DE1549603B1

DE1549603B1 - Korrelator

Info

Publication number: DE1549603B1
Application number: DE19671549603
Authority: DE
Inventors: Daniel Charles Berthier; Jacques Max
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1966-04-25
Filing date: 1967-04-19
Publication date: 1971-05-27
Also published as: GB1187491A; NL6705726A; CH477053A; US3555258A; ES339686A1; IL27767A; BE696683A; SE341283B; FR1493450A; LU53477A1

Description

Bei einem realzeitlich arbeitenden Breitband-Vielpunktkorrektor werden in einer einzigen Messung während einer begrenzten Dauer T eine Anzahl η von Punkten (r₀, i\,r₂ ...) benötigt, um eine richtige Abschätzung der Funktion (1) und somit eine genü-Größen, die sich zeitlich langsam verändern, können 25 gende Annäherung für die Funktion (2) zu ermögin erster Annäherung während eines Meßintervalls T liehen. Hierfür sind n—l aufeinanderfolgende Verzögerungen in einem der Kanäle, η Multiplikationen und η Integrationen auszuführen. Die Anzahl der gleichzeitig vorzunehmenden Vorgänge ist somit rekein System mit einer sehr großen Zahl von Freiheits- 30 tiv groß, da η im allgemeinen größer als 50 ist.
graden ist der statistische Mittelwert zu einem ge- Einrichtungen zur Ausführung der Verzögerungen,

Multiplikationen und Integrationen sind an sich bekannt. Bei einem analog arbeitenden Korrektor ist für die Multiplikationen der Werte der beiden Funktionen ein sogenannter »timedivision-multiplier« vorgesehen. Die Integration erfolgt hierbei mit Hilfe eines ÄC-Kreises (USA.-Patentschrift 2 643 819). Es ist weiterhin ein Simultan-Korrelator bekannt, bei dem an Stelle einer aufeinanderfolgenden Berechnung jedes einzelnen Punktes der Korrelationskurve (Serienbetrieb) alle verzögerten Funktionswerte der einen

g
als konstant angesehen werden.

Wenn T nach unendlich strebt und die ergodische Hypothese oder Ergodizität verwirklicht ist (»für

gebenen Zeitpunkt gleich dem zeitlichen Mittelwert für einen gegebenen Grad«), konvergiert die Funktion K(to, T,r) nach der Korrelationsfunktion

C{r) = E[X{t) ■ Y(t-rJ]

= limes —

T₀-^CO 1

Y{t-r)dt, (2)

worin E das Symbol der mathematischen Erwartung ist.

Wenn dagegen T nicht unendlich ist, was in Wirklichkeit der Fall ist, ist das zeitliche Meßintervall 45 betrieb) (Elektronische
endlich, und die Funktion K(C₀, T, r) ist eine annehm- S. 173 bis 175).
bare Abschätzung des statistischen Verbindungsgrades zwischen den Funktionen X(t) und Y(Z),
d. h. ihrer Korrelation in dem Maße, in welchem

Eingangsfunktion an einer Verzögerungskette zugleich abgetastet und in ebenso viele Multiplikationsund Integrationsglieder gegeben werden (Parallel-

Rundschau, Nr. 4, 1963,

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Korrektor, insbesondere einen realzeitlich arbeitenden Korrelator, hinsichtlich der Verzögerung der in

eine »örtliche Stationarität« (unter Stationarität ist 50 bekannter Weise breitenmodulierten Impulse zu ver

bessern.

Die Aufgabe wird bei einem Korrektor der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß die Einheit zur Verzögerung aus einem Schieberegister besteht,

eine gewisse Permanenz zu verstehen, d. h. eine Unveränderlichkeit bei einer Translationsverschiebung der Zeitachse auf sich selbst) und ein »örtlicher Ergodismus« vorhanden ist, d. h. während der

Dauer T. Unter diesen Annahmen gestattet die 55 das den Impulsen n—i verschiedene, einer arith-Bestimmung der Funktion .K(Z₀, T, r) zu aufeinander- metischen Reihe entsprechende Verzögerungen erteilt folgenden Zeitpunkten Z₀₅Z₁₅Z₂..., den zeitlichen
Änderungen der Korrelation von X(t) und Y(t) zu
folgen.

Es sind zur Zeit zwei Hauptarten von Korrektoren bekannt:

a) Die analog arbeitenden Korrektoren, bei denen alle Vorgänge, die Verzögerungen, Multiplikaund an seinem Ausgang Impulse in einer Breite m · do als ganzes Vielfaches m des Kehrwertes Cl₀ = 1/F_r der Uberführungsfrequenz F_r des Registers abgibt.

In weiterer Ausbildung der Erfindung besteht das Schieberegister aus einer Hintereinanderschaltung von Einheiten mit je einer bistabilen Kippschaltung mit zwei Eingängen, zwei Ausgängen und zwei Toren mit einem Signaleingang, der Zeitgeberimpulse emp-

tionen, Integrationen, an analogen Größen vor- 65 fängt, und einem Steuereingang, der die entsprechende

genommen werden. Dies ist ein sehr kostspieliges Verfahren, das eine komplizierte mechanische und elektronische Einrichtung erfordert, ins-Ausgangsgröße der vorhergehenden bistabilen Kippschaltung empfängt, außer bei der ersten Einheit, deren Tore an ihrem Signaleingang das zu verzö-

gernde Signal bzw. sein Oppositionssignal gleicher Amplitude, aber entgegengesetzter Polarität empfangen.

