oder zwischen 270 und 360° liegt. Auf die Verhältnisse bei anderen Fhasenlagen wird später eingetreten.

209 548/110

Da die Lastimpedanzen 9/11 bzw. 10/12 Kondensatoren 9 und 11 aufweisen, findet durch die Dioden 7,8 bei entsprechender Dimensionierung der Kondensatoren 9, 10 und der zugehörigen Widerstände 11, 12 eine sogenannte Spitzengleichrichtung statt. Die durch das Steuersignal bewirkte Ungleichheit der über den Widerständen 11 und 12 erzeugten Momentanspannungen U_Ri und U_R2 hat daher zur Folge, daß am Filtereingang nun auch eine Gleichstromkomponente U= der Summenspannung (U_Rx + C//,,) auftritt.

Für den Fall, daß die Phasendifferenz zwischen U_Sl und Up zwischen 90 und 270° liegt, ist naturgemäß (L/_N, + U₅, 4- Up) kleiner als {U_N2 + U₅₂ + Up) und somit U_Rl kleiner als U_R2.

Für diesen Fall entstent ebenfalls eine Gleichspannung U=, jedoch mit umgekehrtem Vorzeichen, welche Gleichspannung im Phäsertumkehrgiied 21 (vgl. Fig. 1) Umgepolt werden kann.

In Fig. 4 ist die Amplitude der Gleichspannung U= bzw. U_F in Funktion der Phasendifferenz

Kh — Up zwischen der Steüerspännürig Ü_s. Und der

pilötspäilnüng Up aufgezeichnet Die Kurve 53 zeigt deh Verlauf von U_F voir_s die Kurve 54 den Verlauf der AUsgättgsspähnühg ϋχ nach dein Phasenumkehrglied Ii,

Alis der Darstellung ist deutlich zu erkennen, daß trotz Phasenumkehrglied bei Phäsendiffererizen von 90 oder 270° die aiii Ausgang auftretende Aüsgähgsspähnühg Ό χ iSTull werden kahh. Das heißt, trotz genügend großer SteüersparinUng t/_s am Empfängereingang kann wegen ungünstiger Phasenlage zwischen Ü_Sl üiid Up keine AUsgarigsspähnüng U_A erzeugt werden» Und der Empfänger spricht in diesem Fall fälschlicherweise nicht ätt,

Eine Empfängerschaltung nach F i g. 5 vermeidet diesen Nachteil, indem die Steüerspänhühg U_s am Empfängereingahg bzw. im Übertrager 3 phasehgleich auf zwei gleiche Aüswertekänäle 54i bzw, S'-lV aufgeteilt Wird, Diese Kanäle Unterscheiden 'sich huf dadurch, daß die Pilötäpährtüfig Up des bbeteh Kanals durch eiri JPhäsehdrehglied 19 zeitlich urn 9"Ö⁶ gegeriüber der Mötspähnütig U_P des Ütttereh Kanals Vef-

sehöbehist. ' < , ■

P ig. 6 zeigt deft Verlauf der Aüsgäh|ssßanrtürig Ü_Ä ühd \J'x für die Schaltung flach F ί g, S iti Abhängigkeit der Phasenlage zwiSeheh t/§j tliid U_P. Die für deh Be^- trieb dös Relais resultierende, wirksame Spannung U^ ist infolge der VehtiiWitkÜrig der PhäseftUrrikehrgiieder 2i ühd IV immer gleich der größeren der beider! pöjsitiveh Aüsgähgsspärihühgeid Ua ^Ur)d U^ . _ .

Daraus ist klär ersichtüchi daß mit eitler Schaltung nach F ι g. B -^- gbriügStide Sigriaispärüiürig Vof ausgesetzt -^ bei jeder beiiebigeh Phasenlage zwischen der SignalsparihUtig Ϊ7§ und der Pilotspähhüng Ü_P eine positive Reläisbetfiebssßänfiuhg s-ichefgestellt ist.

