DE1541483A1

DE1541483A1 - Kopplungsnetzwerke fuer Hochfrequenz

Info

Publication number: DE1541483A1
Application number: DE19661541483
Authority: DE
Inventors: Cappucci Joseph D
Original assignee: MERRIMAC RES AND DEV CO Ltd
Current assignee: MERRIMAC RES AND DEV CO Ltd
Priority date: 1965-08-11
Filing date: 1966-08-10
Publication date: 1969-10-09
Also published as: US3452301A; JPS4841057B1; GB1297779A; US3514722A; DE2000065B2; DE1541483B2; DE2000065A1; GB1159367A; US3452300A

Description

154U83

g. Klaus Neubecker _.. _ , ■ , _Α . _βΛ__

Patentanwait Düsseldorf, den "9. Aug. 1966

4 Düsseldorf Nord WB ⁴

Freiligrcrthstr. 13 - Tel. 48205«

MERRIMAC RESEARCH AND DEVELOPMENT COMPANY, INC. 51? Lyons Avenue, Irvington, New Jersey, V. St. A.

Kopplungsnetzwerke für Hochfrequenz

Die vorliegende Erfindung "betrifft Einrichtungen für die Kopplung von Hochfrequenzenergie und insbesondere Kopplungsnetzwerke, die unter Berücksichtigung der Dualitätsprinzipien aufgebaut sind.

Aufgabe vorliegender Erfindung ist die Schaffung von Netzwerken für die Kopplung von Hochfrequenzenergie, die verhältnismäßig einfach aufzubauen sind und dabei gewünschte Werte hinsichtlich Isolation, Eingangsanpassung, Kopplung der Ausgangsenergie, Energieübertragung sowie Prequenzabhängigkeit haben. Diese Kopplungsnetzwerke sind als symmetrische Netzwerke entweder aus räumlich konzentrierten und insofern hier auch "punktförmig" genannten Bauelementen konstanter Größe oder aber aus Abschnitten von Paaren mit-

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einander verdrehter Drähte aufgebaut, deren Induktivitätsund Kapazitätswerte jeweils in Übereinstimmung mit für das Netzwerk festgelegten Dualitätsbedingungen gewählt sind.

Ein Hochfrequenz-Kopplungsnetzwerk mit einem Vierpolnetzwert kennzeichnet sich daher erfindungsgemäß dadurch, daß die normierte Eingangsimpedanz der Leerlaufhaibierung des symmetrischen Netzwerkes gleich der normierten Eingangsadmittanz der Kurzschlußhalbierung des symmetrischen Kopplungsnetzwerkes ist.

Weitere Einzelheiten und Yorzüge der vorliegenden Erfindung sollen nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert werden. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 allgemein ein symmetrisches Vierpol-Kopplungsnetzwerk;

Fig. 2A eine "Leerlaufhalbierung" des Netzwerkes der Pig. 1;

Fig. 2B eine "Kurzschlußhalbierung¹¹ des Netzwerkes der Fig. 1;

Fig. 3 schematisch eine Schaltung eines symmetrischen Vierpol-Kopplungsnetzwerkes, das aus "punktförmigen¹¹ Schaltelementen konstanter Größe aufgebaut ist;

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Fig. 4 schematiseh einen Halbzwejg, wie er sich durch die Halbierung des Netzwerkes der Fig. 3 ergibt;

Fig. 5A eine äquivalente Schaltung für die "Kurzschlußhalbierung" der Fig. 3 "bzw. den Halbzweig entsprechend Fig. 4 im kurzgeschlossenen Zustand;

Fig. 5B eine äquivalente Schaltung für die "Leerlaufhalbierung" der Fig. 3 bzw. den Halbzweig entsprechend Fig. 4 im Leerlaufzustand;

Fig. 6 schematisch eine Schaltung eines aus zwei Stufen aufgebauten Kopplungsnetzwerkes;

Fig. Y schematisch eine Schaltung eines zweistufigen Kopplungsnetzwerkes mit "punktförmigen" Schaltelementen konstanter Größe;

Fig. öA die "Leerlaufhalbierung" des Kopplungsnetzwerkes der Fig. Y;

Fig. bB die "KurzschluBhalMerung" des Kopplungsnetzwerkes der Fig. Y; .

Fig. 9A eine Fig. öA äquivalente Schaltung für den Fall einer Übertragungsleitung;

Fig. 9B eine Fig. bB äquivalente Schaltung für den Fall einer Übertragungsleitung;

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Pig. 10 schematisch eine Schaltung eines Kopplungsnetzwerkes gemäß Mg. 7» jedoch mit zusätzlichen Schaltelementen für die Korrektur des Frequenzverhaltens des Kopplungsnetzwerkes der Mg. 7;

Fig. 11 schematisch ein Schaltbild eines symmetrischen

Vierpol-Kopplungsnetzwerkes, mit zwei Abschnitten von Paaren miteinander verwundener Drähtej

V Fig. 12A eine äquivalente Schaltung für die "Leerlauf-

halbierung" des Kopplungsnetzwerkes der Fig. 11;

Fig. 12B eine äquivalente Schaltung für die "KurzschJußhalbierung" des Kopplungsnetzwerkes der Fig. 11;

Fig. 13 schematisch eine Schaltung eines Kopplungsnetzwerkes mit einem Abschnitt eines Paares miteinander verwundener Drähte;

Fig. 14 schematisch eine Schaltung des halbierten Kopplungs- w netzwerkes der Fig. 13»

Fig. 15A eine äquivalente Schaltung für die "Leerlaufhalbierung" des Kopplungsnetzwerkes der Fig. 14;

Fig. 15B eine äquivalente Schaltung für die Kurzschlußhalbierung des Kopplungsnetzwerkes der Fig. 14;

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Pig. 16 eine Ansicht einer praktischen Ausführung einer Kopplungseinrichtung nach der Erfindung mit einem Abschnitt eines Paares miteinander verwundener Drähte;

Pig. 17 eine Ansicht einer praktischen Ausführung einer Kopplungseinrichtung nach der Erfindung mit zwei Abschnitten von Paaren miteinander verwundener Drähte,

Im einzelnen zeigt Fig. 1 in allgemeiner Blockdarstellung einen symmetrischen Vierpol 10 mit (nicht dargestellten) frequenzabhängigen Schaltelementen, die ihre Impedanzen bzw. Admittanzen (Scheinleitwerte) mit der Frequenz ändern.

Der Vierpol 10 mit den Klemmen 1, 2, 3 und 4 ist so beschaffen, daß bei Beaufschlagung der Klemme 1 mit einem Signal an der Klemme 2 ein gekoppeltes Ausgangssignal und an der Klemme ein übertragenes Ausgangssignal, das im Verhältnis zum Eingangssignal der Klemme 1 um 90 phasenverschoben ist, erzeugt wird, während der Anschluß 4 isoliert ist, so daß dort kein Ausgangssignal erscheint. Viele solcher Netzwerke sind in der SOechnik bekannt.

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Da der Vierpol 10 symmetrisch aufgetaut ist, so läßt sich entsprechend der Netzwerks- bzw. Vierpoltheorie sagen, daß es eine Symmetrie ebene 12 gibt derart, daß "bei Anschluß der Klemmen 2, 3 und 4 an die zugehörigen Impedanzen eine zwischen den Eingangsklemmen 1 und 2 angelegte Spannung Y entsprechend zwei äquivalenten Möglichkeiten der zwischen den Klemmen 1 und 2 auftretenden Speisung unterteilt werden kann. Diese zwei Möglichkeiten sind, wie in Fig. 1 gezeigt, . einmal eine "even mode"-Speisung, bei der die Klemmen 1 und jeweils mit einem Potential von +1/2V beaufschlagt sind, zum

der anderen eine "odd mode"-Speisung, bei/an die Klemme 1 ein Potential +1/2V, an die Klemme 2 ein Potential -1/2V angelegt ist.