In weiterer Ausbildung der Erfindung ist eine Wandlereinheit mit einem Generator zur Erzeugung von Sägezahnsignalen vorgesehen, der in »Bootstrap«-Schaltung und mit einer Frequenz arbeitet, die gleich dem Quotienten aus der Frequenz des Schieberegisters und einer ganzen Zahl ist, einer Addierschaltung mit Widerständen, die die vom Generator gelieferte Sägezahnspannung zu der Eingangsspannung Y(t) addiert, und einem an den Ausgang der Addierschaltung angeschlossenen Zeichendetektor, der aus einem Verstärker mit sehr kurzer Ansprechzeit besteht.'

Nach einer weiteren Ausbildung der Erfindung ist eine Umkehrvorrichtung mit einem Eingang und einem Ausgang vorgesehen, die aus einer an ihren Eingang angelegten Spannung X(t) eine an ihrem Ausgang verfügbare Oppositionsspannung X(t) gleieher Amplitude und entgegengesetzter Polarität bildet, wobei der erste Signaleingang eines jeden von η Umschaltern an den anderen Eigang des Korrektors angeschlossen ist, um von diesem die Spannung X(t) zu empfangen, während der zweite Signaleingang eines jeden der η Umschalter an den Ausgang der Umkehrvorrichtung angeschlossen ist, deren Eingang an den anderen Eingang des Korrektors angeschlossen ist.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, daß jeder der η Umschalter zwei abwechselnd betätigte Steuereingänge aufweist, von denen der eine, nämlich der dem ersten Signaleingang entsprechende, durch die aus der Wandlereinheit austretenden Impulse

und der andere, nämlich der dem zweiten Signaleingang entsprechende, durch Befehlssignale, welche die Zwischenräume zwischen den an den ersten Steuereingang angelegten Impulsen Y(t) und

Y(I-Cl₀)... Y(t-(n-l)do)

einnehmen, betätigt wird.

Die η Umschalter können in weiterer Ausbildung der Erfindung mit Hilfe von zwei Transistoren in Kollektorschaltung mit einem gemeinsamen mit den Emittern verbundenen Belastungswiderstand verwirklicht sein, wobei die Ausgangsgröße des Umschalters an den Emittern abgenommen wird, während die Basis eines jeden Transistors einerseits an eine Diode, die die Impulse zur Steuerung der Umschaltung über eine den Pegel der Steuerimpulse vergleichmäßigende bistabile Kippschaltung empfängt, und andererseits über einen Transistor an einen Signaleingang des Umschalters angeschlossen ist.

Der nach der Erfindu-g ausgebildete Korrelator besitzt gegenüber bekannten Korrektoren den Vorteil, daß er realzeitlich mit einer sehr hohen Punktzahl, die größer als 50 ist, arbeiten kann. Weiterhin hat er eine hohe Arbeitsfrequenz, die in der Größenordnung von MHz und darüber liegt. Die Verwendung eines Schieberegisters als Verzögerungseinheit bringt eine erhebliche Vereinfachung im Aufbau des Korrektors mit sich, da dieses Schieberegister keine besondere Umwandlung des Analogsystems in das numerische System oder umgekehrt erfordert, um die durch Y breitenmodulierten Impulse Y(t) veränderlicher Breite J₁ zu verzögern. Die n—l Ausgänge des Schieberegisters können unmittelbar an die Eingänge von n—l Multiplizierschaltungen angeschlossen werden. Der Korrelator nach der Erfindung besitzt sehr gute dynamische Eigenschaften und ist außerdem gegen Störungen und Temperaturschwankungen unempfindlich. Er eignet sich für die Bearbeitung von beliebigen physikalischen Größen, insbesondere in der Kerntechnik.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist auf den Zeichnungen dargestellt und wird nachfolgend näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 zwei Kurven einer eine Funktion K für Werte von r und t darstellenden Fläche durch die Ebenen ^, und i_l5

F i g. 2 ein Blockschaltbild eines vollständigen Korrektors,

F i g. 3 ein Prinzipschema des Abschnitts A der Fig. 2, d. h. eine Einheit zur Multiplikation von X mit Y und ein Filter zur Bestimmung des Mittelwerts,

F i g. 4 ein Diagramm zur Erläuterung eines Verfahrens zur Einführung der Verzögerung in den Korrelator nach Fig. 2,

F i g. 5 eine Ausführungsform des Abschnitts B der Fig. 3, d. h. einen Umschalter,

Fig. 6 ein Diagramm zur Erläuterung eines bei der Anordnung nach F i g. 3 anwendbaren Verfahrens zur Umwandlung Amplitude/Zeit,

F i g. 7 eine Ausführungsform des Abschnitts D der Fig. 3, d. h. eine Wandlereinheit,

F i g. 8 ein Blockschaltbild eines Schieberegisters und

F i g. 9 ein Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Schieberegisters nach Fig. 8.