Die Lösung nach F i g. 5 ist jedoch sehr aufwendig. Eine wesentliche Vereinfächüfig der Empfängerschaltung, bei welcher man ebenfalls von der Phasenlage zWischeri Signalspähiiühg Ü_s und Pilotspannung U_P Unabhängig ist, wird dadurch erzielt, daß man der Schaltung nach Fig. 1 eine Steuerfrequenzspannung U₅ zuführt, welche nur Um einen Bruchteil ihrer Frequenz von der Pilotfrequenz verschieden ist. Damit ändert sich die Phasenlage der Spannungen U_S] und L/_s, gegenüber der Pilotspannung U_P im Takte der Differenzfrequenz zwischen Pilot- und Steuerfrequenz. Die in F i g. 3 eingezeichnete Gleichstromkomponente U₌ der Summenspannung U_R{ + U_R2 bleibt in Funktion der Zeit nicht mehr konstant, sondern pendelt im Takt der Differenzfrequenz f_s — f_P um die Nullinie. Bei entsprechender Dimensionierung des an die Lastimpedanzen 9, 11 bzw. lif), 12 angeschlossenen Tiefpaßfilters 20 wird diese niedrige Frequenz gerade noch ungedämpft durchgelassen. F i g. 7 zeigt für dieses Beispiel den zeitlichen Verlauf der Filtereingangs- und Ausgangsspannüiig U₌ bzw. U_F.

Alle höheren Differenzfrequenzen, welche aus dem Zusammenwirken von Störfrequenzen mit der Pilotfrequenz entstehen können, werden im Tiefpaßfilter unterdrückt.

Ersetzt man das Tiefpaßfilter 20 in F i g. 1 durch ein

Bandpaßfilter, so werden auch alle kleineren Differenzfrequenzen am Filterausgäfig unterdrückt, ühd der Empfanget ist hür iti einem vorgegebenen, relativ schmalen Frequenzbereich steuerbar.
Durch die Verwendung verschiedener, staff mit

2ö def Netzfrequeiiz gekoppelter Steüefffequenzeri köfl-

tlefi bei Anwendung vefschiedehef Bäfidpäßfiltef^

ffeqüerizeii verschiedene Steüerböfehle übettfägeh Werden,

Bei def Schaltung gemäß Fig. ί erfolgt die Mi-

schüng der Steueffreqüenz und der Pilotfrequenz beispielsweise, in einer symmetrischen Brückenschältüng. DieSe Brückehschältüng hat ^ verglichen mit einer einfacheren MischschältUiig — den Vorteil, daß aus ifgehd zwei irrt Netz vorhandenen Stöfspän¹

rtungertj deren Freqüehzdiffefehz gleich ödet ähnlich

der Freqüehzdifferehz zwischen Pilot- ühd Steuerspannuhg ist, am Eingang des Filters 20 aus Syfnfnetf ie-

gfühdeh keihe stÖfeiide Spannung entstehen kann.

Die in solchen Fällen entstehenden Unerwünschten piffetenzffeqHiehzeü treten als Spannung in eirier Brückenschaltürtg nämlich Wohl an den Lastirripedäh^ zen 9/Ü und iÖ/12 auf, jedobh mit gleicher Amplitude und Umgekehrter Phasenlage. Sie heben Sich söhnt ah den Eingähgskleiümeh des Filters 2Ö gegenseitig

4ö auf.