Eine Halbierung des symmetrischen Vierpols 10 längs seiner Symmetrieebene 12 liefert die beiden halbierten "even mode"- und "odd mode"-Netzwerke der Pig. 2A bzw. 2B. Das Dreieckszeichen 15 deutet den Wellenwiderstandsabschluß für die ψ Klemme 3 an. Bei "even mode"- bzw. "odd mode"-Speisung der Pig. 2A bzw. 2B erkennt man, daß in Pig. 2A die Ebene 12 effektiv eine "Leerlauf"-Ebene darstellt, da die Speisung mit +1/2V und +1/2V zwischen den Klemmen 1 und 2 keine Potentialdifferenz und insofern keinen Stromfluß zwischen den beiden Eingangskleramen 1 und 2 hervorruft. Bei "odd mode"-Speisung mit +1/2V bzw. -1/2V über die Klemmen 1 bzw.

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ORJGlNA INSPECTED'

kann die Ebene 12 als "Kurzschluß"-Ebene angesehen werden, weil zwischen den Klemmen 1 und 2 eine Potentialdifferenz V besteht. Dies ist durch das Netzwerk der Pig. 2B veranschaulicht, das der "odd mode"-Halbierung des Netzwerkes gemäß Fig. 1 entspricht. Es soll jedoch der Einfachheit halber wie auch schon weiter oben geschehen - nachstehend der Fall entsprechend Fig. 2A statt mit "even mode"-Halbierung durchweg mit Leerlaufhalbierung, der Fall entsprechend Fig. 2B statt mit "odd mode"-Halbierung durchweg mit Kurzschlußhalbierung bezeichnet werden.

Wenn Z. (e = Index für "even") die normierte Eingangs—

e
impedanz für die Leerlaufhalbierung entsprechend Fig. 2A ist, wobei die normierte Eingangsimpedanz gleich ist der Eingangsimpedanz des Setzwerkes bei einer beliebigen Frequenz dividiert durch den Wellenwiderstand des Netzwerkes bzw. VierpoLes, so kann durch Netzwerksanalyse gezeigt werden, daß

(1)

₁ = 1/2V-

in

1/2V f_e und

-,1/2

wobei S₁₁ das an der Klemme 1 reflektierte Signal und S-, das zwischen den Klemmen 1 und 3 übertragene Signal, P₆ der Re-

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flexionskoeffizient der Leerlaufhalbierung an der Klemme 1

ίο] -i/o
-ρ der tibertragungskoeffizient

zwischen den Klemmen 1 und 3 des Ausdruckes (2) ist.

Die Leerlaufhalbierung führt für die Klemmen 2 und 4 zu den-.selben Ergebnissen, so daß

(4)

S₂₂ = 1/2V Tg und e

- 1/2V

-Γ.

1/2

wobei S_?? dae an der Klemme 2 reflektierte Signal und e

das zwischen den Klemmen 2 und 4 übertragene Signal ist. S--, S..,, S₂₂ und Sg. werden allgemein die Streukoeffizienten des Netzwerkes genannt.

Wenn in Fig. 2BY. (ό = Index für ⁿodd^M) die normierte Ein-

xn_Q

gangsadmittanz für die Kurzschlußhalbierung ist, wobei die normierte Eingangsadmittanz gleich ist der-Eingangsadmittanz bei einer bestimmten Frequenz multipliziert mit der Eingangswellenadmittanz des Netzwerkes, so kann durch Netzwerksanalyse gezeigt werden, daß

(5) S

11

1/2 V

1 - y

in.

1 +T

in.

1/2V Γ

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(6) B₁₃ ..1/2T |ϊ -Γ²]

²]

1/2

wobei S₁₁ und S₁, den Gleichungen (1) und (2) für die leer-

o -⁵O

laufhalbierung der Pig. 2A entsprechen. Da bei der Kurzschlußhalbierung an der Klemme 2 des symmetrischen Netzwerkes ein Potential -1/2V ansteht, so ergibt sich für

(7) S₂₂ - -1/2VP₀ u*d

Γ y] ¹/2

(8) S₂₄ = -1/2V 1 -P₀

Unterwirft man den Vierpol 10 der Dualitätsbedingung, daß

Z. = Y. , so folgt mit den Gleichungen (1) und (5) e ο

W) I e ~ ' o'

was bedeutet, daß der Reflexionskoeffizient der Leerlaufhalbierung gleich ist dem negativen Wert des Reflexionskoeffizienten bei der KurzSchlußhalbierung. Mit (9) werden die Streukoeffizienten für die Kurzechlußhalbierung ausgedrückt durch Γ ι

t5a)

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ORIGINAL

(6a) S₁₃ = 1/2Τ 1 -Γ/

(7a) S_pp = 1/2V |\

₂1 1/2

(8a) S₂₄ = -1/2V [i - Γ_β

Zur Bestimmung der Streukoeffizienten für den gesamten Vierpol 10 werden die Gleichungen (1) b:3 (4) und (5a) "bis (öa) summiert, so daß

(10) S₁₁ = S₁₁ + S₁₁ = 0

¹¹ e ο

(11) S₁₂ = S ₊S=Yf_e

e ο

ι ^1/2

(12) S₁₃ = S_{136 +} S₁₃₀ = T[I -pe] (15) S_n = S_24e + S_24q = O .

Die Gleichungen (10) bis (13) definieren das symmetrische Netzk werk der Fig. 10 als ein gerichtetes Kopplungsnetzwerk mit den folgenden Eigenschaften:

(a) Isolation: Da S₁₄ = 0, wird kein Signal

zwischen den Klemmen 1 und 4 übertragen;

(b) Eingangeanpaesung: Da S₁₁ = 0, tritt an der

Eingangsklemme 1 keim FaIs chanpaeeung aufι

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(c) Gekoppelter Ausgang entsprechend \ : S = ν ♦ P definiert die Kopplung zwischen den Klemmen 1 und 2;

(d) Übertragung entsprechend 1 - Γ ^; °i% ~

L e J \o

V Μ - Γ. '■ definiert die Übertragung zwischen

LJ
den Klemmen 1 und 3.

Darüber hinaus kann wegen der Symmetrie des Netzwerkes bezüglich einer zweiten Halbierungsebene 13» die quer zur Ebene 12 verläuft, gezeigt werden, daß der gekoppelte Ausgang an der Klemme 2 im Verhältnis zu dem übertragenen Ausgang an der Klemme 2 um 90 phasenverschoben ist.

Alle die obengenannten gewünschten Eigenschaften werden in den Kopplungsnetzwerken der vorliegenden Erfindung durch das Vorgeben von Dualitätsbedingungen mit Hilfe "punktfÖrmiger" Schaltelemente, wie Kondensatoren und Induktivitäten, erzeugt. Durch geeignete Verbindung und Auswahl der Werte der Schaltelemente werden Kopplungseinrichtungen von vergleichsweise einfachem Aufbau erhalten, die die gewünschte Kopplungseigenschaften über einen Frequenzbereich haben.

Die Grundlagen der vorliegenden Erfindung sollen nachstehend in Verbindung mit der in Pig. 3 dargestellten Kopplungsein-

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richtung 20 untersucht werden, die aus punktförmigen Schaltelementen konstanter Größe aufgebaut ist und eine Einzelstufenoder Einzelhindernis-Kopplungseinrichtung darstellt. Diese Kopplungseinrichtung 20 ist ein symmetrisches Netzwerk, das von einer punktförmigen (also räumlich konzentrierten) Induktivität 21 gebildet ist, deren zwei Wicklungen 21a und 21"b mit ihren Enden jeweils an die Klemmen 1 und 3 bzw. 2 und 4 angeschlossen sind. Die Klemmen 1 und 2 sind durch einen punktförmigen Kondensator 23 mit der Kapazität C überbrückt.

Die Drähte der beiden die Induktivität 21 bildenden Wicklungen 21a und 21b sind vorzugsweise miteinander verwunden. Beide Drähte sind auf einen Wicklungsträger oder einen toroidartigen Kern gewickelt, um eine bifilare Windung zu bilden.

In jeder bifilaren Induktivität, wie etwa der Induktivität 21, ist der Kurzschluß- oder antisymmetrische Induktivitätswert geringer als der Leerlauf- oder symmetrische Induktivitätswert. Dies ist so, weil sich bei Kurzschlußhalbierung der größte Teil des elektromagnetischen Feldes zwischen den Drähten befindet, während der Leerlauf- oder symmetrische Induktivitätswert groß bleibt. Eine bifilare Induktivität bzw. Spule kann so gewickelt werden, daß sie hinsichtlich des Leerlauf- und des Kurzschlußinduktivitätswertes einen beträchtlichen Unterschied aufweist.