In F i g. 2 ist das Blockschaltbild eines Korrektors wiedergegeben, der einen ersten Eigang E für eine erste analoge Spannung Y(t) und einen zweiten Eingang E_x für eine zweite analoge Spannung X(t) enthält, die zwei willkürliche Größen darstellen, deren Korrelationsgrad bestimmt werden soll. Dieser Korrelator enthält folgende Einheiten:

a) eine Wandlereinheit 1 zur Umwandlung der ersten an den Eingang E_y angelegten Spannung Y(t) in breitenmodulierte Impulse, wobei die Folge dieser modulierten Impulse mit F(i) bezeichnet und neben der Einheit 1 dargestellt ist;

b) ein Schieberegister 2 zur Einführung der aufeinanderfolgenden Verzögerungen, nämlich von n—\ Verzögerungen (I₀, Id₀, ^d₀ ... (n — I)(I₀ (wobei (I₀ eine vorbestimmte Dauer ist), wobei der Eingang 3 dieses Schieberegisters 2 mit dem Ausgang 4 der Wandlereinheit 1 verbunden ist, um die Impulsfolge Y(t) za empfangen, während die n—l Ausgänge5 des Schieberegisters2 die n—l Folgen von verzögerten Impulsen

Y(t-do), Y(I-Id₀)... YIt-(U-Dd₀-J

liefern;

c) η Umschalter 6 mit zwei Signaleingängen la und Ib, von denen der Eingang la die zweite an den Eingang E angelegte Spannung X(t) empfängt, während der Eingang Ib mit dem Ausgang 19 einer Umkehrvorrichtung 17 verbunden ist, deren Eingang 18 mit E_x verbunden ist, wobei diese Umkehrvorrichtung aus dem von ihr empfan-

genen X(t) eine Oppositionsspannung X(t) gleicher Amplitude wie X(t), aber entgegengesetzter Polarität bildet, sowie mit wenigstens einem Eingang 8 zur Steuerung der Umschaltung, welcher bei dem ersten Umschalter (von links aus gerechnet) mit dem Ausgang 4 der Wandlereinheit 1 verbunden ist, um von dieser die nicht verzögerten Impulse Y(t) zu empfangen, während er bei den anderen Umschaltern mit den n—l Aus-

T
Dauer -—■ liefert. Wie weiter unten ersichtlich, ist

diese Einheit 20 in Wirklichkeit ein Frequenzteiler, der von einem auch das Schieberegister 2 steuernden Zeitgeber 21 (F i g. 2) Impulse mit der Frequenz

-ψ- empfängt, wobei O eine ganze Zahl ist.

i a

In F i g. 3 sind nicht nur die Folge der Impulse Y(t), welche von der Breitenmodulation, der Signale a gangen 5 des Schieberegisters 2 verbunden ist, io durch die Amplitude der Signale Y(t) herrührt (eine um von dieser die verzögerten Impulse Y(t—4>) Ausführungsform dieser Modulation ist weiter unten bis Y[t—{n—1)4)] zu empfangen, sowie mit unter Bezugnahme auf Fig. 6 und 7 im einzelnen einem Ausgang 9 zur übertragung der an die beschrieben), sondern auch die an den Eingang E_x Eingänge la und Ib angelegten Spannungen angelegte Spannung X(t) und die aus der Spannung gemäß der Aktivierung des entsprechenden 15 X(t) durch die Umkehrvorrichtung 17 gebildete Steuereingangs 8; Oppositionsspannung X{t) dargestellt.

d) η Tiefpässe 10 (z. B. mit einem Reihenwiderstand 10 a und einem Abzweigkondensator 10 b), welche je an einen Ausgang 9 eines Umschalters angeschlossen sind;

e) ferner zweckmäßigerweise durch einen Oszillographen gebildete Anzeigemittel 11 und ein Umschaltorgan 12 mit je mit dem Ausgang 14 eines Tiefpasses verbundenen η Eingängen 13 und einem mit dem Eingang 16 der Anzeigemittel 11 verbundenen Ausgang 15.

Jeder Umschalter 6 besitzt vorzugsweise zwei Steuereingänge (welche in der schematischen F i g. 2 nur durch den einzigen Eingang 8 dargestellt sind), welche abwechselnd betätigt werden, und zwar der dem Eingang la entsprechende durch die aus der Wandlereinheit 1 kommenden Impulse veränderlicher Breite ^₁ und der dem Eingang 7 b entsprechende

Die beiden Signaleingänge la und Ib des Umschalters 6 empfangen X(t) bzw. X{t), während der Steuereingang 8 Y(t) empfängt. Der Umschalter 6 überträgt die an la angelegte Spannung X(t\wean ein Impuls veränderlicher Dauer J₁ der Folge F(i) an 8 angelegt wird. Zwischen zwei derartigen Impulsen während der veränderlichen Zeitdauern^ überträgt dagegen der Umschalter 6 das Signal X(t).

In F i g. 3 ist bei W das bei 9 austretende Signal dargestellt, das Impulspaare mit den Zeitdauern d_x und d₂ aufweist, deren Summe T_e ist, wobei einer der Impulse positiv und der andere negativ ist (der erste ist positiv, wenn X(t) positiv ist).