Die gieicheh Vbtteile kÖrihferi beispielsweise, auch durch AhWeMiiüg erhes Rihirnbdükitöis äii Stelle def gettähritin Brückehsehältiirig erzielt Wefdöh,
DiS stäfre Öitidtirig d^r Siridefrfeqiienz und der

ferripfähgef'ÄhspfeChfreqüehz läßt sich ätieh düirch sähe älitörhätiSche, Vöh der Diffefgfiz def Netzfrequeiiz ge'geh ihre Söllifeqüehz abhängige .Nächstirrihiühg

eiheif sölbheh AiiÖrdhUiig: Ari den kleffiäieri iSi ühd Ü2 der EihpfärigSvbirtichttihg liegt die Net^Spahriürig Uf₁ und die SieüerSpähHühg Ü&-1& SitiÜni äüf diö Steuerfrequenz äbgestirhfhten SeriehfesÖriähzkreis äü§ eiriem Kondensator 63 ühd einer Induktivität 64; Wövbh

rhindestehs eines deif Reaktänzeierhehte hächstim'hi-

bäf ist, Wird die SteUerfraquShz yöh der NetzSpähhuhg

getrennt Uiid über die SekühdäfWicklühg 65 ühd deh

Gleichrichter 66 dem ÄusWer'trelais 67 Zugeführt.

Paralieläri den EmgahgsKrefrinieri 61, 62 liegt eine

an sich bekannte Ffequehzvergleichsschaitühg 7Ö, welche bei vom Sollwert abweichender Netzfrequenz eine positive oder negative Regelspahnuhg direkt öder über einen Verstärker 71. an die regelbaren Filterreaktanzen 63 oder 64 oder ah beide gleichzeitig abgibt.

Diese können beispielsweise aus Kapazitätsdioden, Reaktanzröhren oder durch Strom geregelten Induktoren bestehen. Bei richtiger Dimensionierung folgt

die Empfängeransprechfrequenz, d. h. die Filterresonanzfrequenz der mit der sich ändernden Netzfrequenz starr gekoppelten Steuerfrequenz, so daß für die Empfangsvorrichtung wesentlich schmalbandigere Filter verwendet werden können als ohne Nachregelung. In F i g. 9 zeigt Kurve 81 die Selektivität für die Steuerfrequenz /s bei Nenn-Netzfrequenz f_N.

Kurve 82 stellt die nachregulierte Selektivitätskurve bei zu tiefer Netzfrequenz /^ für die Durchlaßfrequenz f'_s dar. Kurve 83 zeigt für die gleiche Steuerfrequenzänderung die minimal notwendige Bandbreite des Empfängerfilters ohne Nachstimmung. Dabei ist bereits ein kleiner Amplituden verlust in Kauf genommen worden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (13)

Patentansprüche:

1. Rundsteuerverfahren zur Steuerung von elektrischen Vorrichtungen mittels einem Starkstromnetz überlagerten, unabhängig von der Netzfrequenz frei wählbaren Befehlsimpulsen, die durch ungedämpfte tonfrequente Schwingungen einer selbst unmodulierten, in einem starren Verhältnis zur Netzfrequenz stehenden Steuerfrequenz moduliert sind, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung eines starren Verhältnisses der Empfänger-Ansprechfrequenz zur Netzfrequenz im Empfänger durch Frequenzumsetzung aus der Netzfrequenz eine an die Netzfrequenz starr gebundene Pilotfrequenz gewonnen wird, die geringfügig von der Steüerfrequenz abweicht und die über eine phasenempfindliche Gleichrichterschaltung mit der empfangenen Steuerfrequenz gemischt und anschließend über einen Tiefpaß einem Gleichrichter zugeführt wird, dessen Ausgangsgleichspannung als Betätigungsspannung für die zu steuernde elektrische Vorrichtung dient.

2. Rundsteuerverfahren zur Steuerung von elektrischen Vorrichtungen mittels einem Starkstromnetz überlagerten, unabhängig von der Netzfrequenz frei wählbaren Befehlsimpulsen, die durch ungedämpfte tonfrequente Schwingungen einer selbst unmodulierten, in einem starren Verhältnis zur Netzfrequenz stehenden Steuerfrequenz moduliert sind, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung eines starren Verhältnisses der Empfänger-Ansprechfrequenz zur Netzfrequenz im Empfänger durch Frequenzumsetzung aus der Netzfreqüenz und Phasendrehung zwei an die Netzfrequenz starr gebundene Pilotfrequenzen gewonnen werden, die · gegeneinander um 90° phasenverschoben und genau gleich der Steuerfrequenz sind und die über je eine phasenempfindliche Gleichrichterschaltung mit der empfangenen Steuerfrequenz gemischt und anschließend über je einen Tiefpaß je einem Gleichrichter zugeführt werden, deren Ausgangsgleichspannungen als Betätigungsspannungen für die zu steuernde elektrische Vorrichtung dienen.