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Der Kurzschlußinduktivitätswert L einer bifilaren Induktivität oder Spule wird als Reihenschaltung des die Induktivität bildenden Paares von Drähten, die jeweils einen Induktivitätswert L haften, gemessen. Da die jeweils den Induktivitätswert L habenden Drähte miteinander in Reihe geschaltet sind, hat der Kurzschlußinduktivitätswert 1 insgesamt die Größe 1/2 · L Die Leerlaufinduktivität L wird als Parallelschaltung der beiden Drähte, die jeweils die Induktivität L_ haben, gemessen, so daß die Leerlaufinduktivität I_e = 2L_e ist.

Wegen seines symmetrischen Aufbaus kann das Netzwerk 20 der lig. 5 länge seiner Symmetrieebene 12, wie sie in den Mg. 2A und 2B gezeigt ist, halbiert werden, so daß man das Halbglied gemäß Pig. 4 erhält. Der Kapazitätswert des Kondensators 23a beträgt 20, da die Hälfte des GeSamtkapazitätswertes 0 des Kondensators 23 übernommen wurde und bei der Reihenschaltung von Kondensatoren deren Reziprozitätswerte addiert werden. Der Widerstand 25 entspricht der Abschlußimpedanz des Netzwerkes und hat einen Wert von einer (1) Einheit. Der Induktivitätswert des einen Drahtes, der sich angenommenermaßen in dem durch die Halbierungsebene 12 abgeteilten Halbzweig des Netzwerkes befindet, hat die Größe L.

Die äquivalente Kurzsohlußhalbierungsschaltung für das halbierte Netzwerk der Pig, 4 ist in 3Pig. 5A wiedergegeben. Wie schon im Zusammenhang mit Pig. 2B erwähnt, wird die Halbierungeebene 12

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-U-

bei der Kurzschlußhalbierung als Kurz schlußebene angesehen, so daß der Kondensator 23a mit dem Kapazitätswert 20 parallel zu der Ausgangsimpedanz 25 liegt. Der Induktivitätswert der Induktivität 21 ist vernachlässigt, da er - wie oben ausgeführt - bei der Kurzsohlußhalbierung sehr klein ist, 3?ig. 5B zeigt die äquivalente Schaltung der Pig. 4 für den Fall der Leerlaufhalbierung. Da die Symmetrieebene 12 bei der Leerlaufhalbierung eine Leerlaufebene darstellt, bleibt der Kondensator 25a

»ohne Einfluß, während die Wicklung 21 den hohen Leerlaufwert L e

aufweist.

Für den Schaltungsaufbau nach Fig. 5A ist die normierte Eingangeadmittanz

(U) Y_1n = 1 + 3Z_ow(20) = 1 + 3D. ο

Mit Z ist der Wellenwiderstand des Schaltungsaufbaus der Fig. 5A bezeichnet, mit dem der imaginäre Anteil w2C von (U) wegen des Reziprozitätsverhältnissee von Admittanz und Impedanz multipliziert wird, anstatt dadurch dividiert zu werden.

Bei Abschluß durch seinen Wellenwiderstand Z_Q hat das Netzwerk 20 - zum Schaltkreis hin gesehen - eine Admittanz 1/Z .

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ORiGlNAL INSPECTED

Mit Gleichung (5) ist der Reflexionskoeffizient P₀ der Schaltung der Fig. 5A

Der Streukoeefizient S-- ist dann

(16) B₁ ,_o = 1/2 [^]

Ähnlich ist die normierte Eingangsimpedanz für den Schaltungsauf bau der Pig. 5B

In der Gleichung (17) wird der imaginäre Anteil durch Z_Q geteilt, um die normierte Impedanz zu erhalten.

Da bei Leerlaufhalbierung L = 2L_ä ist, folgt weiter

w2L_a

(17a) Z. = 1 + j -£-£ = 1 + jx. e ^ύο

Mit G-leichung (1) wird der Reflexionekoeffizient Γ_Ω der Schaltung der Pig. 5B

<¹⁰'

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während für den Streukoeffizienten S₁₁ gilt

11 - V2

Bei Anwendung der Dualitätsbedingung auf die Schaltung der Fig. 3, daß die normierte Eingangsimpedanz dieser Schaltung für die Leerlaufhalbierung gleich der normierten Eingangsadmittanz für die Kurzschlußhalbierung dieser Schaltung ist, ergibt sich aus den Gleichungen (H) und (17)

(20) Z w(20) = bzw.

(21)

und aus den Gleichungen (14) und (17a) (21a) χ = b.

Mit den Gleichungen (1) bis (8) und (5a) bis (8a) erhält man die Streukoeffizienten des Netzwerkes nach den Fig. 3-5 für den Fall der Leerlauf- sowie der Kurzschlußhalbierung und mit den Gleichungen (10) bis (13) durch Addieren der Leerlaufund der Kurzschlußkoeffizienten die Streukoeffizienten für das gesamte symmetrische Vierpolnetzwerki

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(22)
(23)

(25) S₁₄ = O

ΙΠ V2

Für die Kopplung (k) in db zwischen den Klemmen 1 und 2 des KoppelnetzwerkeB der Fig. 3 gilt

10	log	1	2	—
10	log	S₁₂
^{1 +} ?

10 log

4+x

während für die Übertragungsdämpfung D zwischen den Klemmen 1 und 3 gilt (in db)

(27) B - 10 log

⁸IJ

10 log

m 10 lOg U +

Damit ist das Netzwerk vollkommen definiert« Geht man von einem notwendigen Kopplungewert k aus, so kann der Wert χ mit Gleichung (26) bestimmt werden, der gemäß Gleichung (21a) gleich b ist·

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Für jede vorgegebene Arbeitsfrequenz und für jeden Eingangsimpedanzwert können die Werte der Induktivität 21 und des Kondensators 23 bestimmt werden.

Es sei angenommen, daß beispielsweise ein 3db Kopplungsnetzwerk aufgebaut werden soll. Setzt man 3db als den Wert für k in (26) ein und löst nach χ auf, so erhält man χ = b = 2, Dann ergibt sich mit (20)

w2L

(28) X = -»-£ = 2; und b = Z w2C = 2, so daß ο

(29) L₈ = ^ und

Pur eine mittlere Arbeitsfrequenz f von 30 Megahertz (w = 2 irf) und einen Wellenwiderstand Z_Q von 50 Ohm ist

L_a = 0,2653uH und
C= ΙΟβμμί¹.

L entspricht dem Wert für jede Wicklung der bifilaren Induk-

tivltät 21.

Die vorstehend beschriebene Einzelstufenkopplungseinrichtung 1st in vielen lallen sehr nützlich und hat auch viele Anwendungemöglichkeiten, hat jedoch nur eine verhältnismäßig geringe

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Bandbreite, wie das allgemein für frequenzabhängige Schaltungen mit nur wenigen Schaltelementen zutrifft. Zur Erzielung einer größeren Bandbrexte kann eine Doppelhindernis- oder Doppelstufenkopplungseinrichtung 30 verwendet werden, wie sie in Pig. 6 wiedergegeben ist. Hier sind zwei symmetrische Einzelstufenkopplungseinrichtungen 20-1 und 20-2 vom selben Aufbau wie das Netzwerk 20 der Pig. 3 durch ein Kupplungselement 32 miteinander verbunden. Das Netzwerk 20-1 hat einen Kondensator 25-1 (C₁), der die Klemmen 1 und 2 überbrückt, sowie eine bifilare Induktivität 21-1, die in derselben Weise angeschlossen ist wie die Induktivität 21 des Netzwerkes 20 der Pig. 3. Das Netzwerk 20-2 ist das gleiche wie das Netzwerk 20-1 und hat eine bifilare Induktivität 21-2 und einen Kondensator 23-2, der zwischen die Ausgangsklemmen 3- und 4 sowie die Enden der beiden Drähte der Induktivität 21-2 geschaltet ist.

die
Die idealen Elemente 32 für/Kopplung der Netzwerke 20-1 und 20-2 miteinander sind natürlich Übertragungsleitungen von geeigneter Länge und mit die Anpassung an die Wellenwiderstände der beiden Netzwerke 20-1 und 20-2 ermöglichenden Eigenschaften, so daß die zugrunde gelegten Dualitätsbedingungen eingehalten werden können. Es würde dabei ein Paar solcher Leitungen benötigt, von denen jeweils eine die entsprechenden Wicklungen der zwei bifilaren Induktivitäten 21-1 und 21-2 verbindet. Wenn die Impedanzen des Elementes 32 nicht-dispersiv sind, d. h. im