Die Einführung der aufeinanderfolgenden Verzögerungen gemäß einer arithmetischen Reihe mit der Differenz O₀ erfolgt in einem Schieberegister 2, das nicht nur die Einführung der Verzögerung, sondern auch eine Quantisierung vornimmt, wie dies

durch Befehlssignale, welche die Zwischenräume O₂

veränderlicher Breite zwischen den Impulsen 4l ein- 35 weiter unten unter Bezugnahme auf die F i g. 8

nehmen. und 9 im einzelnen erläutert ist.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 3 wird nach- _Wem _p 1 _{die Frequenz der für y(t) kenn}.

folgend die Multiplikation und die Integration in J_t

einer Anordnung A der F i g. 2 näher erläutert. zeichnenden breitenmodulierten Impulse ist, muß,

Das zur Vornahme der Multiplikation benutzte 40 wenn man die die Breite d_t betreffende Information

Verfahren besteht darin, Stichproben einer der will- (sowie die ihres Komplements 4> ώ bezug auf T_e)

?^rh _R ^ChevM^GrÖßen; f^mH<*r ^der _f ^{ZU v},^erff^ernden beibehalten wül, die Überführungsfrequenz F = -J-

Große Y(t% zu entnehmen, die aufeinanderfolgenden ' ^{6 H} ^r d₀

Stichproben dieser Größe durch Pulsbreitenmodu- des Schieberegisters wenigstens gleich F₆ sein (F_r >F_e). lation zu kodieren, aus jeder so kodierten Stichprobe 45 Ferner kann a\ in dem Register nur diskrete Werte n—l kodierte Stichproben zu bilden, welche um n— 1 haben, die Vielfache von 4> sind (d₁ = m ■ d₀, worin Zeitdauer gemäß einer arithmetischen Reihe m eine ganze Zahl ist), und sein Höchstwert beträgt T_e. , „, ί — IW In Fig. 4 sind in dem oberen Teil die in das «0, O₀ ■ ■ ■ [n )a₀ Schieberegister 2 eintretenden Impulse dargestellt, die verzögert sind, parallel die η Stichprobenfolgen, 50 für die aufeinanderfolgenden Stichprobenwerte yon nämlich die- Stichprobenfolge Y(t) vor der Ver- Y(t) kennzeichnend sind und somit die Folge Y(t) zögerung und die n—l Folgen von verzögerten
Stichproben Γ(ί—40 bis Y[t-(n-1)4,], mit den
aufeinanderfolgenden Werten der anderen willkürlichen Größe, nämlich der in analoger Form bei- 55 zwischen O und T_e liegenden Wert haben kann. In behaltenen Größe X(i), zu multiplizieren, indem dem unteren Teil der F i g. 4 sind die aus dem durch den gegenwärtigen Wert von X(t) die bereits Register 2 austretenden Impulse dargestellt, die ebendurch den gegenwärtigen oder vergangenen Wert r ™ j· τ» ■ j rr· 1 , ^ , η ·* · j ι. von Y(t) breifenmodulierten Impulse amplituden- ^{falls die Penode} ^Te = F₇ haben, deren Breite jedoch moduliert werden, wobei die Oberfläche der so dop- 60 quantisiert ist; sie ist gleich m · 4), worin m einen pelt modulierten Impulse für das Produkt X{t) ■ Y{t) beliebigen der Werte 0, 1, 2 ... Q hat, wobei Q eine für eine Verzögerung Null und die aufeinanderfol- ganze Zahl ist. Die quantisierte Ausgangsgröße des genden n—1 Verzögerungen 4>> 24> · · · (n—1)4) Registers 2 ist|| Ϋ(t)\\ genannt, kennzeichnend ist, und hierauf parallel die Mittel- Zur Vereinfachung der Fig. 4 wurde die einwerte der Oberflächen der doppelt modulierten Im- 65 geführte Verzögerung nicht berücksichtigt, so daß pulse einer jeden Folge zu bestimmen. die austretenden Impulse unmittelbar unter den ein-In F i g. 2 ist eine Einheit 20 dargestellt, die tretenden Impulsen dargestellt sind. In F i g. 4 ist Rechtecksignale α mit der Periode T_e und der angenommen, daß die Uberführungsfrequenz F des

bilden. Ihre Frequenz ist gleich T₀ = -^- , ihre veränderliche Breite ist gleich d_i, die einen beliebigen

20

Schieberegisters 2 das Sechsfache der Frequenz F_g beträgt (Q = 6).

Das austretende Signal ||'7(ί)|| ist also schließlich gemäß 2 + 1 Pegeln quantisiert, wobei Q das Verhältnis zwischen der Uberführungsfrequenz des Schieberegisters und der Stichprobenfrequenz ist,

Für eine gegel ne Frequenz F ist also das Produkt aus der Stichprobenfrequenz und der Zahl der Quantisierungspegel konstant (F_e ■ Q = Konstante).

In F i g. 5 ist beispielsweise eine Ausführungsform der Anordnung B der F i g. 3 dargestellt, zu welcher der Tiefpaß 10 hinzugefügt ist.