3. Rundsteuerverfahren zur Steuerung von elektrischen Vorrichtungen mittels einem Starkstromnetz überlagerten, unabhängig von der Netzfrequenz frei wählbaren Befehlsimpulsen, die durch ungedämpfte tonfrequente Schwingungen einer selbst unmodulierten, in einem starren Verhältnis zur Netzfrequenz stehenden Steuerfrequenz moduliert sind, wobei im Eingang des Empfängers ein aus mindestens einer Kapazität und mindestens einer Induktivität bestehender Schwingkreis vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung eines starren Verhältnisses der Empfänger - Ansprechfrequenz zur Netzfrequenz . der Schwingkreis des Empfängers für eine geringe Bandbreite ausgelegt und seine Resonanzfrequenz in Abhängigkeit der Differenz zwischen Istwert und Sollwert der Netzfrequenz selbsttätig nachgestellt wird.

4. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein die von der Netzfrequenz nur geringfügig abweichende Pilotfrequenz (f_P) erzeugender Netzfrequenzumsetzer (18) vorgesehen ist, dessen Aus-

gang gemeinsam mit der empfangenen Steuerfrequenz (/_s) einem phasenempfindlichen Gleichrichter (7,8) zugeführt ist, dem ein Tiefpaßfilter (20) nachgeschaltet ist, dessen Ausgang mit der zu steuernden elektrischen Vorrichtung (22) verbunden ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle des Tiefpaßfilters (20) ein Bandpaßfilter vorgesehen ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Bandpaßfilter für mehrere Steuerfrequenzen vorgesehen sind.

7. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwei gleiche Brückenschaltungen (5 bis 12 und 5' bis 12') für das empfangene Steuersignal vorgesehen sind, daß weiterhin zwei Netzfrequenzumsetzer (18 und 19) vorhanden sind, deren Pilotfrequenz-Ausgangssignale sich nur in der Phase um 90° unterscheiden und mit der Steuerfrequenz (fs) genau übereinstimmen, und daß jeder Brückenschaltung eine phasenempfindliche Gleichrichterschaltung (7', 8'), der jeweils sowohl die Steuerfrequenz (f_s) als auch eine der beiden Pilotfrequenzen zugeführt werden, ein Tiefpaßfilter (20,20') und ein mit der zu steuernden Vorrichtung (22) verbundener Gleichrichter (21, 21') nachgeschaltet sind.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenschaltung (5 bis 12 und 5' bis 12') symmetrisch aufgebaut ist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle der Brückenschaltung (5 bis 12 und 5' bis 12') ein Ringmodulator vorgesehen ist.

' 10. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingkreis ein abstimmbarer Serien-Resonanz-Kreis (63, 64) ist und daß parallel zum Serien-Resonanz-Kreis (63, 64) eine Frequenzvergleicherstufe (70) geschaltet ist, deren Ausgang mit der Abstimmeinrichtung des Serien - Resonanz-Kreises (63, 64) verbunden ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Frequenzvergleicher-Stufe (70) und der Abstimmeinrichtung ein Verstärker (71) vorgesehen ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß beide den Serien-Resonanz-Kreis bildende Filter-Reaktanz-Elemente (63 und 64) abstimmbar sind.

13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter-Reaktanz-Elemente (63 und .64) aus Kapazitätsdioden, Reaktanzröhren oder stromgesteuerten Induktoren bestehen. ,