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wesentlichen eine lineare Phasenverschiebung und im Bereich der Arbeitsfrequenz keine Dämpfung haben (bzw. in Abhängigkeit von der Frequenz keine Verzerrung auftritt), dann brauchen für die Auslegung der Doppelstufenkopplungseinrichtung 30 nur unmittelbar die Berechnungsgrundlagen für die oben beschriebene Einzelstufenkopplungseinrichtung angewendet zu werden. Für einige, insbesondere höhere Frequenzen, besitzen solche Übertragungsleitungen, wenn sie nur eine kurze Länge haben, im wesentlichen ein derartiges nichtdispersives Verhalten und stellen somit eine ideale Wahl für ein Kopplungselement 32 dar. Solche Leitungen kurzer Länge würden die Arbeitsweise des Kopplers 30 nicht beeinträchtigen,und das der Berechnung unter Berücksichtigung der dualen Beziehungen zugrunde gelegte

Kriterium Y. = Z. kann erhalten werden, ο e

Bei Zwischenfrequenzen (ZF) im Bereich von etwa 1-100 MHz würden sich dagegen verhältnismäßig große Längen ergeben, wenn für das Kopplungselement 32 zwischen den Netzwerken 20-1 und 20-2 Übertragungsleitungen verwendet werden sollten und gleichzeitig die Dualitätsbedingung aufrechterhalten werden soll. Dadurch würde die Kopplungseinrichtung sehr sperrig ausfallen. Um dem Kopplungsnetzwerk 30 in jedem Fall einen gedrängten, wenig Raum beanspruchenden Aufbau zu erteilen, werden vorzugsweise räumlich konzentrierte (punktförmige) Schaltelemente konstanter Größe für die Kopplungselemente 32 verwendet. Bei den

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"niedrigeren" ZF-Frequenzen v/ürden die Übertragungsleitungen dispersives Verhalten haben, so daß insofern das Kopplungselement 52 bei entsprechenden Arbeitsfrequenzen dieselben dispersiven Eigenschaften haben muß wie die äquivalenten Längen der Übertragungsleitungen, um die angenommenen Dualitätsbedingungen zu erhalten und die gewünschten Eigenschaften für das Kopplungselement zu gewinnen.

Fig. 7 veranschaulicht ein solches Netzwerk mit einem symmetrischen Doppelstufenkopplungsnetzwerk 40 mit einem dazwischengeschalteten Kopplungsnetzwerk 41, 42, 45, das aus räumlich konzentrierten oder punktförmigen Induktivitäten und Kondensatoren konstanter Größe aufgebaut ist. Mir gleiche Schaltelemente sind wieder gleiche Bezugszeichen verwendet wie zuvor. Das aus punktförmigen Schaltelementen konstanter G-röße aufgebaute Äquivalent ist für jede verbindende Übertragungsleitung der Fig. 6 jeweils als T-G-lied wiedergegeben, das zwei Längsinduktivitäten 41 und 42 sowie einen Querkondensator 43 hat. Das obere T-Glied hat in Reihe geschaltete Induktivitäten 4I-I, 42-1 und einen Querkondensator 43-1, dessen unteres Ende an ein Bezugspotential wie etwa die Masse 44 angeschlossen ist. Dabei verbindet das obere T-Glied die Enden der oberen Drähte der bifilaren Induktivitäten 21-1 und 21-2. Die Induktivitäten 41-1 und 42-1 sind Einzelwicklungsinduktivitäten.

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Ein ähnliches, von in Reihe geschalteten Einzelwicklungs- ■ induktivitäten 41-2, 42-2 und einem Querkondensator 43-2 gebildetes T-Glied verbindet die Enden der unteren Drähte der bifilaren Induktivität 21-1 und 21-2.

Die Kondensatoren 23-1 und 23-2 haben jeweils den gleichen Wert C₁, während die Kondensatoren 43-1 und 43-2 jeweils einen Wert 2C haben. Die Einzelwicklungsinduktivitäten 41-1, 41-2, 42-1 und 42-2 haben jeweils einen Induktivitätswert L .

Die Fig. öA und bB zeigen die Leerlauf- bzw. die Kurzschluöhalbierung des Kopplungsnetzwerkes 40 der Pig. 7. wie in den Fig. 3 und 4, ist der Leerlaufinduktivitätswert L jeder bifilaren Induktivität 21-1 und 21-2 gleich 2L- Der Kurzschlußinduktivitätswert L hat für jede bifilare Induktivität 21-1 und 21-2 die Größe 1/2 L . Der Induktivitätswert der wicklungen

et

41 und 42 ist für beide Halbierungsfälle L₁ v/ährend die Kapazität des Kondensators 43 den Wert 20 hat. Da die Leerlaufhalbierungsebene 21 einer offenen Verbindung entspricht, treten die Kondensatoren 23-1 und 23-2 bei der Leerlaufhalbierung der Fig. öA nicht in Erscheinung. Bei der Kurzschlußhalbierung der Fig. öB, wo die Ebene 12 einer Kurzsehluöverbindung entspricht, haben die Kondensatoren 23-1 und 23-2 jeweils den Wert 2C. Es sei in diesem Zusammenhang nochmals betont, daß die Leerlauf-

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ORIGINAL INSPECTED

und Kurzschlußhalbierungen wegen der Symmetrie des Netzwerkes 40 Schaltungsanordirangen mit identischen .Eigenschaften darstellen, obwohl diese Schaltungsanordnungen in etwas unterschiedlicher Form dargestellt sind.

Die Fig. 9A und 9B zeigen die äquivalenten Leerlauf- und Kurzschlußschaltungen der Pig. ÖA und öB. Aus Analysegründen ist die Leerlaufhalbierungsschaltung der Fig. öA in Fig. 9A als em einer Übertragungsleitung äquivalentes T-G-lied neu definiert. Das T-Glied der Fig. 9A umfaßt ein Paar in Reihe geschalteter Induktivitäten 44-1 und 45-1 mit den Werten L^ bzw. L , einen an Hasse angeschlossenen Querkonaensator 43-1 vom Wert G sowie ein zweites Paar in Reihe geschalteter Induktivitäten 45-2 und 44-2 mit den Werten L und L₁, deren eines Ende an die Verbindung der Induktivität 45-1 mit dem Kondensator 43-1 angeschlossen ist. Hier stellen die zwei Induktivitäten 45-1 und 45-2 mit jeweils dem Wert L den Leerlauf-

ti

induktivitätswert der Übertragungsleitung dar, der das T-Glied der Fig. 9A äquivalent ist. Der Wert L umfaßt ebenso den Induktivitätswert der bifilaren Induktivitäten 21, deren Induktivitätswert in dem Fall der Verbindung der zwei Netzwerke 20 miteinander nicht vernachlässigbar ist. Die beiden Induktivitäten 44-1 und 44-2 mit jeweils dem Wert L₁ sind die Kopplungsinduktivitäten der äquivalenten Übertragungsleitung.

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Aus Fig. βΑ und 9A ergibt eich:

(30) 2L_B + i_c = L₁ + L_e.