Der in F i g. 5 dargestellte Umschalter ist so ausgebildet, daß er die Erzielung folgender gewünschter Kenngrößen gestattet:

a) Umschaltfrequenz bis zu 250 kHz,

b) analoge Eingangsgrößen (Gleichspannungen oder Wechselspannungen),

c) gute dynamische Eigenschaften,

d) ziemlich einfache Ausführung für seine Benutzung in jedem der η Kanäle des Korrektors (n > 50).

Wie aus Fig. 5 hervorgeht, weist der Umschalter zwei Transistoren n-p-n 22 und 23 auf, deren Kollektoren 24 und 25 miteinander verbunden sind, während die Emitter 26 und 27 mit einem gemeinsamen Belastungswiderstand 28 verbunden sind, wobei die Ausgangsgröße bei 9 verfügbar ist, wo der Tiefpaß 10 mit Reihenwiderstand 10 α und Parallelkondensator 10 b angeschlossen ist, wobei das integrierte Signal bei 14 verfügbar ist.

Das an dem Eingang E_x verfügbare Eingangssignal X(t) und das an dem Punkt 19 verfügbare Eingangssignal X(t) (d. h. das X entgegengesetzte Signal) sind an die Basiselektroden 29 und 30 der Transistoren

22 und 23 über Transistoren p-n-p 31 und 32 angelegt, deren Basiselektroden 33 und 34 mit dem Eingang E_x bzw. dem Punkt 19 verbunden sind, während ihre Emitter 35 und 36 mit den Basiselektroden 29 bzw. 30 verbunden sind.

Die in Gegenphase befindlichen Signale zur Steuerung der Umschaltung werden über Dioden 37 und 38 ebenfalls an die Basiselektroden 29 und 30 der Transistoren 22 und 23 angelegt.

Es genügt, durch die über die Dioden 37 und 38 angelegten Signale abwechselnd einen Transistor 22 oder 23 und hierauf den anderen zu sperren, um an dem Ausgang 9 des Umschalters mit einem Verstärkungsfaktor, welcher praktisch gleich 1 ist, die an die Basiselektrode 29 oder 30 des leitenden Transistors 22 oder 23 angelegte Spannung zu erhalten, nämlich abwechselnd die Spannungen X(t) und X(t), d. h. gerade das, was gewünscht wird. Es ist zu bemerken, daß der Einfluß des zu dem leitenden Transistor 22 oder 23 parallelgeschalteten gesperrten Transistors 31 oder 32 vernachlässigbar ist.

Wenn die Diode 37 gesperrt ist, sind die Transistören 22 und 31 leitend, während die Transistoren

23 und 32 gesperrt sind. Wenn dagegen die Diode 38 gesperrt ist, sind die Transistoren 23 und 32 leitend, und die Transistoren 22 und 32 sind gesperrt. Die Steuerung erfolgt mit Hilfe von Rechteckspannungen in Gegenphase mit der Amplitude + 6 V und — 3 V, welche aus den Ausgängen 8α und 8b einer bistabilen Kippschaltung 41 gewonnen werden, welche Rechteckspannungen von 0 bzw. — 6 V in gesperrtem bzw. leitendem Zustand liefert und an ihrem Eingang 8 das von dem Ausgang 4 des Wandlers oder Modulators 1 gelieferte und in Fig. 2 und 3 dargestellte Signal Y(t) empfängt.

Die nachstehende Tabelle zeigt die Zustände der Dioden und Transistoren und ihrer Eingänge und Ausgänge in den beiden möglichen Fällen mit den Rechteckspannungen von — 3 V und + 6 V an den Eingängen der Dioden:

	Fall 1	Fall 2
Eingang 37 ...	-3 V	+ 6V
Eingang 31 ...	gesperrt	leitend
Ausgang 31...		\|X\|<3V
Ausgang 22...	X\|<3V	leitend
Eingang 38 ...	gesperrt	-3V
Eingang 32 ...	+ 6V	gesperrt
Eingang 32 ...	leitend	X <3V
Eingang 23 ...		gesperrt
Ausgang 9....	X\|<3V	X
leitend

X

Für die Transistorpaare 22 und 31 sowie 23 und 32 sind komplementäre Siliziumtransistoren (2 N 2904 und 2 N 2221) gewählt, welche gestatten, eine Ausgangsspannung Null an dem Punkt 9 zu erhalten, wenn die Eingänge E_x und 19 das Potential Null haben.

Die Schwankungen am Ausgang 14 des Tiefpasses 10 haben eine Amplitude, welche höchstens 1 mV beträgt, wenn die Punkte E und 19 an die Masse gelegt sind. Die höchste Spannung bei 9 beträgt ±3 V.

Die Benutzung von komplementären Siliziumtransistoren bietet ferner den Vorteil, den Einfluß der Temperatur auf die Spannungsschwankungen bei 9 zu verringern, da die Spannungsänderungen der Grenzfläche Basis-Emitter des Transistors 31 (oder 32) durch die des Transistors 22 (oder 23) kompensiert werden.

Die größte Amplitude an dem Punkt 9 wurde dem Absolutwert nach auf 3 V infolge des Wertes der Durchschlagsspannung Basis-Emitter der benutzten Transistoren beschränkt. Die Umschaltfrequenz, welche 250 kHz mit Transistoren 2 N 2904 und 2 N 2221 beträgt, kann durch Verwendung schnellerer Transistoren gesteigert werden.

Zur Ergänzung der Erläuterungen über die Arbeitsweise und die Ausführung des Korrektors der F i g. 2 soll nachstehend unter Bezugnahme auf F i g. 6 und 7 die Vornahme der Breitenmodulation beschrieben werden. Wie bereits ausgeführt, handelt es sich um die Vornahme einer linearen symmetrischen Breitenmodulation in Funktion der Amplitude des Signals Y (i), wobei die Breite (I₁ eine lineare Funktion von Y ist.

Bei der bevorzugten Ausführungsform erfolgt diese Modulation unter Ausgang von einem zentrierten, möglichst linearen Sägezahnsignal, welches bei b durch die erste Kurve der F i g. 6 dargestellt wird (in den verschiedenen Abschnitten dieser Figur sind die Zeit t als Abszissen' und die Amplituden der Signale als Ordinaten aufgetragen), wobei die Periode dieses Signals eben T_g ist und seine Amplitude

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ίο

zwischen —Ρ und +P liegt, wobei P eine Funktion der größten Amplitude des Signals Y(t) ist.

Das Modulationsverfahren besteht darin, zu dem Sägezahnsignal b das Signal Y hinzuzufügen, für welches ein sehr einfaches Beispiel durch die zweite Kurve der F i g. 6 dargestellt wird (bei diesem Beispiel ist angenommen, daß Y einfach von <Jem Wert 0 auf den Wert +1 und hierauf auf den Wert — 1 übergeht).

nach nicht wieder kleiner als P wird. Die Umschalter spielen also die Rolle von analogen elektronischen Toren, wobei sich das System wie ein Korrelator mit Einkanalamplitudenbegrenzung oder mit Zeichendetektion verhält.

Der obige Korrelator enthält also einen Kanal Y(t) mit Stichprobenentnahme mit einer Frequenz

F = -=- . Die Bandbreite des Signals kann größen-

Die Summe der Signale b und Y(t) wird durch die io ordnungsmäßig 0,1 F_e mit einer Genauigkeit in der

dritte Kurve der Fig. 6 dargestellt. Es genügt, eine Feststellung des Zeichens an dieser letzteren Kurve vorzunehmen, um eben das Signal 7(i) zu erhalten, welches eine Folge von positiven Impulsen mit der Breite J₁ enthält, welche durch eine Folge von negativen Impulsen der Breite (I₂ getrennt sind,· wobei die Periode konstant und gleich T₆ ist. Diese Kurve mit positiven und negativen Stufen ist unten in Fig. 6 dargestellt.

Größenordnung von 5% betragen.

Wie oben angegeben, kann die Umschaltfrequenz 250 kHz mit den benutzten Transistoren (2 N 2904 für die Transistoren 32 und 32, 2 N 2221 für die Transistoren 22, 23, 39 und 40, 2 N 914 für die Transistoren 46, 48 und 57, 2 N 711 für die Transistoren 47 und 2 N 1132 für den Transistor 56) erreichen, wobei die Dioden 37 und 38 den Typ FD 100 haben. Mit schnelleren Dioden und Transistoren (Hoch-

in F i g. 7 ist eine bevorzugte Ausführungsform 20 frequenztyp) kann ein Korrelator hergestellt werden,

des Wandlers 1 der Fig. 2 und 3 dargestellt, welche nach dem unter Bezugnahme auf F i g. 6 erläuterten Modulationsverfahren arbeitet.

Die Rechtecksignale α mit der Periode T_e (s. Fig. 3) werden zunächst in einer Differentiierschaltung 42 differentiiert, welche die vorderen Flanken der Stufen α in positive Spitzen und die hinteren Flanken dieser Stufen in negative Spitzen umformt. Diese Spitzenpaare werden an ein Diodensystem 43 angelegt, welches nur die positiven Spitzen q durchläßt, welche an dem Eingang 44 des Sägezahngenerators 45 mit der Wiederholungsperiode T_e ankommen.

Der Sägezahngenerator 45, welcher die Spitzen oder Impulse q in Signale b der in F i g. 6 (erste Kurve) dargestellten Art umwandelt, ist eine »bootstrap«-Schaltung an sich bekannter Art, welche mit Hilfe von drei Transistoren 46, 47 und 48 und eines veränderlichen Widerstands 49 zur Regelung der Amplitudenauslenkung von — P bis +P der austretenden Signale b verwirklicht ist.