Unter den gleichen Gesichtspunkten ist die Kurzschlußhalbierung gemäß Pig. öB in Fig. 9B als ein der Übertragungsleitung äquivalentes Glied wiedergegeben. Dieses I-Glied ist von in Reihe geschalteten Wicklungen 46-1 und 46-2 mit jeweils dem Wert L gebildet, die an ihrer Verbindungsstelle über den Kondensator 42-1 vom Wert 2C an Masse 44 angeschlossen sind. Die nicht miteinander verbundenen Enden der Wicklungen 46 sind durch Querkondensatoren 23-1 bzw. 23-2 vom Wert 2C₁ an Masse angeschlossen. Hier stellen die Kondensatoren 23—1 und 23-2 die Kopplungswiderstände der äquivalenten Übertragungsleitung dar. Für die Induktivitätswerte gilt:

(31)

Die Leerlauf- und Kurzschlußhalbierungen entsprechend den Fig. öA und βΒ sowie ihre entsprechenden äquivalenten Schaltkreise gemäß den Fig. 9A und 9B sind im Verhältnis zueinander wegen der Symmetrie des Netzwerkes 40 und der Beschaffenheit der Halbierungsebenen 12 entkoppelt. Die halbierten Schaltkreise der Fig. 8A und 8B sind identisch, so daß die der Übertragungsleitung äquivalenten Leerlauf- und Kurzschluß-T-Glieder

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der fig. 9A und 9B ebenfalls identisch, sind. Somit gilt:

(32) L_e = L

Hier sollen die Wicklungen 41 (Jj₁) und die Kondensatoren 23 (C₁) die Kopplungswiderstänae sein, die einander und im Verhältnis zu den der Übertragungsleitung äquivalenten !'-Gliedern der Pig. 9A und 9B dual sein sollen, so dai3 die Bedingung

Z. = Y. erfüllt ist. Da die Übertragungsleitungen im Ver-

ⁱⁿe ^lno
hältnis zu den Kopplungswiderständen L₁ und C₁ entkoppelt

sind und das gesamte Netzwerk einen Wellenwiderstand Z hat,

der gleich der Abschlußimpedanz 25 der Pig. 4 ist, ist

W(L₁)

Z. in der Schaltung der Pig. 9AZ. = —κ und in der

e e ο

Schaltung der Pig. 9B Y_±n = Z_Qw (2C₁).

In den Pig. b und 9 kann L₁ durch Subtrahieren der Gleichung

(31) von der Gleichung (30) und unter Berücksichtigung von

(32) bestimmt werden, so daß

(33) L₁ = 2L₃ -

Der Wert für L ergibt sich aus (31):

(M) L₀ =

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- 2b -

Wie weiter oben angedeutet, sollen die äquivalenten Übertragungsleitungs-Kopplungselemente zwischen den zwei Netzwerken 20-1, 20-2 dispersives Verhalten zeigen. Durch weitere Anwendung der Analyse bezüglich einer übertragtingsleitung unter Bezugnahme auf die von den Schaltelementen 43 und 4t> in Pig. 9A und 45 und 4b in Fig. 9B gebildeten T-Glieder kann der Wellenwiderstand solcher Leitungen als eine Größe Z₁₁ definiert werden, so dal-i

(35) Z_T = Z₀ * cos 9,
wobei der Wellenwiderstand des Systems bei der Frequenz lull

und θ die Länge der Leitung in elektrischen Graden ist. Unter Zugrundelegung von Z™ als Wellenwiderstand müssen axe Kopplungswiderstände 44-1 und 44-2, die jeweils den Wert L₁ haben, und die Kopplungswiderstände 25-1 und 23-2, die jeweils den Wert 2G₁ haben, sowohl einander als auch den T-Gliedern dual sein, damit gilt, daß Y_±n = Z_±u .

o. e

Da die den Übertragungsleitungsabschnitten äquivalenten Leerlauf- bzw. Kurzschlußhalbierungen T-Glieder mit einer Konstanten K sind, kann der Induktivität 44 (L₁) dieselbe Dispersion wie den genannten Abschnitten erteilt werden, wobei die Dispersion dieser Induktivität definiert ist als

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ORIGINAL INSPECTED

(3ί>) A-_L = K tan «/2, so daß

Ζ_φ
(37) L₁ = ~ E tan ö/2,

v.'obei E. eine Konstante und ö die Leitungslänge in elektrischen iiraaen ist.

Für die LeerloUihalbierung gemäß Fig. 9B läßt sich zeigen, daß die Dämpfungsfunktion D ist:

,2
(3ö) D= 1 +(

wo (39) Δ . = ^{2a cos} V - ^^d sin θ und (40) JL = E tan ö/2.

Die Punktion Δ wird aus einer Matrix-Analyse eines in Reihe geschalteten Elementes A (hier 44-1), eines verbindenden Übertragungsleitungsabschnittes (hier 45-1, 43-1 und 45-2) mit der Dispersion Zm = Z cos 9 und eines anderen in Reihe geschalteten " Elementes X (hier 44-2) abgeleitet.

Für jeden gewünschten Kopplungszustand bestehen verschiedene Werte für K und y, wobei die Kopplung als —-— definiert

L ist und D (Dämpfungsfunktion) in (3u) gegeben ist. Für den besonderen Fall -— = 0, der den stationären Punkt der Dämpfungsfunktion (3ö) bezüglich der Leitungslänge ö angibt, kann eine Aufzeichnung -^- über Q sowie K über ö um die Werte von

^L 909041/0767

K gemacht werden, wobei θ .die Leitungslänge in elektrischen Graden für den gewünschten Kopplungswert darstellt. Aus dieser Aufzeichnung werden K und θ für den besonderen Kopplungswert erhalten.

Nach Bestimmung von K und θ für die besonderen Kopplungswerte werden die v/eiteren Parameter mit Hilfe der bekannten Bezeichnung für ein T-Glied mit der Konstanten K bestimmt, die sich aus

(41a) w = v/ · sin θ/2,
(41b) Z_T =1^ · cos Θ/2

(41c) w = "JjT(J * sin θ/2
ergeben.

In diesen Gleichungen (41a), (41b) und (41c) entspricht L einer Induktivität 45-1 oder 45-2 der Pig. 9A, während C der einen Hälfte des Wertes des Kondensators 43-1 entspricht und w die Grenzfrequenz des T-Glied-Netzwerkes ist.

Unter Benutzung der Gleichungen (41b) und (41c) in (37) ergibt sich weiter

WL₁ L₁

(42) K tan ö/2 = - = γ*- tan θ/2

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ORIGINAL INSPECTED

und mit (34)

(43) L₁ =KI =2

Aus (42) folgt:

Z tan 0/2 (44) L= -2-

und. mit (41c)

L
(45) C =

Der Wert für G₁ (Elemente 23-1 und 23-2 der Fig. 7) wird in der gleichen Weise wie-L₁ abgeleitet, da infolge der Dualitätsbedingung

w L₁

(46) -^-I = Z₀ w 2C₁,

a nam ic ^zj__n (gezeigt in Pig. 9A und entsprechend der linken Seite der Gleichung) gleich ist Y. (gezeigt in Fig. 9B und

ⁱⁿo
entsprechend der rechten Seite der Gleichung). Die Verhältnisse

liegen insofern ähnlich wie bei der oben beschriebenen Einstufenkoppeleinrichtung, mit dem Unterschied, daß die Werte für Z^

e und Y^_n für die äquivalenten Schaltungen der Pig. 9A und 9B

ο
abweichen. Mit (46) folgt · . ■

L₁

(47) 2C₁ = -\ ,

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ORIGINAL INSPECTED

und weiter mit (43) und (45)

KL
(4ö) 2C₁ = —I = KC,

^Zo

Somit sind für einen beliebigen vorgegebenen Kopplungswert ;,lle die verschiedenen Parameter des Netzwerkes der Fig. 7 festgelegt. Beispielsweise ergibt sich für einen Kopplungswert von 3db, wie er oben für ein 50 Ohm-System (Z ) bei W einer Arbeitsfrequenz von 30 MHz angenommen wurde, aus den Kurven Q_Q = 21,1° und K = 8,17; A_Q ist aus (42) 1,52150; W₀ ist gleich 188,496 · 10⁶ Hertz; L₁ ist aus (42) 0,40361 · 10~⁶ Henry; C₁ ist aus (43) 180,72 · 10~¹² Farad; L_Q ist aus (43)

I 6

0,0494 · 10~⁶ Henry und 2C ist aus (45) 39,5*! · 10~¹² Farad. Wenn eine bifilare Induktivität gewickelt wird, so daß 2L₈ - ?p gleich dem Wert L₁ (0,4036 · 10~ Henry) ist, kann L_n so ausgerechnet werden, daß L=L- ^ . Jede Kombination von Werten für L und L kann verwendet v/erden, um Jj₁ zu

L_a

fabrizieren, solange —rr gleich oder kleiner ist als L . Eine

τ ^e

perfekte Wicklung erhält man, wenn 77— = L , so daß L = 0 und damit vier Induktivitäten aus dem netzwerk eliminiert sind.

Das Netzwerk 40 der Fig. 7 verhält sich dispersiv, d. h. sein Wellenwiderstand ist in Abhängigkeit von der Frequenz nicht konstant und seine Phasenverschiebung nicht linear, jedoch

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ORIGINAL INSPECTED

kann den Auswirkungen der Dispersion (Zm-Z * cos ö) leicht Rechnung getragen v/erden. Da 9 für eine "beliebige gegebene Kopplung lind ebenso Z bekannt sind, ist Z™ für die die beiden Netzwerke 20-1 unu L'0-2 miteinander koppelnden Elemente 32 ebenfalls bekannt. Derselbe Dispersionswert Z» kann üurch Anschluß äquivalenter dispersiver Elemente an dau Netzwerk 40 verwirklicht werden. Da das gesamte Netzwerk 40 eine Vierpoleinrichtung mit T-Gliedern ist, die durch eine Konstante K bestimmt sind und frequenzabhängige Eigenschaften, d. li. einen Durchlässigkeitsbereich haben, stellt sie efiektiv einen Prototyp eines durch eine Konstante K bestimmten Filters dar. Deshalb können an jeder Klemme 1-4 des Netzwerkes 40 weitere Filter angeordnet werden, um die Dispersion zu reduzieren und dem Netzwerk ein mehr lineares Verhalten zu erteilen. Als be-

mvorzugtes Filter ist ein sogenanntes/verzweigtes Endglied (oder Halbabschnitt) anzusehen, das mit dem Netzwerk 40 verbunden werden kann, um die Dispersion des Systems zn korrigieren.

Fig. 10 zeigt das Netzwerk 40 der Fig. b mit einem solchen an jede Klemme angeschlossenen, m-verzweigten Endglied bO. Jedes Endglied 60 ist in konventioneller Y/eise mittels dreier allgemeiner Impedanzen büa, bOb und öüc desTT-förmigen Halbzweiges des m-verzweigten Endgliedes dargestellt. Durch geeignete Auswahl der Werte für das m-förmige Endglied kann die Dispersion des Netzwerkes 40 für einen ausgewählten Bereich der Arbeits-

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frequenz beträchtlich reduziert werden. Auslegung und Berechnung von m-verzweigten Filtern ist in der Technik allgemein bekannt, so daß hierzu keine besonderen Einzelheiten erläutert werden sollen.

Das Hinzufügen der m-verzweigten Glieder macht den Wellenwiderstand des Netzwerkes an seinen Klemmen im wesentlichen konstant und führt in dem interessierenden Frequenzbereich zu einem linearen Verhalten des Netzwerkes hinsichtlich der Phasenverschiebung. Mit den m-verzweigten Endgliedern nimmt das Kopplungsnetzwerk 40 daher mehr das Verhalten eines linearen Systems an.

' Die gewünschten Eigenschaften der oben beschriebenen Erfindung können in Dualitätsbedingungen unterworfenen Kopplern ebenso mit Hilfe von Paaren miteinander verdrehter Übertragungsleitungen erzeugt werden. Durch geeignete Wahl der Drahtstärke für die Übertragungsleitung und der Anzahl von Verdrehungen pro Längeneinheit können gewünschte Induktivitätsund Kapazitätswerte und damit verhältnismäßig einfache Kopplungseinrichtungen erhalten werden, die in einem bestimmten Frequenzbereich die gewünschten Kopplungseigenschaften haben. Solche gemäß der Erfindung hergestellte Koppler sind insbesondere bei höheren Frequenzen von großem Nutzen.

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Fig. 11 zeigt schematisch einen symmetrischen Uetzwerkkoppler 115, der entsprechend der Erfindung hergestellt ist. Der Koppler 115 hat zwei Abschnitte miteinander verdrehter Drahtleitungen 120-1 und 120-2. Jeder Abschnitt 120 ist beispielsweise aus gewöhnlichem lackisoliertem Kupferdraht vorgegebener Größe hergestellt, wobei die Drähte miteinander verwunden sind. Der Aufbau solcher typischer Abschnitte 120 wird unten in weiberen Einzelheiten beschrieben. Jeder Abschnitt 120 hat eine solche Länge R, daß das Verhältnis des Gesamtinduktivitätswertes pro Längeneinheit (1) zu dem Kapazitätswert pro Längeneinheit (c) gleich dem Quadrat des Wellenwiderstandes aes Netzwerkes ist. Damit ergibb sich:

(49) |=Z_o ²

Jeder Draht des Abschnittes 120-1 isb mit einem Draht des Abschnittes 120-2 über den Mittelleiter einer entsprechenden Übertragungsleitung 122-1 oder 122-2 verbunden. Die beiden Übertragungsleitungen 122 haben jeweils eine elektrische Länge θ (in Graden bei einer bestimmten Wellenlänge angegeben) und sind voneinander entkoppelt (keine Energieübertragung). Ebenso haben sie denselben Wellenwiderstand wie der Koppler Uli, so daß ihre normierte Eingangsimpedanz Z = 1, Die Übertragungsleibungen haben zwischen sich oder zwischen einem der Abschnitte mit den verwundenen Drähten 120-1 oder 120-2 im wesentlichen keine induktive Kopplung.

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In (49) ist der Kapazitätswert c die Kapazität zwischen den verwundenen Drähten jedes Abschnittes 120. Der Wert 1 ergibt sich für jeden Abschnitt 120 als

(50) 1 = 2L_s -

Dies ergibt sich in der folgenden Weise. In einem beliebigen Paar miteinander verwundener Drähte, wie in einem Abschnitt ^ 120, ist der Kurzschluß- oder anbisymmebrischa InduLtivitätsv/ert kleiner als der Leerlauf- ocier symmetrische Induktivitätsv/ert. Das ist so, weil bei der Kurzschltißbetrachtung der größte Teil des elektromagnetischen Feldes sich zwischen den Drähten befindet, während der Leerlauf- oder symmetrische Induktivitätswert groß bleibt. Der Kurzschlußinduktivitätswert L eines Paares miteinander verwundener Drähte wird als Reihenschaltung aes Paares der den Abschnitt bildenden Drähte gemessen, die jeweils einen Induktivitätswert L haben. Da die jeweils den Induktivitäts-

wert L aufweisenden Drähte in Reihe geschaltet sind, ergibt sich

w für die Kurzschlußbetrachtung ein Gesamtinduktivitätswert L von

der Größe 1/2 L . Der Leerlauf induktivität sv/ert L wird als Parallelschaltung der zwei Drähte, die jeweils den Induktivitätswert L haben, gemessen, so daß L = 2L . Der Gesamtwert 1 ist die Summe der Leerlauf- und Kurzschlußindulctivifcätswerte, wie in (50) angegeben, wobei der KurzBchlußwert ein negatives Vorzeichen hat, weil er antisymmetrisch ist.

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ORIGINAL INSPECTED

J— 154U83

Die Fig. 12A und 12B geben die äquivalenten Leerlauf- und Kurzschlußschaltungen der Halbierung des symmetrischen Netzwerkkopplers 115 bezüglich dessen Symmetrieebene wieder. Da die Leerlaufhalbierungsebene eine offene Verbindung darstellt, tritt der Kapazitätswert G zwischen den miteinander verwundenen Drähten der Abschnitte 120 in der äquivalenten Leerlaufhalbierungsschaltung der Jig. 12A nicht in Erscheinung. In dem äquivalenten Schaltungsaufbau für die Kurzschlußhalbierung entsprechend Fig. 12B, wo die Halbierungsebene 12 einer | KurzSchlußverbindung entspricht, tritt dagegen der Induktivitätswert 1 nicht in Erscheinung, während die Größe des zwischen den Drähten wirksamen Kapazitätswertes 20 (2 Kondensatoren der Größe 20 ergeben in Reihenschaltung einen Kondensator der C) beträgt. In der gesamten vorangehenden und in der folgenden Untersuchung ist stets vorausgesetzt, daß das Netzwerk mit seinem wellenwiderstand abgeschlossen ist.

In Pig. 12A stellt die Induktivität 140 der Größe ä. die normierte Reaktanz der Leerlaufhalbierung des Paares der miteinander verwundenen Drähte dar, während in Mg. 12B der Kondensator 142 mit dem V/ert b der normierten Suszeptanz der Kurzschlußhalbierung des verdrehten Drahtpaares entspricht. So ergibt sich mit (50)

(51) X =

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Da der Kapazitätswert Zwischen den Drähten "bei der Kurzschlußhalbii-.rung 2C ist, gilt weiter

(52) b = Z_ow(2C).

In den meisten Fällen kann der Einflußjdes bei der Kurzschlußhalbierung entstehenden antisymmetrischen Induktivitätswertes L
•Φ- vernachlässigt v/erden, weil er ziemlich Hein ist. Wo es

L erforderlich ist, den Einfluß des Induktivitätswertes —S

zu kompensieren, kann an jeder Klemme des Kopplers ein kleiner Querkondensator an Masse angeschlossen werden, der dann einen

L-Glied-Filter mit dem geeigneten Wellenwiderstand bildet.

L
Unter Vernachlässigung von 75— kann (51) geschrieben werden als

(53) X = ψ- , wobei 1 = ο

Die Dämpfungsfunktion D für die äquivalente Leerlaufhalbierungsschal tung nach Fig. 12A ist

.2
(54) L = 1 + (--*—) , wobei

(55) Δ = 2a cos θ - X² sin Θ.

Die Funktion A wird über eine Matrix-Analyse eines in Reihe geschalteten Elementes A, nier 140-1, eines verbindenden Übertragungsleitungsabschnittes, hier 122, sowie eines weiteren

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- 1)1 -

in Reihe gescnalteten Elementes ä, hier 140-2, abgeleitet. Es folgt

(5b) X = ψ = Ic₁W

(57) θ = ■££

wobei d die physikalische Länge (unes ÜbertragungaLei tungsabschnittes 122 und λ die ArboituwoLlerilange dea signales iab.

Es Ifijjfc s Loh die Ableitung der Dämpfung» funkt ion D entsprechend ~— bilden, und durch ITullsefczen dieser Ableitung entsprechend

dw
ergibt sich der Punkt, an dem U in BoKUg auf w stationär isb,

Durch Einsetzen von (56) und (57) in (5b) ergibt sich λ als eine Funktion von θ entsprechend der Beziehung

ο ^]~® ^{fcan θ}

⁼ ^ Θ+2 tan ö '

Die G-Ieichung (59) liefert die Angaben für eine Auf;;t; i von α über Ö, während die Gleicimngen (.54) und (5">) -i"iti für eine Aufzeichnung von D Über 0 liefern. Damit tjfcehöti aLle

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154U83

- yo -

für die Aus Legung eines Kopplers bzw. eines Kopplungsnetzwerkes erforderlichen Parameter zur Vertilgung. Hat wan den erloraer-Licnen Wert tür die KoppLung des Kopplungsnetzv/erices, wobei die Kopplung als —~— definiert ist und D die Dümprungsturiiction darstelLt, so wird Ö für eintaiÜbertragungsleitungsabschriitt \'<L'l aus der D über w-Aufzeichnung ermittelt. Mit dem so erhaltenen Wert für 9 kann λ mit Hilfe aer Aufzeichnung L über y festgelegt werden. Kennt man dann λ., den Wellenwidera Land Z des Kopp lern und w, die Arbeitafrequenz, so bestimmt, sich 1 aus

Sobald 1 bekannt ist, gilt mit aer Dualitäbsbedingung λ = b (bzw. z= r )

(bü) ψ - Z W(JiC)₁
ο

woraus sich C leicht bestimmen läßt. Es ist dann einfach, einen Abschnitt eines Paares miteinander verwundener Drähte mit dem gewünschten G-esamtinduktivitätsv/ert 1 und Geoambkapazitätswert C hurKiisteilen. Der Induktiv!tatswert 1 ist eino Funktion des Drahtdurehmessers und der Drahtlänge, während dor Kapazitätswert 0 ο ine Funktion davon ist, in wie starkem HaIJo die Drähte miteinander verwunden sind, um die zwischen den Drähten auftretende Kapazität zu erhalten.

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15AU83

Pig. 13 zeigt ein symmetrisches Netzwerk 150, das aus nur einem Abschnitt 152 eines Paares miteinander verwundener Drähte aufgebaut ißt. Für eine Analyse dieses Netzwerkes gelten ähnliche Gesichtspunkte wie im Zusammenhang mit den Pig. 11 und 12. Da das Netzwerk 130 symmetrisch aufgebaut ist, kann es längs seiner Symmetrieebene halbiert werden, so daß der Aufbau nach Pig. 14 entsteht. Der Kondensator 153 mit dem Wert 20 entspricht dabei der Hallte der gesamten, zwischen den'Drähten bestehenden Kapazität. Der Widerstand 15b stellt die Aouchlußimpedanz des Netzwerkes dar und hat einen Wert von einer (1) Einheit. Die Größe L für den Induktivitätswert 155 gleicnt dem Induktivitätswert des verwundenen Drahtpaares in von der Halbierungsebene umfaßten Hälfte des Netzwerkes.

Pig. IbA zeigt das iieerlaufhalbierungsäquivalent uer Halbierung entsprechend Pig. Η« Da die Halbxerungsebene bei der .beerlauihalbierung eine offene Verbindung darstellt, bleibt der Kondensator 153 ohne Einfluß, während der Induktivitätswert 155 den nohen Leerlaufinduktivitätswert L_e hat.

Der äquivalente Kurzschlußhalbierungsschaltkreis ist in Pig. 15B wiedergegeben. Da die Halbierungsebene in diesem Pail der Lurzschlußhalbitrung als Kurzschlußverbindung angesehen wird, liegt der Kondensator 153 mit dem Wert 2G parallel zu der Ausgangs-

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impedanz 155. Die Induktivität des Drahtpaares wird vernachlässigt, da sie, wie oben auseinandergesetzt, bei der Kurzschlußhalbierung nur sehr klein ist.

Für die äquivalente Leerlaufhalbierungsschaltung entsprechend Fig. 15 ist die normierte Jüingangsimpedanz:

Da für die Leerlaufhalbierung L_Q = 2L. folgt

es

(62) Z =1+3 -T^ = 1 + JX. e ο

Für den äquivalenten Kurzschlußhalbierungsschaltkreis der Fig. I5B ist die normierte Eingangsadmittanz

(63) Y_1n = 1 + DZ_ow(2C) = 1 + jb. ο

Unter Zugrundelegung der Dualitätsbedingung für das Netzwerk der Fig. 13, daß dessen normierte Eingangsimpedanz für die Leerlaufhalbierung deren normierter Eingangsadmittanz für die Kurzschlußhalbierung gleich ist, ergibt sich aus den Gleichungen (62) und (63):

w(2L_n)

(64) Z_nW (2C) = oder

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(65)

= Z₀ , so daß a = b,

Für die Kopplung (k) in db zwischen den Klemmen 1 und 2 des Kopplers der Jig. 13 gilt:

(66) Jc β 10 log

Ί2

= ₁₀

= 10 log 1 +

Für die Übertragungsdämpfung D in db zwischen den Klemmen 1 und 3 gilt:

(67) L = .10. log

= 10 log

Damit ist der Koppler vollständig definiert. Wenn der notwendige Kopplungswert k gegeben ist, wird die Gleichung (22) benutzt, um X zu erhalten, das entsprechend Gleichung (21) gleich b ist. Für jede vorbestimmte Arbeitsfrequenz und einen Eingangsimpedanzwert der Größe α kann der Gesamtinduktivitätawert L bestimmt werden, womit ein Paar miteinander verdrehter Drähte mit dem Gesamtinduktivitätswert 1 gewunden werden kann. Dasselbe gilt für die zwischen den Drähten herrschende Kapazität, die aus (63) erhalten wird.

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Mg. 16 zeigt einen Koppler 09 gemäii der Erfindung, der einen einzelnen Abschnitt eines Paares miteinander verwundener Drähte hat. Ein Paar elektrisch leitender Röhren 61, 62 v/eist jeweils einen mittleren Isolationskern 63 auf, durch den ein isolierter Draht 64, beispielsweise lackierter Draht, hindurchläuft. Die Röhren 61 und 62 sind mittels Klammern 67 im Verhältnis zu einer leitenden Platte 66 festgelegt. Die aus den beiden Röhren austretenden Drähte 64 haben die gewünschte Größe und sind im Be-. reich 70 miteinander verwunden, um so den gewünschten Induktivitätswert und Kapazitätswert für eine bestimmte Arbeitsfrequenz und Kopplung einzustellen. Ein ähnliches Paar Röhren 61, 62 auf der gegenüberliegenden Seite vervollständigt den Koppler. Die Verteilung der vier Klemmen 1-4 ergibt sich aus der Zeichnung.

Bei der Anfertigung des Kopplers 59 kann der gewünschte V/ert der Kapazität zwischen den Drähten nicht immer innerhalb der Grenzen der Berechnung für eine bestimmte Drahtgröße und -verwindung erzielt werden. Um den notwendigen Kapazitätswert doch P erhalten zu können, können an ausgewählten Stellen Drahtsohleifen 69 um den verwundenen Abschnitt herumgelegt werden, so daß die Kapazität des Abschnittes vergrößert wird. Da beide Enden einer Schleife mit der Platte 66 verbunden sind, steuert die Schleife keinen Induktivitätsanteil zu der Induktivität des Drahtabschnittes bei. Der Abstand zwischen den einzelnen Schleifen b9 sowie deren Anzahl wird so gewählt, daß sich gerade der gewünschte Kapazitätswert einstellt.

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154H83

Fig. 17 zeigt einen Koppler 90 mit zwei Abschnitten, bei dem vier isolierte Anschlußklemmen 92a - 92d auf einer elektrisch leitenden Grundplatte 93 angebracht sind. Auf der Rückseite der Platte können koaxiale oder anders aufgebaute Verbindungsleitungen (nicht dargestellt) mit einer geerdeten Ader an die Platte angeschlossen sein, während ihr Mittelleiter mit einer entsprechenden leitenden Klemme 95a - 95d verbunden ist. Ein Paar metallischer Röhren 96 und 97 ist mit der Grundplatte 93 elektrisch verbunden. Jede Röhre hat eine isolierende Füllung, durch die jeweils ein gerader Draht 98 und 99 verläuft. Die Drähte 9ö und 99 sind an jedem Ende der Röhren 96 und 97 miteinander verdreht, so daß sie die verwundenen Abschnitte 100-1 und 100-2 bilden. Die Enden eines jeden dieser Drähte sind mit einer entsprechenden Klemme 95 verbunden. Die den Elementen 122 der Fig. 11 entsprechenden Übertragungsleitungsabschnitte umlassen axe innerhalb der Röhren 9Ö und 99 liegenden Bereiche der Drähte. Bei Bedarf können wieder zusätzlich Drahtschleifen um a±e verwundenen Drahtabschnitte herumgelegt werden, um die zwischen den Drähten herrschende Kapazität zu vergrößern.

Wenngleich nur Kopplungseinrichtungen mit ein bzw. zwei Stufen beschrieben worden sind, so sei hier doch betont, daß Aufbauten mit einer größeren Anzahl von beispielsweise drei und mehr Stufen unter Anwendung der analytischen Grundsätze, wie sie hier für

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die angenommenen Dualitätsbedingungen erläutert wurden, angefertigt werden können. Naturgemäß nimmt dabei die Aroeitsbandbreite eines Kopplers im allgemeinen mit wachsender Stufenzahl zu.

Patentansprüche

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Claims

154H83 Patentansprüche-

1. Hochirequenz-Kopplungsnetzwerk mit einem symmetrischen Vierpolnetzwerk, dadurch gekennzeichnet, daß die normierte Eingangsimpedanz der Leerlaufhalbierung^des symmetrischen Netzwerkes gleich der normierten Eingangsadmittanz der Kurzschlußhalbierung des symmetrischen Kopplungsnetzwerkes ist.

2. Netzwerk nach Anspruch 1, bei dem zwei Stufen mit Eingangsnetzwerken und Ausgangsnetzwerken sowie Verbindungen zwischen den Eingangs- und den Ausgangsnetzwerken vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Parameter der Eingangs- und der Ausgangsnetzwerke und der dazwischen angeordneten Verbindungen ein symmetrisches Kopplungsnetzwerk bilden, dessen Eingangsimpedanz und Eingangsadmittanz einander gleich sind.

3. Netzwerk nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl das Eingangs- als auch das Auegangsnetzwerk im wesentlichen aus punktförmigen und frequenzabhängigen Schaltelementen konstanter Größe aufgebaut ist.

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4. Kopplungsnetzwerk nach Anspruch 2-3, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eines der Eingangs- und der Ausgangsnetzwerke mit einer Einrichtung zur Verringerung der Dispersion des symmetrischen Kopplungsnetzwerkes verbunden ist.

5. Kopplungsnetzwerk nach Anspruch 2-4, dadurch gekennzeichnet, daß als Verbindung zwischen den Eingangs- und

* den Ausgangsnetzwerken mindestens eine Übertragungsleitung vorgesehen ist.

6. Kopplungsnetzwerk nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsleitung bei der Hauptarbeitsfrequenz des Kopplungsnetzwerkeβ ein im wesentlichen nicht-dispersives Verhalten hat.

7« Kopplungsnetzwerk nach Anspruch 2-4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungen zwischen den Eingangs- w und den Ausgangsnetzwerken aus punktförmigen und frequenzabhängigen Schaltelementen konstanter Größe aufgebaut sind.

8. Netzwerk nach Anspruch 2-7» dadurch gekennzeichnet, daß jedes Eingangs- und Ausgangsnetzwerk eine bifilar gewickelte Induktivität hat, deren eine Enden jeweils an ein Paar jeweils durch einen Kondensator miteinander verbundener An-

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154U83

schlußklemmen angeschlossen sind, während die anderen Enden jeder Wicklung einer bifilar gewickelten Induktivität ■ mit dem entsprechenden anderen Ende einer Wicklung der anderen bifilaren Induktivität verbunden sind.

9. Netzwerk nach Anspruch β, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung für die bifilaren Induktivitäten eine Übertragungsleitung ist.

10. Netzwerk nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungen der Eingangs- und der Ausgangsnetzwerke punktförmige Bauelemente konstanter Größe aufweisen und aus einem Paar in Reihe geschalteter Wicklungen, die mit den entsprechenden anderen Enden jeder Wicklung der einen biiilaren Induktivität sowie mit den korrespondierenden anderen Enaen einer Wicklung der anderen bifilaren'Induktivität verbunden sind, ferner einem Kondensator bestehen, der zwischen die Verbindung jedes Paares in Reihe geschalteter Wicklungen einerseits und einen Potentialbezugspunkt andererseits geschaltet xst (Fig. 7).

11. Netzwerk nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß als Einrichtung zur Verringerung der Dispersion wenigstens an eine der Anschlußklemmen für die Eingangs- und Ausgangsnetzwerice ein m-verzweigtes Endglied als Filter angeschlossen ist (Fig. 1.0).

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BAD ORIQlNAi.'

12. Netzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das symmetrische Vierpolnetzwerk aus Abschnitten miteinander verwundener Drahtpaare gebildet ist, deren Parameter so gewählt sind, daß die Eingangsimpedanz und die Ausgangsadmittanz des Vierpols im wesentlichen gleich sind.

13. Netzwerk nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Parameter so gewählt sind, daß die normierte Eingangsimpedanz und. die normierte Ausgangsadmittanz der jeweiligen Leerlauf- und KurzSchlußhalbierungen des symmetrischen Netzwerkes im wesentlichen gleich sind.

14. Netzwerk nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Parameter für den Induktivitätswert des Abschnittes eines Paares miteinander verwundener Drähte mittels Drahtdurchmesser und -länge und der Parameter für den

der
Kapazitätswert mittels/Stärke der gegenseitigen Verdrehung

der Drahte gewählt ist.

15. Netzwerk nach Anspruch 12 - 14, dadurch gekennzeichnet, daß außerhalb des verdrehten Drahtpaarabschnittes eine Anordnung zur Erzeugung einer zusätzlichen Kapazität für das Netzwerk vorgesehen ist (Pig. 16).

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154U83

16. Netzwerk nach. Anspruch 2, 12 - 15» dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs- und Ausgangsnetzwerke eine Mehrzahl verdrehter Drahtpaarabschnitte sowie Verbindungen für zwei solcher Abschnitte miteinander in Reihe unter Aufrechterhaltung der Symmetrie und des Verhältnisses der Netzwerleeingangsimpedanz und zur Netzwerkseingangsadmittanz aufweisen (Pig. 17).

17. Netzwerk nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungen ein Paar miteinander nicht gekoppelter Übertragungsleitungen aufweisen.

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«SO

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