Eine Addierschaltung 50 mit einem die Signale b empfangenden Widerstand 51 und einem die Signale Y(t) empfangenden Widerstand 52 bildet aus diesen welcher eine Umschaltfrequenz von 10 MHz und somit eine Bandbreite in der Größenordnung des MHz hat.
Zur Vervollständigung der Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform eines Korrektors sind nachstehend unter Bezugnahme auf F i g. 8 und 9 zusätzliche Erläuterungen für das Schieberegister 2 gegeben.
Das die Einheit für aufeinanderfolgende Verzögerungen bildende, in F i g. 8 dargestellte Schieberegister ist mittels einer Hintereinanderschaltung von Elementen oder Einheiten Z₁, Z₂, Z₃ ... hergestellt, deren jede eine bistabile Kippschaltung D₁, D₂, D₃ mit zwei entgegengesetzten Eingängen B₁, B₁; B₂, B₂; B₃, B₃; ... _und zwei entgegengesetzten Ausgängen C₁, C₁; C₂, C₂; C₃, C₃; ... sowie ein Paar von Toren ^i> W₁; V₂, W₂; V₃, W₃;... mit einem Signaleingang c, einem Steuereingang V₁, W₁; V₂, w₂; V₃, W₃; ... und einem Ausgang P₁, ^₁; p₂, q₂; p₃, q₃; ... enthält. Alle Signaleingänge c empfangen Zeitgeberimpulse H, welche um d₀ auseinanderliegen und deren Wert oben erläutert wurde, während die Steuereingänge v, w einer jeden bistabilen Kippschaltung (mit Ausnahme der _der ersten Einheit Z₁) an die Aus-

beiden Eingangssignalen das durch die dritte Kurve 45 gänge C bzw. C der davor angeordneten bistabilen

der F i g. 6 dargestellte Summensignal. Der Ver- Kippschaltung angeschlossen sind. So ist v₂ mit dem

Stärkungsfaktor dieser Addierschaltung beträgt 1/2. Ausgang C₁ und w₂ mit dem Ausgang C₁ verbunden,

Die Feststellung des Zeichens erfolgt in einem während V₃ mit dem Ausgang C₂ und W₃ mit dem

Zeichendetektor 53, welcher durch einen Verstärker Ausgang C₂ verbunden ist. In der ersten Einheit Z₁

54 mit sehr kurzer Ansprechzeit gebildet wird, z. B. 5° empfangen dagegen die beiden Tore V₁ und W₁ an

ihrem Signaleingang V₁ bzw. W₁ das zu verzögernde Signal E und sein Oppositionssignal E gleicher Amplitude aber entgegengesetzter Polarität, wobei das Signal E in Wirklichkeit eines der Signale der Folge

einen von der Gesellschaft Fairchild hergestellten Verstärker des Typs μ A 710, dessen Ansprechzeit etwa 40 Nanosekunden beträgt.

Zwischen der Addierschaltung 50 und dem Zeichendetektor 53 ist eine Einheit 55 zur Impedanz- 55 Y(t) der Fig. 2 ist. £ wird aus E durch eine (nicht anpassung angeordnet, welche im wesentlichen zwei dargestellte) Umkehrschaltung gebildet, je in Emitterfolgeschaltung geschaltete Transistoren
56 und 57 aufweist.

Man erhält schließlich am Ausgang 4 des Zei-

6o

chendetektors 53 das in Fig. 2 und 3 sowie durch die vierte Kurve in F i g. 6 dargestellte gewünschte Signal Y(t).

Wenn die Amplitude von Y dem Absolutwert nach größer als die Amplitude P der Sägezähne ist, wird eine der beiden Breiten J₁ oder ^ Null, während die andere die ganze Dauer T_e einnimmt, wobei sie Unendlich wird. Die Umschalter 6 bleiben dann in der gleichen Stellung, solange Y(t) dem Absolutwert Die Arbeitsweise des Schieberegisters der F i g. 8 ist unter Bezugnahme auf Fig. 9, auf welcher einige Impulse und Signale dargestellt sind, folgende:

Das die breitenmodulierten Impulse darstellende zu verzögernde Signal E und sein Komplement E leiten die insbesondere von dem Zeitgeber 21 mit der Periode d^ ankommenden Uberführungsimpulse H auf die entgegengesetzten Eingänge B₁ oder B₁ der beiden Transistoren der ersten bistabilen Kippschaltung D₁ über die beiden Torschaltungen V₁ und W₁. Die bistabile Kippschaltung D₁ geht daher von einem Zustand 0 in den Zustand 1, oder

umgekehrt, nur bei Ankunft eines Impulses H über und bleibt in ihrem Zustand, bis die Impulse H durch Umschaltung des Öffnungszustands zwischen den beiden Toren V₁ und W₁ bei einem Polaritätswechsel des Signals E und somit auch des Signals E den Eingang B₁ oder B₁ wechseln.

In F i g. 9 sind die kurzen Impulse H mit der Periode U₀, die_Signale E und E (Komplement von E) sowie bei B₁, B₁, C₁, B₂, B₂ und C₂ die die mit dem gleichen Bezugszeichen bezeichneten Eingänge B oder Ausgänge C überschreitenden Signale und Impulse darstellt.

Man sieht z. B. bei C₁ das um d^ verzögerte und zeitlich mit einem Quantisierungsschritt von d₀ quantisierte Signal E.

Diese Verzögerungswirkung wiederholt sich bei jedem Element Z, wie aus Fig. 9 hervorgeht. So sieht man bei C₂ das um 2 U₀ verzögerte und natürlich quantisierte Signal E.

Nach η Einheiten oder Elementen Z ist das Signal E um Hd₀ verzögert.

Man erhält so die quantisierte Verzögerung, deren Bedeutung oben unter Bezugnahme auf F i g. 4 erläutert wurde.

Bei einer bevorzugten praktischen Ausführungsform ist die Einheit Z mit einer bistabilen Kippschaltung D und zwei Torschaltungen V, W eine Festkörperschaltung und wird durch ein integriertes Element gebildet.

Claims

Patentansprüche:

1. Korrelator, insbesondere realzeitlich arbeitender Korrelator, mit zwei Eingängen für zwei analoge Spannungen (Y(t)) und (X(i)), die zwei willkürlichen physikalischen Größen entsprechen, im wesentlichen bestehend aus einer Wandlereinheit zur Umwandlung der Spannung (Y(t)) in breitenmodulierte Impulse (Y(tJ), einer Einheit zur Verzögerung der Impulse (Y (t)) und η Umschaltern mit zwei Signaleingängen zur Multiplikation der verzögerten und nicht verzögerten Impulse, dadurch gekennzeichnet, daß die Einheit zur Verzögerung aus einem Schieberegister (2) besteht, das den Impulsen n—l verschiedene, einer arithmetischen Reihe entsprechende Verzögerungen erteilt und an seinem Ausgang Impulse in einer Breite md₀ als ganzes Vielfaches m des Kehrwertes d₀ = 1/F_r der Uberführungsfrequenz F des Registers abgibt.

2. Korrelator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister durch eine Hintereinanderschaltung von Einheiten (Z) mit je einer bistabilen Kippschaltung (D) ImI₁ zwei Eingängen (B, B) und zwei Ausgängen (C, C) und zwei Toren (V, W) mit einem Signaleingang (c), welcher Zeitgeberimpulse (H) empfängt, und einem Steuereingang (v, w), welcher die entsprechende Ausgangsgröße der vorhergehenden bistabilen Kippschaltung empfängt, außer bei der ersten Einheit (Z₁), deren Tore (V₁, W₁) an ihrem Signaleingang (P₁, W₁) das zu verzögernde Signal (E) bzw. sein Oppositionssignal (E) gleicher Amplitude, aber entgegengesetzter Polarität empfangen, gebildet wird.

3. Korrelator nach den Ansprüchen 1 und 2, gekennzeichnet durch eine Wandlereinheit (1) mit einem Generator (45) zur Erzeugung von Sägezahnsignalen, der in »Bootstrap«-Schaltung und mit einer Frequenz arbeitet, die gleich dem Quotienten aus der Frequenz des Schieberegisters und einer ganzen Zahl ist, einer Addierschaltung (50) mit Widerständen (51, 52), die die vom Generator (45) gelieferte Sägezahnspannung zu der Eingangsspannung (Y(t)) addiert, und einem an den Ausgang der Addierschaltung (50) angeschlossenen Zeichendetektor (53), der aus einem Verstärker mit sehr kurzer Ansprechzeit besteht.

4. Korrelator nach den Ansprüchen 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine Umkehrvorrichtung (17) mit einem Eingang (18) und einem Ausgang (19), welche aus einer an ihren Eingang (18) angelegten Spannung (X (t)) eine an ihrem Ausgang (19) verfügbare Oppositionsspannung (X (t)) gleicher Amplitude und entgegengesetzter Polarität bildet, wobei der erste Signaleingang (7a) eines jeden von η Umschaltern (6) an den anderen Eingang des Korrelators angeschlossen ist, um von diesem die Spannung (X (t)) zu empfangen, während der zweite Signaleingang (7 b) eines jeden der η Umschalter (6) an den Ausgang (19) der Umkehrvorrichtung (17) angeschlossen ist, deren Eingang (18) an den anderen Eingang des Korrelators angeschlossen ist.

5. Korrelator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der η Umschalter (6) zwei abwechselnd betätigte Steuereingänge (8 a, 8 b) aufweist, von denen der eine (8 a), nämlich der dem ersten Signaleingang (7a) entsprechende, durch die aus _der Wandlereinheit (1) austretenden Impulse (Y(t)) oder durch die aus dem Schieberegister (2) für aufeinanderfolgende Verzögerungen austretenden Impulse

und der andere (Sb), nämlich der dem zweiten Signaleingang (7 b) entsprechende, durch Befehlssignale, welche die Zwischenräume zwischen den an den ersten Steuereingang (8 a) angelegten Impulsen (Y(t)) und

einnehmen, betätigt wird.

6. Korrelator nach den Ansprüchen 4 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß η Umschalter mit Hilfe von zwei Transistoren (22, 23) in Kollektorschaltung mit einem gemeinsamen mit den Emittern verbundenen Belastungswiderstand (28) verwirklicht sind, wobei die Ausgangsgröße des Umschalters an den Emittern abgenommen wird (bei 9), während die Basis eines jeden Transistors (22, 23) einerseits an eine Diode (37, 38), welche die Impulse zur Steuerung der Umschaltung über eine den Pegel, der Steuerimpulse vergleichmäßigende bistabile Kippschaltung (41) empfängt, und andererseits über einen Transistor (31, 32) an einen Signaleingang (E_x, 19) des Umschalters angeschlossen ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen