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Anordnung zur Breitbandübertragung Die Erfindung bezieht sich auf
die Verstärkung und Übertragung von elektrischen Wellen, die ein breites Frequenzband
einnehmen, wie es beispielsweise bei blehrkanalträgerfrequenzsystemen und Fernsehsystemen
Anwendung findet.
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Ein Ziel der Erfindung besteht darin, die Übertragungseigenschaften
eines mit Zwischenverstärkern ausgestatteten Systems durch Anwendung wirksamerer
Kopplungsmittel zwischen den Zwischenverstärkern und der Leitung zu verbessern.
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Bei einem gegebenen System und einem für die Übertragung gegebenen
Frequenzband ist der kleinste zulässige Pegel, auf den das Signal absinken darf,
und damit auch der Abstand der Zwischenverstärker für eine Leitung mit gegebener
frequenzabhängiger Gesamtdämpfung durch den Rauschpegel des Systems festgelegt.
Das Rauschen kann zwischen den Zwischenverstärkern oder in den Zwischenverstärkern
selbst entstehen oder in das System eindringen. Im folgenden wird angenommen, daß
die Zwischenverstärker mit stabilisierter negativer Rückkopplung ausgeführt sind.
Um das in den Zwischenverstärkern entstehende Rauschen zu vermindern und andere
der Gegenkopplung eigentümliche Vorteile auszunutzen, ist es zweckmäßig, einen hohen
Gegenkopplungsgrad anzuwenden. Das Problem des Rauschens wird noch eingehender behandelt
werden; an dieser Stelle sei nur vermerkt, daß die Übertragerkreise nach der Erfindung
eine volle Ausnutzung der Gegenkopplung und der ihr eigentümlichen Vorteile gestatten.
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Zahlreiche Entzerrerschaltungen wirken in der Weise, daß sie den Gesamtpegel
des Signals auf den Pegelwert der schwächsten Komponente herabsetzen,
was
sich auf das Störspannungsverhältnis ungünstig auswirkt. Bei der vorliegenden Erfindung
wird demgegenüber die Entzerrung ohne Energieverluste erreicht und dementsprechend
das Störspannungsverhältnis verbessert.
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Obwohl die Erfindung eine allgemeinere Anwendung erlaubt, soll sie
im folgenden in Verbindung mit einem Übertragungssystem mit koaxialer Leitung für
Wellen erläutert werden, deren Frequenzen ein breites, in einem typischen Beispiel
bis zu 2 MHz und in einem zweiten typischen Beispiel bis 3 MHz reichendes Frequenzband
ausfüllen. Ebenfalls zum Zweck der Erläuterung sei angenommen, daß das bis 2 MHz
reichende Frequenzband für eine Trägertelephonübertragung mit mehreren Kanälen und
das bis 3 MHz reichende Frequenzband für eine Fernsehübertragung bestimmt sind.
Die Erfindung geht von einer Anordnung zur Breitbandübertragung mit einem Zwischenverstärker
an jedem Ende einer zwischen zwei Abschnitten liegenden Leitung aus, deren Dämpfung
innerhalb des Bandes veränderlich ist, wobei jeder Zwischenverstärker einen stabilisierten
negativen Rückkopplungsweg und Mittel zur Kopplung des Ein-bzw. Ausgangskreises
mit der Leitung aufweist und die Kopplungsmittel je einen Übertrager mit einem von
i abweichenden Übersetzungsverhältnis umfassen, dessen niederohmige Seite an die
Leitung angeschlossen ist, während die hochohmige Seite mit dem zugehörigen Zwischenverstärker
verbunden ist und in einer Kapazität endigt, die als Reihenkapazität im Rückkopplungsweg
des zugeordneten Zwischenverstärkers liegt. Die Erfindung besteht darin, daß der
Übertrager des Kopplungsmittels zwischen dem Zwischenverstärker und der Leitung
an dem einen Ende des Leitungsabschnittes und der Übertrager des Kopplungsmittels
zwischen der Leitung und dem Zwischenverstärkeram anderen Ende diesesAbschnittes
für einen zu bezeichnenden Bandbereich derart geneigte, d. h. im Wert mit der Frequenz
zunehmende oder abnehmende Verstärkungscharakteristiken aufweisen, daß die Übertragungscharakteristik
von der Ausgangselektrode des erstgenannten Zwischenverstärkers zur Eingangselektrode
des letztgenannten Zwischenverstärkers im wesentlichen flach verläuft, d. h. daß
ihr Wert im wesentlichen frequenzunabhängig ist.
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Es empfiehlt sich, der Reihenkapazität einen bestimmten Wert zu geben,
der sowohl hinsichtlich der Phasencharakteristik des entsprechenden Zwischenverstärkers
im Bereich des Kennlinienknicks der Hochfrequenzverstärkung als auch hinsichtlich
der Spannungsübertragung zwischen dem Zwischenverstärker und der Leitung in dem
bezeichnenden Bandbereich im wesentlichen optimal gewählt ist. Zweckmäßigerweise
und gegebenenfalls in Ergänzung der Reihenkapazität kann man im Ein- und Ausgang
jedes Zwischenverstärkers eine Querkapazität zur Wirkung kommen lassen, wobei das
Verhältnis zwischen der Reihenkapazität und der Querkapazität zwischen 1,2 und 2
liegt.
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Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung sollen die Kopplungsmittel
am Ein- und Ausgang eines jeden Zwischenverstärkers eine Dämpfungscharakteristik
aufweisen, die steil auf einen hohen Wert unmittelbar oberhalb des Bandes ansteigt
und sodann bei höheren Frequenzen asymptotisch auf einen im wesentlichen konstanten
Wert abfällt, derart, daß diese Kopplungsmittel den Hauptanteil zu der scharfen
Selektivität in der Nähe der oberen Grenzfrequenz des Bandes beitragen, die für
eine ideale,uß-Charakteristik des Zwischenverstärkers erforderlich ist.
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Schließlich ist es vorteilhaft, daß sowohl die äußere Verstärkungscharakteristik
als auch die Lautstärkeleistungskurve innerhalb des Bandes im wesentlichen die gleiche
Form aufweist und wenigstens im oberen Frequenzbereich des Bandes konform mit der
Leitungscharakteristik verläuft.
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Die Erfindung soll zum besseren Verständnis an Hand der Zeichnung
näher erläutert werden.
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Fig. i ist ein vereinfachtes Schaltungsschema eines stabilisierten,
gegengekoppelten Zwischenverstärkers mit Ein- und Ausgangsübertragerkreisen nach
der Erfindung; Fig. 2 zeigt in Blockschaltung einen vollständigen Übertragerabschnitt,
an Hand dessen die typischen Rauschbedingungen erläutert werden sollen; Fig. 3 bis
6 stellen Kurven dar, welche geeignete Charakteristiken der Zwischenverstärker und
der Übertragerkreise nach der Erfindung wiedergeben; Fig. 7 ist ein Ersatzschaltbild,
das zur Definition der an den Übertragerkreis angeschlossenen Impedanzen dient;
Fig. 8 und 9 zeigen charakteristische Kurven, auf die in der Beschreibung Bezug
genommen wird; Fig. io bis 1q. zeigen verschiedene Formen einer bestimmten Wirkwiderstandscharakteristik,
die für Bemessungszwecke verwendet wird; Fig. 15 und 16 stellen Kurven dar,
welche den Zusammenhang zwischen Frequenz und Wirk- oder Blindwiderstand erkennen
lassen; Fig. 17 bis 2o sind schematische Einzelschaltbilder von Übertragerkreisen,
welche der Erfindung gemäß bemessen sind; Fig.2i bis 25, zeigen verschiedene Übertragungscharakteristiken
in Abhängigkeit von der Frequenz. In einem Wellenübertragungssystem gibt es vier
Hauptursachen für das Rauschen, nämlich i. äußere Störungen, 2. Kreuzmodulation
und Übersprechen zwischen den Kanälen, 3. durch thermische Einflüsse bedingtes Widerstandsrauschen
und q.. das Röhrenrauschen. Die Erfindung befaßt sich unmittelbar nur mit den drei
letztgenannten Rauschursachen. Die äußeren Störungen können durch Abschirmung der
beeinflußten Teile vermieden werden. Eine Modulation kann durch Rückkopplung theoretisch
auf ein beliebiges gewünschtes Ausmaß und praktisch auf ein durch die Röhre begrenztes
Ausmaß vermindert werden, so daß irgendwelche Schaltelemente, die in die Bemessung
des Verstärkers eingehen, die maximale Ausnutzung der Rückkopplung nicht beschränken,
wenn die Modulation so niedrig wie möglich gemacht werden soll. Gegen das Widerstandsrauschen
kann im allgemeinen nichts unternommen werden, außer daß man es vermeidet, dieses
durch Einschaltung nicht erforderlicher Widerstände zu erhöhen. Der
Einfluß
des Röhrenrauschens kann durch möglichst starke Anhebung des Signalpegels über das
Röhrenrauschen vermindert werden.
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Dämpfungsausgleicher, die von ungleichen Dämpfungsverlusten innerhalb
des Frequenzbandes abhängig sind, erhöhen das gesamte Widerstandsrauschen. Bisher
hat man sich vorgestellt, daß im Falle von Verstärkern ohne Rückkopplung durch Anwendung
von Übertragern zur Kopplung der Leitung mit den Zwischenverstärkern eine Entzerrung
ohne Erhöhung des Widerstandsrauschens möglich ist; beispielsweise ist es bekannt,
die Induktivität des Eingangsübertragers mit der Eingangskapazität einer Röhre auf
eine Frequenz abzustimmen, die oberhalb der oberen Grenzfrequenz des Bandes liegt,
so daß man einen Eingangskreis erhält, in dem die dem Gitter der Röhre zugeführte
Spannung ipnerhalb des Bandes mit der Frequenz anwächst.
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Wenn versucht wird, dieses Verfahren im Falle eines rückgekoppelten
Verstärkers anzuwenden, dann tritt ein komplizierteres Problem auf. In diesem Falle
muß die Kopplungseinrichtung drei Anforderungen erfüllen: i. Die Einrichtung muß
eine Übertragungsfrequenzcharakteristik aufweisen, die sich zur vollständigen oder
teilweisen Entzerrung der Leitung eignet. 2. Die Einrichtung muß zu den Bemessungsanforderungen
der Rückkopplungsschleife des Verstärkers passen, da sie einen Teil dieser Schleife
bildet und deren Eigenschaften beeinflußt; das ist für die Erzielung der maximal
möglichen Rückkopplung und der damit verbundenen Vorteile wichtig. 3. Die Eingangskopplung
muß die Spannung von der Leitung zum Gitter sehr wirksam heraufsetzen um das Röhrenrauschen
in günstigster Weise zu überwinden, und die Ausgangskopplung muß für die Leistungsübertragung
vom Anodenkreis auf die Leitung sehr wirksam sein, damit das durch alle Quellen
verursachte Rauschen in günstigster Weise überwunden wird.
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Bei der Betrachtung der Eigenschaften von rückgekoppelten Verstärkern
ist es üblich, mit y den Spannungsübertragungsfaktor des Vorwärts- oder Verstärkungsweges
und mit ß den Spannungsübertragungsfaktor des Rückwärts- oder Rückkopplungsweges
zu bezeichnen. Es ist daher ,u gewöhnlich größer und ß kleiner als i. Das Produkt
,u ß bezeichnet dann den Spannungsübertragungsfaktor, der einem einmaligen Durchlauf
durch die gesamte, den Vorwärts- und Rückwärtsweg umfassende Rückkopplungsschleife
entspricht. Um eine hohe Stabilität und eine starke Verminderung von Modulationseffekten
zu erreichen, wird das Produkt ,u ß im Vergleich zu i sehr groß gemacht. Bekanntlich
ist die tatsächlich wirksame Verstärkung, die mit einem rückgekoppelten Verstärker
bei Einschaltung desselben zwischen zwei Leitungsabschnitten erreicht wird, nicht
so groß wie die durch ,u festgelegte Verstärkung im vorwärts gerichteten Verstärkungsweg,
sondern wird praktisch durch den Wert i/ß bestimmt, sofern ,u ß groß im Vergleich
zu i ist. Der Einfachheit halber werden die Vorwärts- und Rückwärtswege häufig als
fc-Kreis bzw. ß-Kreis bezeichnet, undy ß wird oft zur Bezeichnung der Verstärkung
rund um die Rückkopplungsschleife verwendet und als Gesamtrückkopplung bezeichnet.
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Um Mißverständnisse zu vermeiden, soll der vollständige rückgekoppelte
Verstärker mit dem Vorwärts- und dem Rückwärtsweg mit Zwischenverstärker bezeichnet
werden, zum Unterschied von dem Verstärker, der nur aus dem Vorwärtsweg besteht;
die tatsächlich wirksame Verstärkung, die bei Einschaltung des vollständigen rückgekoppelten
Verstärkers an einem Punkt des Übertragungskreises erhalten wird, wird Zwischenverstärkung
genannt.
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In Fig. i ist eine vereinfachte Schaltskizze einer erfindungsgemäßen
Anordnung dargestellt. Sie zeigt einen Zwischenverstärker, der einen ,u-Kreis mit
drei Verstärkerröhren i, 2, 3 und zwischen den Röhrenstufen liegenden Netzwerken
N1, N2 sowie einen ß-Kreis mit der Rückkopplungsimpedanz 5 aufweist, welche den
Wert Z ß hat. Zur beiderseitigen Verbindung des Zwischenverstärkers mit den Leitungsabschnitten
sind Eingangs- und Ausgangsübertrager T1 und TZ vorgesehen. Diese Übertrager sind
mit Kapazitäten C2 bzw. C4 versehen, welche an deren hochohmige Wicklung angeschlossen
sind. Die Kapazitäten Cl und C3 stellen die Eingangskapazität der Röhre i bzw. die
Ausgangskapazität der Röhre 3 dar. Die Kapazitäten C2 und C4 stellen die Gesamtkapazität
dar, die an der betreffenden Übertragerwicklung wirksam ist, und setzen sich aus
der äquivalenten Eigenkapazität der Wicklung, den Streukapazitäten der Verdrahtung
usw. sowie durch die Kapazität eines etwaigen wirklich über die Transformatorwicklung
angeschlossenen Kondensators zusammen. Die Rückkopplungsimpedanz Z ß kann der Einfachheit
halber als rein ohmisch angenommen werden und wird praktisch zweckmäßig veränderbar
ausgeführt, um beispielsweise eine Verstärkungsregelung des Zwischenverstärkers
zwecks Kompensation der Temperaturbeeinflussung der Leitungsdämpfung zu ermöglichen.
Die Röhren i, 2 und 3 sind der Einfachheit halber als Trioden dargestellt, doch
können selbstverständlich hier auch Pentoden oder andere geeignete Röhren mit den
zugehörigen Hilfseinrichtungen verwendet werden.
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Die Übertrager T1 und T2 bilden Teile der Ein-und Ausgangsübertragungskreise,
welche die Leitungsenden mit dem Zwischenverstärker verbinden. Bei diesen Übertragungskreisen
ist zu unterstellen, daß sie sämtliche Elemente umfassen, welche zwischen den Leitungsausgangsklemmen
f, g und den Verstärkereingangsklemmen a, b sowie den Verstärkerausgangsklemmen
d, e und den Leitungseingangsklemmen h, k angeordnet sind. Wie später noch
gezeigt werden soll, können die Übertragungskreise zusätzlich zu den in Fig. i dargestellten
noch weitere Schaltelemente enthalten.
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Zur Erläuterung ist es zweckmäßig, die Übertragerkreise je nach der
betrachteten besonderen Funktion derselben nach zwei verschiedenen Gesichtspunkten
zu untersuchen. Zunächst arbeitet jeder Kreis als Übertragungsvierpolnetzwerk, das
zur Kopplung der Leitung mit dem Zwischenverstärker dient und dessen Kennlinie so
gestaltet wird, daß ein teilweiser oder vollständiger Ausgleich der Leitungsdämpfung
besteht.
In diesem Falle werden die Übertragerkreise nicht als Teile
der Zwischenverstärkerschaltung angesehen; bei Berücksichtigung der Verstärkung
wird der Zwischenverstärker so angesehen, daß er denjenigen Teil der Schaltung nach
Fig. i umfaßt, welcher zwischen den Klemmenpaaren a, b und d, e
liegt.
Zweitens arbeitet die hochohmige Seite eines jeden Übertragerkreises als Zweipolimpedanz
Z. oder Z, die in Serie mit dem ß-Kreis geschaltet ist, der sonst unvollständig
wäre. Bei Untersuchung der Rückkopplungswirkungen müssen daher die als Zweipolimpedanzen
betrachteten Übertragerkreise als Teile des Zwischenverstärkers angesehen werden.
Wenn es zunächst auch den Anschein hat, daß diese beiden einander widersprechenden
Betrachtungsarten der Übertragerkreise zu einer Verwirrung Anlaß sein könnten, so
wird man aus den folgenden Erklärungen doch erkennen, daß diese beiden Gedankengänge
zufriedenstellend auseinandergehalten werden können. Betrachtung der Übertragerkreise
als Vierpolnetzwerke Wenn man die Übertragerkreise als Übertragungsvierpolnetzwerke
zur Kopplung der Leitungen mit dem Zwischenverstärker ansieht, dann müssen zwei
verschiedene Faktoren in Betracht gezogen werden. Der erste Faktor betrifft die
Entzerrfunktion und der zweite bezieht sich auf das Erfordernis, daß die zwischen
Gitter und Kathode der Röhre i in Fig. i aufgedrückte Spannung so groß wie möglich
sein soll, damit der Signalpegel möglichst hoch über den Rauschpegel angehoben wird.
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Bei der Betrachtung des erstgenannten Faktors ist zu beachten, daß
Z ß im Vergleich zur Impedanz der Kapazität vernachlässigbar klein ist und daß daher
die Eingangsimpedanz des Zwischenverstärkers an den Punkten ca, b im wesentlichen
gleich der Impedanz von Cl ist, multipliziert mit dem Faktor (i + la ß), wenn die
Rückkopplung wirkt. Da Cl sehr klein und (i -I-la ß) sehr groß ist, ergibt
sich an den Punkten a, b eine extrem hohe Eingangsimpedanz, die praktisch
als unendlich hoch angesehen werden kann. Bei Betrachtung der Kopplungswirkung des
Eingangsübertragerkreises muß man daher annehmen, daß dieser auf eine unendlich
hohe Impedanz wirkt. Dieser Umstand befähigt den Übertragerkreis zu einer Übertragungsverstärkung,
da die Spannung auf der Ausgangsseite durch Vergrößerung des Übersetzungsverhältnisses
im Übertrager T, (theoretisch in beliebigem Ausmaß) erhöht werden kann, weil im
Verstärkereingangkein merklicher Leistungsverbrauch auftritt. In der Praxis wird
jedoch die Spannungsübersetzung nach oben durch andere Überlegungen begrenzt. Wie
noch erläutert werden soll, kann bei entsprechendem Aufbau erreicht werden, daß
sich die Spannungserhöhung mit der Frequenz derart ändert, daß das gewünschte Ausmaß
von Ausgleich der Leitungsdämpfung erreicht wird; dieser Ausgleich wird nicht durch
Einführung von Leistungsverlusten, sondern durch frequenzabhängige Änderung der
Spannungsverstärkung mit Mitteln erhalten, die keine Wirkwiderstände enthalten.
Im Falle des zweiten obenerwähnten Faktors hängt die tatsächliche Spannung, die
zwischen Gitter und Kathode der Röhre i in Fig. i auftritt, von der Impedanz der
Kapazität Cl ab. Die genaue Wirkung dieser Kapazität läßt sich in folgender Weise
erkennen Es seien Z1 und Z, die Impedanzen, die an den Punkten a, b in Fig.
i in entgegengesetzten Richtungen wirksam sind. Es entspricht dann Z1 im wesentlichen
der Impedanz von Cl, und Z2 wird durch die Impedanz des Übertragers T1 gebildet,
der im Nebenschluß C2 enthält und an seiner niederohmigen Seite durch die Leitungsimpedanz
abgeschlossen ist. Wenn mit E das in Z_, wirksame Signal EMK bezeichnet wird, dann
läßt sich leicht erkennen, daß die Spannung V zwischen Gitter und Kathode der Röhre
i den Wert
hat, sofern die Rückkopplung wirksam ist, wobei Z ß im Vergleich zu Z1 und ZZ vernachlässigt
wurde. Es ist daher V proportional E multipliziert mit dem Faktor
mit anderen Worten: V ist proportional der auf der hochohmigen Seite des Eingangsübertragerkreises
auftretenden Spannung, wenn dieser auf eine Impedanz Z1 anstatt auf eine unendlich
hohe Impedanz wirkt. Wenn man also die entzerrenden Eigenschaften des Eingangsübertragerkreises
betrachret, muß dieser auf der hochohmigen Seite als offener Kreis angenommen werden;
betrachtet man hingegen die tatsächlich am Gitter der Röhre i auftretende Spannung,
dann muß angenommen «>erden, daß er mit der Kapazität Cl abschließt.
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Bei der bisherigen Untersuchung wurde angenommen, daß ,ca die Verstärkung
bei ungerader Stufenzahl darstellt und daher mit einem Minuszeichen versehen werden
muß, weil eine Phasendrehung von 18o° vorliegt; ß ist hingegen von Natur aus negativ,
da es sich um negative Rückkopplung handelt.
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Ähnliche Überlegungen gelten für den Ausgangsübertragerkreis. Da die
Röhrenkapazität C3 gering ist und ihre Impedanz durch die Rückkopplung noch erhöht
wird, ist die Impedanz an den Punkten d, e in Richtung nach links so groß, daß der
Ausgangsübertragerkreis als offener Kreis anzusehen ist, soweit seine Übertragercharakteristik
als Vierpolnetzwerk in Frage kommt. Betrachtet man hingegen die Leistungsübertragung
von Anode und Kathode der Röhre 3 auf die Leitung, dann muß der Einfiuß der Kapazität
C3 berücksichtigt werden, und der Übertragerkreis ist daher als mit der Kapazität
C3 abgeschlossen anzusehen.
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Um eine gute Wirksamkeit und ein günstiges Störspannungsverhältnis
zu erhalten, ist die Bemessung derart zu treffen, daß maximale Energieübertragung
von der Anode der Röhre 3 auf die Ausgangsleitung stattfindet. In der Praxis sind
die Impedanzverhältnisse derart, daß die beiden Übertragerkreise übereinstimmend
ausgelegt werden können.
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In den folgenden Erklärungen wird häufig auf verschiedenartige Übertragungscharakteristiken
hingewiesen,
deren Verständnis dadurch erleichtert wird, daß vorweg
Definitionen für die Bedeutung der verschiedenen verwendeten Ausdrücke gegeben werden.
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Der Ausdruck Übertragungscharakteristik oder einfach Charakteristik
wird für die frequenzabhängige Änderung irgendeiner Übertragungsgröße verwendet,
die noch genauer zu erläutern ist; eine Charakteristik wird als flach angesehen,
wenn der Wert dieser Größe frequenzunabhängig ist. In analoger Weise wird eine Charakteristik
als geneigt bezeichnet, wenn die betreffende Größe im wesentlichen kontinuierlich
mit der Frequenz zu- oder abnimmt.
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Das Übertragungsäquivalent zwischen zwei Punkten eines Übertragungssystems
bezeichnet diejenige Änderung im Leistungspegel des Signals (gemessen in Dezibel
oder Neper) bei einer beliebigen gegebenen Frequenz, welche an der Ausgangsstelle
auftreten würde, wenn man die gesamte Leitung mit allen Verstärkern und anderen
Geräten zwischen diesen beiden Punkten herausnähme. Dieses Äquivalent ist eine Verstärkung,
wenn die Pegeländerung negativ ist, und ein Verlust, wenn die Pegeländerung positiv
ist. Der Ausdruck Übertragungsäquivalent soll allgemein zur Bezeichnung einer Verstärkung
oder eines Verlustes in jenen Fällen verwendet werden, wo beides möglich ist; die
Ausdrücke Verstärkung oder Verlust sollen hingegen dann benutzt werden, wenn es
sich eindeutig nur um den einen oder den anderen handelt.
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Die beispielsweise durch einen Übertragerkreis bewirkte Spannungsverstärkung
ist in Dezibel ausgedrückt das Zwanzigfache des gewöhnlichen Logarithmus von dem
Verhältnis der Ausgangsspannung zur Eingangsspannung oder in Neper ausgedrückt gleich
dem natürlichen Logarithmus dieses Verhältnisses.
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Die y ß-Verstärkung rund um die Rückkopplungsschleife ist ebenfalls
eine Spannungsverstärkung und wird in Dezibel als der zwanzigfache gewöhnliche Logarithmus
und in Neper einfach als natürlicher Logarithmus von li ß angegeben.
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Einige . andere Spezialfälle von Übertragungscharakteristiken werden
später definiert, sobald sich die Notwendigkeit dazu ergibt.
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Das an Hand der Fig. z erläuterte Problem kann mit Hilfe der vereinfachten
Skizze nach Fig. 2 genauer herausgestellt werden. Fig.2 zeigt die Ausgangsröhre
zo eines Zwischenverstärkers, der mit Hilfe eines Ausgangsübertragers TZ an den
Leitungsabschnitt angekoppelt ist, der zum nächsten Zwischenverstärker führt und
dort mit Hilfe des Eingangsübertragers T1 an die Eingangsröhre zi dieses Zwischenverstärkers
angekoppelt ist. Bei Fig. 2 ist angenommen, daß die Kapazitäten Cl bzw. C3 der Ein-
und Ausgangsröhren den gleichen Wert Co haben, daß die Übertrager T, und T, miteinander
übereinstimmen und daß die Kapazitäten C4 und C2 den gleichen Wert C haben. Die
Ein- und Ausgangsübertragerkreise TCl und TCZ umfassen alle Schaltelemente zwischen
den Punkten G und E bzw. zwischen den Punkten B und H. Es ist angenommen,
daß das Röhrenrauschen stärker hervor- , tritt als das Widerstandsrauschen und daß
die Ausgangsröhre mit größtem Wirkungsgrad arbeitet, wenn der Signalpegel bei A
für alle Kanäle gleich ist. Da das Röhrenrauschen an dem Gitter D eines nachfolgenden
Zwischenverstärkers bei allen Frequenzen im wesentlichen gleich groß ist, so wird
die günstigste Bemessung offenbar dann vorliegen, wenn die Charakteristik des Übertragungsäquivalents
vom Punkt A zum Punkt D unter Einschluß der dazwischenliegenden, mit
L bezeichneten Leitung nebst zugehöriger Geräte über das Betriebsfrequenzband flach
verläuft und der Pegel im Punkt D so hoch wie möglich ist. Diese letztere Bedingung
wird so lange erfüllt, wie die Leitungsdämpfung nicht durch Einschaltung von Leistungsverlust
bewirkenden Entzerrungsmitteln oder auf, andere Weise erhöht wird. Die Charakteristik
des Übertragungsäquivalents des gesamten Systems einschließlich der Leitung und
der Zwischenverstärker muß jedoch ebenfalls innerhalb des Frequenzbandes flach sein.
Da angenommen wurde, daß der Verlust im ß-Kreis des Zwischenverstärkers und damit
auch die Zwischenverstärkung im wesentlichen frequenzunabhängig sind, so ergibt
sich daraus, daß der gesamte Ausgleich der Leitungsdämpfung vorzugsweise in den
Übertragerkreisen erfolgen soll. Es soll daher die Charakteristik des Übertragungsäquivalents
von E bis B ebenfalls flach sein. In diesem Falle gleicht jeder der Übertragerkreise
die Hälfte der Leitungsdämpfung aus.
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Da jedoch die- Übertragerkreise auch andere Anforderungen erfüllen
müssen, die später noch erläutert werden, ist es praktisch gewöhnlich nicht möglich,
die gesamte Leitungsdämpfung auf diese Weise auszugleichen. Es ist vielmehr erforderlich,
den Ausgleich in gewissem Ausmaß mit Hilfe üblicher Entzerrer herzustellen.
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Wenn das Widerstandsrauschen vorherrscht, dann werden die Beziehungen,
die in einem idealen System vorhanden sein sollten, dadurch erhalten, daß man das
End-Störspannungsverhältnis nicht am Punkt D, sondern am Punkt G berechnet. Der
Grund hierfür liegt darin, daß der Eingangsübertragerkreis im wesentlichen verlustlos
arbeitet, so daß hinter dem Punkt G kein Rauschanteil mehr auftritt, und daß der
Wirkwiderstand, der durch die Leitung selbst gebildet wird, und damit auch das Widerstandsrauschen
hier für alle Kanäle gleich sind.
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Da die Signalpegel im Punkt A, wie bereits angegeben, für alle Kanäle
gleichen Wert haben sollen; so wird das günstigste Störspannungsverhältnis durch
solche Bemessung der Ausgleichsanordnungen erhalten, daß die Charakteristik des
Übertragungsäquivalents von A bis G flach verläuft.
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Bei der weiteren Erläuterung werden die für den ersten Fall, d. h.
für das Vorherrschen des Röhrenrauschens, geltenden Bedingungen als typisch zugrunde
gelegt. Es kann jedoch vorkommen, daß man sich den für den zweiten Fall, d. h. für
das Vorherrschen des Widerstandsrauschens, geltenden Bedingungen stärker nähert;
die Erfindung ist auf diesen Fall ebensogut wie auf andere Fälle anwendbar. Auf
den zweiten Fall wird am Ende der Beschreibung zurückgekommen werden, wo einige
allgemeine Feststellungen hinsichtlich der unter solchen Bedingungen
anwendbaren
Lösungsmöglichkeiten getroffen werden. , Betrachtung der Übertragerkreise als Zweipolnetzwerke
Nun sollen die Anforderungen an die Übertragerkreise bei Betrachtung derselben als
Zweipolimpedanzen, die mit dem ß-Kreis in Reihe liegen, untersucht werden.
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Eines dieser Probleme, das bei Verwendung hoher Werte für ,u ß auftritt,
besteht in der Sicherstellung der Stabilität des Zwischenverstärkers. Dazu ist es
erforderlich, die ,ci- und ß-Kreise so zu bemessen, daß die Verstärkung und die
Phasendrehung, die einem Durchlauf durch die fi. ß-Schleife entsprechen, in solcher
Beziehung zueinander stehen, daß die Pfeifgefahr vermieden ist. Bei sehr hohen Frequenzen;
die oberhalb der oberen Grenzfrequenz des Betriebsbandes liegen, verlieren die Röhren
in definierter Weise ihre Verstärkereigenschaft, und die Phasendrehung wird dann
hauptsächlich durch die Nebenschlußimpedanzen bestimmt, die schließlich zu Kapazitäten
degenerieren. Durch geeignete Bemessung der Rückkopplungsschleife ist es möglich,
die Änderungen von Verstärkungsgrad und Phasendrehung bei sehr hohen Frequen4en
derart zu beeinflussen, daß die Pfeifneigung bis zu höheren Werten von p ß, als
sie früher benutzt wurden, vermieden wird.
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In Fig. i sind Z1 und Z3, wie angedeutet, die Impedanzen der Kapazitäten
C, und C3; Z2 und Z4 sind die Impedanzen, welche an den Anschlüssen der hochohmigen
Wicklung von T1 bzw. T2 gemessen werden, zu denen die Kapazitäten C2 bzw. C4 parallel
geschaltet sind, während die niederohmigen Wicklungen in beiden Fällen als mit der
Leitung verbunden und die Übertrager als von den Zwischenverstärkern bei a, b bzw.
e, d abgetrennt zu denken sind. Bezeichnet man den Anodenstrom der Röhre
3 mit I, dann ist der Teil des Anodenstroms, der tatsächlich über die Rückkopplungsimpedanz
fließt, gegeben durch
und die Spannung an die Rückkopplungsimpedanz Z ß beträgt einfach
Man erkennt daher, daß der zwischen Gitter und Kathode der Röhre i wirksame Teil
der rückgekoppelten Spannung unter der Annahme, daß Z ß im Vergleich zu allen anderen
Z-Werten vernachlässigbar ist, folgenden Wert hat:
Die beiden Faktoren
lassen erkennen, in welcher Weise die theoretische Rückkopplung I Z ß durch
die Übertragerein- und; -ausgangskreise beeinflußt wird. In der gegenwärtigen Praxis
stimmen diese Kreise ungefähr überein, so daß die beiden Faktoren im wesentlichen
als gleich angesehen werden können.
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Diese Faktoren enthalten die Impedanzen ZZ und Z4 der Übertragerein-
und -ausgangskreise und hängen daher von der Bemessung der Übertrager ab. Für die
tatsächliche Ausführung der betrachteten Übertrager sind diese Impedanzen viel stärker
veränderliche Funktionen der Frequenz, als dies bei Übertragern unter gewöhnlichen
Umständen der Fall ist, und die Einflußnahme der beiden Faktoren auf die ,cc ß-Verstärkungscharakteristik
der Rückkopplungsschleife ist dementsprechend kompliziert. Für die Bemessung wird
das Hauptkriterium des Einflusses der Übertragerkreise auf die Änderung des Rückkopplungskreises
durch die endgültigen oder asymptotischen Werte bestimmt, auf welche die beiden
Faktoren bei extrem hohen Frequenzen absinken. Bei sehr hohen Frequenzen reduzieren
sich nun die Impedanzen ZZ und Z4 einfach auf die Blindwiderstände der Kapazitäten
C2 und C4. Die Faktoren nehmen daher die Werte
an. Nach den Grundsätzen für die Verstärkerbemessung wird der Maximalwert der bei
dem vollständigen Verstärker erzielbaren Rückkopplung, d. h. der :Maximalwert von
,u ß, durch das asymptotische Verhalten der Rückkopplungsschleife bei sehr hohen
Frequenzen festgelegt. Es wird später noch gezeigt, daß der erste Schritt bei der
Bemessung der Übertragerkreise darin besteht, für C2 und C4 so große Werte zu wählen,
wie dies mit den anderen Anforderungen vereinbar ist, damit die asymptotischen Charakteristiken
möglichst günstig ausfallen.
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Die Fig. 3 und 4, zeigen geeignete Charakteristiken für die Faktoren
die gleich groß angenommen sind. Diese Faktoren führen in den -ß-Kreis eine Dämpfung
0 und einen Phasenwinkel 0 ein, die gegeben sind durch
In den Fig. 3 und 4 sind die Werte 0 und 0 über dem Logarithmus Frequenz aufgetragen.
In Fig. 3 bedeutet % den 2 -n-fachen Wert der oberen Grenzfrequenz des Betriebsfrequenzbandes.
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Im ausgenutzten Übertragungsband unterhalb von ceo ist 0 im wesentlichen
konstant und fast Null. Dieses Verhalten wird, wie eine spätere Erläuterung zeigt,
durch die übrigen Anforderungen an die Übertragerkreise bedingt, ist jedoch auch
für Rückkopplungszwecke von Wert, da in diesem Bereich gewöhnlich ein nahezu konstanter
Wert von ß erwünscht ist. Oberhalb des Übertragungsbandes wächst hingegen 0 ziemlich
steil auf einen hohen Wert an und fällt dann wieder bei sehr hohen Frequenzen asymptotisch
auf einen konstanten Wert ab. Dieser Teil der Charakteristik wird zur Erzielung
der
scharfen Selektivität in der Nähe der Grenzfrequenz des Bandes
ausgenutzt, die für eine ideale ,u ß-Verstärkungscharakteristik erforderlich ist.
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Die Fig. 5 und 6 zeigen die in den Fig; 3 und q. dargestellten Kurven
(mit I bezeichnet) zusammen mit Kurven (mit II bezeichnet), welche die ideale ,fi
ß-Verstärkungscharakteristik wiedergeben, die für den Zwischenverstärker erwünscht
ist. Die Kurven 1I bedeuten die Verstärkung O und die Phasendrehung nach folgender
Definition: 0 + 9 0 = log, 11 ß .
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Es ist erkennbar, daß, da 0 nunmehr eine Verstärkung und nicht mehr
eine Dämpfung ist, die Kurve nach 3 in Fig. 5 mit umgekehrtem Zeichen wiedergegeben
ist.
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Die Kurven - III in den Fig. 5 und 6 stellen die Differenzbeträge
zwischen den Kurven I und II dar und bedeuten somit diejenige Charakteristik, die
durch andere Mittel eingeführt werden muß. Für diesen Zweck werden die Netzwerke
Ni und N2 verwendet, die zwischen den einzelnen Stufen im ,u-Kreis nach Fig. i eingeschaltet
und so bemessen sind, daß sie einen gemäß den Kurven III veränderlichen Verlauf
von ,u. bewirken. Diese Netzwerke können verhältnismäßig einfachen Aufbau ohne scharfe
Resonanzen aufweisen, weil die Teile mit ausgeprägter Selektivität in den ,u ß-Charakteristiken
II, bereits durch die Übertragerkreise gebildet werden. Es sei an dieser Stelle
vermerkt, daß trotz der Beeinflussung von ,u durch die Netzwerke N1 und N2 die Zwischenverstärkung
nicht merklich beeinträchtigt wird, weil diese von ß abhängt und dieser Wert, wie
bereits erwähnt, innerhalb des Betriebsfrequenzbandes praktisch frequenzunabhängig
ist.
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Wenn die von den Impedanzen Z2 und Z4 in die Rückkopplungsschleife
eingeführte Dämpfung 0 innerhalb des Betriebsfrequenzbandes klein sein soll, dann
muß selbstverständlich jeder der Faktoren
nahezu gleich i sein; mit anderen Worten müssen -ZZ und Z4 klein sein. Daraus folgt,
daß C2 und C4 hinreichend groß bemessen werden müssen, damit 0 keine unzulässige
Begrenzung der ,u ß-Verstärkung bewirkt. Außerdem müssen C2 und C4 so gewählt werden,
daß sie zusammen mit der Übertragerimpedanz unmittelbar oberhalb des Bandes ein
starkes Anwachsen von 0 bewirken. Dieses sind die wichtigsten Überlegungen hinsichtlich
der in der Rückkopplungsschleife auftretenden Wirkungen.
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Die oben auseinandergesetzten drei Anforderungen, welche der Übertragerkreis
erfüllen muß, können nach den vorhergehenden Überlegungen unter der Annahme, dä.ß
das Röhrenrauschen vorherrscht, etwas genauer festgestellt werden. Betrachtet man
den Übertragerkreis als Zweipolimpedanz, die in Reihen-Schaltung in der Rückkopplungsschleife
liegt, dann muß dieser im wesentlichen diejenige .Impedanzcharakteristik aufweisen,
die in Verbindung mit den in den Fig.3 bis 6 dargestellten Kurven erläutert wurde.
Als Übertragungsvierpol, der an der niederohmigen Seite an die Leitung angeschlossen
und` an der hochohmigen Seite offen ist, muß er ein Spannungsverhältnis hervorrufen,
das sich innerhalb des Bandes derart ändert, daß der gewünschte Grad von Entzerrung
erzielt wird. Ferner muß der Übertragerkreis die höchste mögliche Spannung auf der
Ausgangsseite bei Abschluß mit der Kapazität Co hervorrufen, so daß der Signalpegel
am Gitter der Röhre i im vorgeschriebenen Frequenzband so hoch wie möglich ist.
Es ist zweckmäßig, ,die Spannungsverstärkungskurve des Übertragerkreises als äußere
Verstärkungskurve zu bezeichnen, wenn der Übertragerkreis auf der hochohmigen Seite
als offener Kreis ausgebildet ist und die Spannungsverstärkungskurve des Übertragerkreises,
der in der Kapazität Co endigt, als Lautstärkeleistungskurve zu bezeichnen. Es wurde
bereits oben erwähnt, daß die Eingangsimpedanz des Empfängers an den Punkten
a, b oder d, e in Fig. i im wesentlichen unendlich hoch ist, 'so daß
bei der Bemessung der Übertragerkreise für ihre äußeren Verstärkungskurven der Kreis
jeweils als in den Punkten a, b und d, e abgetrennt angesehen werden
kann. Die Bemessung muß dann so erfolgen, daß bei Vervollständigung des Kreises
an diesen Punkten der Signalpegel am Gitter der Röhre i oder an der Anode der Röhre
3, der durch die Lautstärkeleistungskurve bestimmt ist, so hoch wie möglich ist.
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Fig. 7 zeigt den Übertragereingangskreis TCl nach Fig. 2, welcher
die Kapazität C und das Netzwerk T enthält, das in einigen Fällen einfach aus einem
Übertrager T1 oder T2 bestehen kann, in anderen Fällen aber auch weitere Schaltelemente
umfassen wird. Die Kapazität Co, welche die Eingangskapazität der Röhre bedeutet,
ist in Fig. 7 als Querkapazität zur hochohmigen Seite des Übertragerkreises dargestellt,
welche, wie bereits gesagt, derjenigen Bedingung äquivalent ist, welche für die
Betrachtung der Lautstärkeleistungskurve gilt. Die Impedanz Z = R + yX in Fig.7
bedeutet die Impedanz der hochohmigen Seite des Übertragerkreises bei Anschluß der
niederohmigen Seite an die Leitung. In ähnlicher Weise bedeutet Z, = Ro + fXo die
Impedanz; welche auftritt, wenn zu Z die Querkapazität Co zugeschaltet ist.
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Da der Übertragerkreis keine Wirkwiderstände enthält (außer den kleinen
ohrnischen Widerständen der Übertragerspulen und den unvermeidbaren Verlustwiderständen
der Kondensatoren, die jedoch vernachlässigbar sind), kann man ihn als einen idealen
Übertrager ansehen, dessen Widerstandsübersetzungsverhältnis sich mit der Freqüenz
ändert. Das Spannungsübersetzungsverhältnis beträgt 1/n , so daß die erzeugte Spannungsverstärkung
den Wert logg Yn oder 1/Z logen hat. Bezeichnet man den Wirkanteil der Leitungsimpedanz
mit y, dann hat der Wirkwiderstand R den Wert R = n - r, so daß bei Bekanntsein
von r die Spannungsverstärkung aus R ermittelt werden kann.
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Die voll ausgezogene Linie in Fig. 8 zeigt die Beziehung zwischen
der Frequenz und dem Widerstand n, - r, der über einen idealen Übertrager
mit dem konstanten Widerstandsübersetzungsverhältnis n. betrachteten Leitung, wobei
n. den Wert n bei der obefen
Grenzfrequenz darstellt, die dem Wert
(,)o entspricht. Die unterbrochene Linie zeigt die entsprechende Änderung von R
für den Übertragerkreis. Die beiden Kurven treffen bei coo zusammen, da die Verhältnisse
so gewählt wurden, daß bei diesem Punkt R = zi - r ist. Die Tatsache,
daß die volle ausgezogene Kurve im übrigen oberhalb der unterbrochen dargestellten
Kurve liegt, besagt, daß das Impedanzübersetzungsverhältnis si für den Übertragerkreis
sich mit der Frequenz ändert, und außerdem, daß die entsprechende Spannungsverstärkung
mit abnehmbarer Frequenz kleiner wird. Da die Leitungsdämpfung mit anwachsender
Frequenz größer wird, ändert sich die Spannungsverstärkung dermaßen, daß eine Entzerrung
der Leitung zustande kommt.
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Genau die gleiche Folgerung gilt für die Betrachtung der Erfordernisse
für die Lautstärkeleistung mit dem Unterschied, daß an Stelle des Wertes R der Wert
Ro verwendet werden muß. Selbstverständlich kann eine vollständige Entzerrung für
beide Fälle nur dann erhalten werden, wenn R gleich R, ist.
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Der allgemeine Verlauf der Wirkwiderstandscharakteristik, der für
R oder Ra anzustreben ist, hat daher die in Fig. 9 dargestellte Form. Unter den
zuerst in Verbindung mit Fig.2 behandelten Bedingungen, d. h. bei Vorherrschen des
Röhrenrauschens, kann man dieses Diagramm entweder für die Darstellung von R oder
R, zugrunde legen, da die äußere Verstärkungscharakteristik und die Lautstärkeleistungskurve
in diesem Falle als übereinstimmend angenommen werden. Die Extremwerte von RN und
Rm sind von besonderem Interesse, wobei der Höchstwert Rbr die Lautstärkeleistung
an der oberen Bandgrenze darstellt und der niedrigere Wert RN praktisch gleich der
Wirkwiderstandskomponente der Leitungsimpedanz multipliziert mit dem Nennwert des
Widerstandsübersetzungsverhältnisses des Übertragers ist.
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Nachdem nun die Aufgabe gestellt ist, mit Hilfe eines Kreises der
in Fig.7 dargestellten Art eine frequenzabhängige Wirkwiderstandscharakteristik
gemäß Fig. 9 zu erzielen, ist es vorteilhaft, bestimmte allgemeine Beziehungen zwischen
Wirkwiderstand und Kapazität anzuwenden, die von den Eigenschaften der Netzwerke
mit minimalem Blindwiderstand abgeleitet werden können. Kurz ausgedrückt kann jedes
physikalische Netzwerk, dessen Impedanz bei einer oder mehreren Frequenzen unendlich
hohe Werte annimmt, durch eine Anzahl von verlustlosen entzerrenden Kreisen dargestellt
werden, welche in Reihe mit einem weiteren besonderen Netzwerk geschaltet sind,
welches ein Netzwerk mit minimalem Blindwiderstand ist und dessen Impedanz keine
unendlichen Werte aufweist; jeder der entzerrenden Kreise ist auf eine dieser Frequenzen
abgestimmt und bildet eine entsprechende unendlich hohe Impedanz. Die beiden Netzwerke
haben gleiche Widerstandsfrequenzcharakteristiken; zwischen dem Blindwiderstand
eines Netzwerkes mit minimalem Blindwiderstand bei irgendeiner Frequenz und der
Wirkwiderstandsfrequenzcharakteristik desselben besteht eine bestimmte Beziehung.
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Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung ist der Sonderfall
von Interesse, daß die Impedanz des Netzwerkes mit minimalem Blindwiderstand bei
unendlich hoher Frequenz dem Wert Null zustrebt und also die Form einer reinen Kapazität
C oo annimmt. Für diesen Fall kann folgende Gleichung abgeleitet werden
wobei a) die 2:z-fache Frequenz und R die Wirkkomponente der Impedanz des Netzwerkes
bedeuten, die einem beliebigen Wert von c» entspricht. Diese Gleichung ist unmittelbar
für die Berechnung des Maximalspannungsübersetzungsverhältnisses anwendbar, das
von dem Übertragerein- oder -ausgangskreis erhalten werden kann: Beim vorliegenden
Problem hat die Kapazität C cxo für R oder die äußere Verstärkungscharakteristik
offensichtlich den Wert C und für R, oder die Lautstärkeleistungskurve den Wert
C -?- Co. Aus Gleichung (i) ist zu erkennen, daß der Wert des Widerstandsintegrals
für R erheblich größer als für Ro sein muß, weil C kleiner als C -!- Cfl ist. Da
die beiden Widerstandscharakteristiken im ausgenutzten Band übereinstimmen müssen,
wenn der Betrieb unter den erläuterten Bedingungen erfolgt, ist oberhalb des ausgenutzten
Bandes ein beträchtlicher Überschußwiderstand für die R-Charakteristik und ein viel
kleinerer Überschußwiderstand für die R,-Charakteristik zu erwarten. Die Tatsache,
daß der Überschuß für R, verhältnismäßig klein sein muß, ermöglicht es, die Untersuchung
etwas zu vereinfachen, da angenommen werden kann, daß der Widerstand außerhalb des
Bandes ziemlich rasch auf Null abfällt. Demgemäß wird im folgenden nur die &-
Charakteristik betrachtet.
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Die bestmögliche Lautstärkewiedergabe wird bei einem vorgegebenen
Wert von Co -; - C offensichtlich erreicht, wenn der Widerstand R, außerhalb des
ausgenutzten Bandes überall den Wert Null hat. Dieses Verhalten bedingt jedoch eine
unendliche Zahl von Schaltelementen im Übertragerkreis, da es einem plötzlichen
Abfall.der Widerstandscharakteristik an der Bandgrenze entspricht. Bei dem Versuch,
sich dieser Grenze zu stark zu nähern, kann der erwartete Leistungsgewinn durch
den Leistungsverlust in dem unvermeidlichen Widerstand, der den Elementen innewohnt,
verlorengehen. Das Verhältnis des Wertes des Widerstandsintegrals für das Band von
c.)1 bis not zu seinem Wert über den gesamten Frequenzbereich bis unendlich sei
mit Widerstandswirkungsgrad oder einfach Wirkungsgrad des Kreises bezeichnet. Zum
Zwecke der Erläuterung sei dieser Wirkungsgrad mit 8o "!o angenommen, was eine Verminderung
der Spannungsverstärkung von i db für jeden Übertragerkreis gegenüber dem theoretischen
Maximum bedeutet.
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Bei der allgemeinen Bemessung wird der Wirkungsgrad jedoch gewöhnlich
vom Entwicklungsingenieur willkürlich näherungsweise gewählt werden. Bei Wahl eines
hohen Wertes erhält er hohe Leistung, während die Wahl eines niedrigeren Wertes
die Bemessung erleichtert und auf Kosten einer etwas verminderten Wirksamkeit zu
einem vereinfachten Kreis führt.
Unter Beachtung der vorstehenden
allgemeinen Beziehungen besteht der erste Schritt bei der tatsächlichen Bemessung
eines Kreises in der Festlegung eines geeigneten Wertes oder Wertbereiches für die
Kapazität C. Der Wert des Widerstandsintegrals ist offenbar am größten und die Lautstärkeleistung
daher am besten gewährleistet, wenn C sehr klein ist. Aus den obigen Überlegungen
ergab sich aber, daß der Wert der Kapazität C auch die Rückkopplung beeinflußt.
Der Maximalwert der Rückkopplungy ß wird erreicht. wenn C groß gemacht wird. Es
ist daher erforderlich, den günstigsten Wert für die Kapazität C zu bestimmen. Die
Lautstärkeleistung ändert sich etwa gegensinnig mit C ± Co, doch ist diese Summe
nur im Ausmaß des veränderlichen C zu beeinflussen, da Co als durch den Röhrenaufbau
festgelegt angenommen wurde.
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Es läßt sich zeigen, daß eine Abnahme der ,lc ß-Verstärkung bei hohen
Frequenzen um A nep die höchstzulässige Rückkopplung um
nep vermindert, wobei k die asymptotische Neigung der y ß-Verstärkungscharakteristik
in Dezibel pro Oktave und y einen Bruch darstellen, der von der Phasengrenze in
dem Kreis abhängt. Die Größe 12 - (i - y) stellt die Kennlinienknickneigung in Dezibel/Oktave
dar.
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Es sei daran erinnert, daß
der asymptotische Wert ist, dem sich
nähern.
woraus man schließlich
erhält. Bei der bestimmten Art von Zwischenverstärkern im Anschluß an koaxiale Kabel
hat k etwa den Wert 18 und (i- y) beträgt etwa o,g, so daß C etwa 1,2 Co sein sollte.
Unter den Bedingungen des zweiten, in Verbindung mit Fig. 2 erörterten Falles, bei
dem das Widerstandsrauschen vorherrscht, ergibt sich eine ähnliche Untersuchung
mit dem Unterschied, daß der Koeffizient des Ausdrucks, welcher die Verminderung
der Lautstärkeleistung darstellt, halbiert wird, weil der Übertragereingangskreis
hier nicht weiter von Interesse ist. Der entsprechende Wert von Der Logarithmus
dieses Ausdrucks liefert augenscheinlich den Verlust A in Neper. Da zwei Übertragerkreise
vorhanden sind, ergibt sich demnach
Andererseits wurde bereits gezeigt, daß der Widerstand R., der proportional e2"
ist, zur Sicherung der bestmöglichen Lautstärkeleistungskurve umgekehrt proportional
zu C Co, also umgekehrt proportional zu Co -+- C sein soll. Daraus folgt, daß auch
elr umgekehrt proportional dem Wert C, -I- C ist, oder mit anderen Worten: a sollte
irgendeiner Konstanten plus dem Wert
gleich sein.
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Da für jeden Leitungsabschnitt zwei Übertragerkreise in Betracht zu
ziehen sind, soll die gesamte Spannungsverstärkung 2 a demnach gleich einer Konstanten
plus
sein.
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Es wird angenommen, daß der günstigste Wert für C derjenige ist, bei
dem eine geringfügige Änderung in irgendeiner Richtung einen dieser Faktoren um
so viel vermindert, wie der andere erhöht wird. Durch Addition der beiden Größen
erhält man
Differentiiert man diesen Ausdruck nach C und setzt man ihn hierauf gleich Null,
dann ergibt sich: C ist dann doppelt so groß wie der Wert nach Gleichung (3).
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Diese Untersuchung ist gültig, wenn der gewünschte Wert des Verhältnisses
in Fig. g nicht zu groß ist. Nimmt man beispielsweise als Einheit der Frequenz den
Frequenzwert von co, an, also die obere Grenzfrequenz des Bandes, und nimmt man
ferner
als Einheit der Impedanz an, dann beträgt das Widerstandsintegral, das man durch
Einsetzen in Gleichung (i) erhält, über den ausnutzbaren Bereich 0,57, wenn
C = 1,2 Co und der Wirkungsgrad 8o °/o ist. Das führt offensichtlich
so lange nicht zu einem Wert von Rm, der größer als i ist, wie die in Fig. io
vorgeschriebene
Wirkwiderstandscharakteristik entweder flach oder mäßig geneigt verläuft. Die Bedeutung
dieser Feststellung wird später bei Betrachtung der Gleichung (4) erkennbar. In
gewisser Abhängigkeit von der Krümmung der vorgeschriebenen Kennlinie sollte angenommen
werden, daß der Grenzfall mit RM = z und R, = etwa 0,4 gegeben ist. Für beide Übertragerkreise
zusammen entspricht dieses einer Änderung der gesamten Spannungsverstärkung um 8
db über den ausnutzbaren Bereich.
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Werte von
, welche diese Grenze überschreiten, können offensichtlich durch Annahme eines niedrigeren
Widerstandswirkungsgrades für den Kreis angepaßt werden. Im allgemeinen ist es jedoch
zweckmäßig, RM gleich r zu wählen und aus der resultierenden Fläche unterhalb der
Wirkwiderstandscharakteristik einen geeigneten Wert für C zu ermitteln. Für eine
vernünftige Selektivität führt dieses Verfahren zu Werten für
von etwa 1,5 bis 2 .
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Bei tatsächlichen Bemessungen wurden für C Werte in der Nähe von
1,5 Co oder 1,6 Co verwendet. Damit erhält man einen vernünftigen Kompromiß
und erreicht gegenüber dem günstigsten Wert 1,2 Co den Vorteil, daß die Rückkopplung
auf Kosten der Rauschverminderung verbessert wird, was erwünscht ist, weil es noch
andere Gründe als die Modulationsunterdrückung gibt, um einen hinreichenden Betrag
von Rückkopplung anzustreben.
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Es wurde somit die Bestimmung eines geeigneten Wertes für C, ausgedrückt
durch die Kapazität Co, aus einer allgemeinen Betrachtung der Beziehung zwischen
der Gesamtkapazität C -;- Co zum Widerstandsintegral einerseits und der Beziehung
von C zu dem asymptotischen Verhalten der Rückkopplungsschleife andererseits erreicht.
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Der nächste Schritt bei der überschlägigen Bemessung besteht darin,
entweder Z oder Z, (Fig. 7) in einer Form auszudrücken, für welche der Blindwiderstand
und der Wirkwiderstand miteinander und mit der vorgeschriebenen Größe der Kapazitäten
C und C - Co vereinbar sind.
Durch Substitution von
für X, ergibt sich schließlich
Dieser Ausdruck gibt die Werte der beiden Blindwiderstände für eine beliebige vorgegebene
Frequenz an und muß nur innerhalb des ausgenutzten Frequenzbandes befriedigt werden.
Dieser Umstand ermöglicht eine physikalische Lösung der Aufgabe.
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Die Beziehung zwischen dem Blindwiderstand bei einer. vorgegebenen
Frequenz coy für ein Netzwerk mit minimalem Blindwiderstand lautet unter den -vorliegenden
Bedingungen Da die Impedanz Z, gleich der Parallelschaltung von Z und der Impedanz
Co ist, bestehen zwischen deren Wirk- und Blindwiderstand bestimmte einfache Beziehungen.
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Nimmt man an, daß das Röhrenrauschen vorherrscht, dann kann man Ro
übereinstimmend mit R ansetzen, weil die äußere Verstärkungs- und die Lautstärkeleistungskurve
übereinstimmen sollen. In Fig. 7 sei X, der Blindwiderstand von Co; es folgt dann
Macht man die rechte Seite des obigen Ausdrucks rational, dann ergibt sich
durch Gleichsetzen der Real- und Imaginärwerte mit R bzw. X,; folgt daraus
und
Im ersten Ausdruck kann X durch R wiedergegeben werden
Zieht man sodann die negative Wurzel, weil X stark induktiv ist, dann ergibt sich:
und
oder R2 --X22XX, Substituiert man diesen letzten Ausdruck für R2 in dem zweiten
obigen Ausdruck, dann erhält man
wobei 2i = log,
und X, der Blindwiderstand bei einer vorgegebenen Frequenz % ist, welche
einen besonderen Wert des Veränderlichen co darstellt.
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Eine physikalisch durchführbare Lösung der betrachteten Aufgabe muß
die Gleichung (5) befriedigen. Diese Gleichung enthält die Wirkwiderstandscharakteristik
über den gesamten Frequenzbereich von Null bis Unendlich, und es wird dadurch möglich,
den Widerstand außerhalb des ausgenutzten Bandes so zu
bemessen,
daß er die Charakteristik innerhalb des Bandes beeinflußt, und insbesondere kann
man die erforderliche Blindwiderstandscharakteristik nachbilden, die sich nach Gleichung
(4) errechnet. Da außerhalb des zu verarbeitenden Bandes ein Überschußwiderstand
vorhanden sein muß, kann das gesamte Widerstandsintegral nicht durch die Charakteristik
im ausgenutzten Band ermittelt werden, und der Widerstandswirkungsgrad muß deshalb
theoretisch kleiner als ioo °/o sein. Der angenommene Wert von 8o0/0 ergibt jedoch
für diesen Zweck mehr als hinreichend Spielraum.
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Die einzelnen Schritte für den Vorgang bestehen also darin, aus Gleichung
(4) den Blindwiderstand innerhalb des Bandes unter der Annahme Ra = R zu errechnen.
Sodann wird die gesamte Wirkwiderstandscharakteristik abgeleitet, wie dies später
noch genauer gezeigt werden soll, und diese Charakteristik wird außerhalb des Bandes
derart geformt, daß der innerhalb des Bandes erforderliche Blindwiderstand die Gleichung
(4) befriedigt. Nachdem die gesamte Wirkwiderstandscharakteristik festgelegt wurde,
kann die Blindwiderstandscharakteristik außerhalb des Bandes ermittelt werden, so
daß die gesamte Blindwiderstandscharakteristik für den ganzen Frequenzbereich ergänzt
wird. Durch dieses Verfahren wird entweder Z oder 7.o in einer physikalisch ausführbaren
Form festgelegt.
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Bei der Bestimmung der Blindwiderstandscharakteristik ist es zweckmäßig,
sich den Frequenzbereich in zwei Teile zerlegt zu denken, wovon sich ein Teil ungefähr
über die unteren zwei Drittel des ausgenutzten Bandes erstreckt und der andere Teil
den verbleibenden Rest des Bandes bis zur oberen Grenzfrequenz umfaßt.
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Der Blindwiderstand bei hohen Frequenzen ist gewöhnlich der größere
und kritischere. In der Praxis hat sich gezeigt, daß im Falle des unteren Frequenzteiles
Näherungsverfahren für die Bemessung angewendet werden können und daß die notwendige
Blindwiderstandscharakteristik in diesem Bereich automatisch mit einer für praktische
Zwecke hinreichenden Genauigkeit erhalten wird, wenn die Wirkwiderstandscharakteristik
eine vernünftige Form hat.
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Die Aufgabe der Bestimmung des Blindwiderstandes im Frequenzbereich
nahe dem oberen Bandende in solcher Weise, daß die Anforderungen der Gleichung (4)
erfüllt werden, wird durch das Verfahren der schrittweisen Näherungen erleichtert.
Die Änderungen der Wirkwiderstandskomponente innerhalb eines Teiles des gesamten
Frequenzbereiches beeinflussen die Form der Blindwiderstandscharakteristik in einem
benachbarten Teil des Bandes. Bei Beachtung des allgemeinen Zusammenhangs der beiden
Charakteristiken kann häufig viel Zeit und Mühe bei Lösung der Bemessungsaufgabe
eingespart werden.
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Bei der praktischen Bemessung muß immer ein Überschuß des R,-Widerstandsintegrals
oberhalb des Bandes auftreten, welches es ermöglicht, den Blindwiderstand am hochfrequenten
Bandende einzuregeln, weil sonst eine theoretisch unendlich hohe Anzahl von Schaltelementen
erforderlich wäre, um den unendlich scharfen Abfall in der Charakteristik zu ergeben.
Ferner ist in der Praxis die Festlegung des Blindwiderstandes bei einer Frequenz
gewöhnlich hinreichend, und aus Zweckmäßigkeitsgründen wird man für diese Frequenz
die obere Grenzfrequenz des Bandes wählen.
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Als erste Annahme soll unter Hinweis auf Fig. g Rm = i gesetzt werden.
Es ist dann der am Bandende nach Gleichung (4) erforderliche Blindwiderstand ebenfalls
gleich i, da die Einheiten bereits so gewählt wurden, daß co Co = i ist. Eine geeignete
Wirkwiderstandscharakteristik für die Erzeugung dieses Blindwiderstandes wird irgendwo
zwischen zwei Extremen liegen. Das eine Extrem wird beispielsweise erhalten, indem
man die Wirkwiderstandscharakteristik bei der Einheit bis zu einer höheren Frequenz
co, fortsetzt und sodann einen plötzlichen Abfall auf Null zuläßt, wie dies in Fig.
io dargestellt ist. Eine solche Charakteristik kann an Hand der Gleichung (5) untersucht
werden, indem man den scharfen Abfall bei co, als einen extrem großen negativen
Wert von
ansieht, der in einem sehr schmalen Wertbereich von u konzentriert ist. Da
überall außerhalb des ausgenutzten Bereiches den Wert Null hat, kann der gesamte
Blindwiderstand bei coo gemäß Gleichung (5) durch Kombination des diesem großen
Wert von
entsprechenden Blindwiderstandes mit dem Blindwiderstand erhalten werden, der der
-Charakteristik im ausgenutzten Band entspricht.
Betrachtet man nur die erste dieser Blindwiderstandskomponenten, dann findet man,
daß der Blindwiderstand bei co, negativ und unendlich groß ist, wenn co, mit co,
übereinstimmt. Da to, jedoch zu höheren Frequenzwerten verschoben ist, nimmt der
Absolutwert des Blindwiderstandes rasch ab und wird kleiner als i, wenn cv, größer
als i,i c»" ist. Da
im Band und damit auch der Blindwiderstand, der diesem Wert entspricht, positiv
sind, vermindert die Einbeziehung dieser Komponente den Absolutwert des Blindwiderstandes
noch weiter. Das Widerstandsintegral oberhalb des Bandes wird jedoch normalerweise
größer als o,i sein, so daß oj" bei Einhaltung der in Fig. io wiedergegebenen Bedingungen
größer als i,i co, sein muß. Diese Bedingungen führen daher zu einem zu kleinen
Blindwiderstand am Bandende.
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Das andere Extrem ist in Fig. i i dargestellt. Die hier vorliegenden
Verhältnisse ergeben einen unendlichen Blindwiderstand am Bandende. Eine brauchbare
Charakteristik muß also zwischen diesen beiden Extremen liegen. Mögliche Formen
der Charakteristik sind beispielsweise in den Fig. 12, 13 und 14 wiedergegeben.
Da eine ziemlich sanfte Kurve bei der endgültigen Bemessung am leichtesten nachgebildet
werden kann, wird die letzte dieser Kurven zweifellos in der Praxis zu bevorzugen
sein.
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Die technische Anwendung auf einen Kreis, bei dem R, innerhalb des
Betriebsfrequenzbandes mit der Frequenz anwächst, ist in den Fig. 15 und 16 dargestellt.
Der maximale Wirkwiderstand ist etwas
kleiner als i angenommen,
um die sehr scharfen Charakteristiken zu vermeiden, die sich ergeben, wenn man diesen
Grenzwert tatsächlich erreicht. Wie in den vorhergehenden Figuren bedeutet die Kurve
A in Fig. 16 den geforderten Blindwiderstand, der der vorgeschriebenen -#Virkwiderstandscharakteristik
im ausgenutzten Band entspricht. Die Kurve I zeigt das Ergebnis für den Fall, daß
der Wirkwiderstand oberhalb des Bandes plötzlich verschwindet, und die Kurve II
zeigt das Ergebnis, wenn dieser Wirkwiderstand langsamer abnimmt. Bei einer praktischen
Bemessung folgt die Wirkwiderstandscharakteristik natürlich der langsam veränderlichen
Kurve, die durch die unterbrochene Linie in Fig. 15 wiedergegeben ist.
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Die Fläche unter der Kurve II in Fig. 15 beträgt o,5o. Das entspricht
einem Widerstandswirkungsgrad von etwas weniger als go oiQ. Wenn die Charakteristik
der unterbrochenen Linie verwendet wird, dann ist diese Fläche kleiner. In beiden
Fällen entspricht die Gesamtfläche einem Wert von C, der etwa 2 Co beträgt.
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Die hauptsächliche Beeinflussung der a ß-Verstärkungscharakteristik,
die bei dem Bemessungsverfahren angewendet wird, erhält man durch geeignete Wahl
des Verhältnisses von
Es ist jedoch überdies möglich, die Einzelheiten der frequenzabhängigen 1c ß-Verstärkungscharakteristik
in einem gewissen Ausmaß zu beeinflussen. Das beruht auf der Tatsache, daß die hochfrequente
Widerstandscharakteristik, die zur Erzeugung eines hinreichend genauen Blindwiderstandes
am Bandende erforderlich ist, nicht eindeutig ist. Durch Änderung der Wirkwiderstandscharakteristik
kann die ,lc ß-Verstärkungscharakteristik indirekt beeinflußt werden. Im allgemeinen
macht eine Verteilung des Wirkwiderstandes über das Band erwartungsgemäß die Änderungen
der ,lc ß-Verstärkungscharakteristik am oberen Bandende weniger plötzlich, und umgekehrt.
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Die vorstehende Erläuterung zeigt das Verfahren, das in einem beliebigen
vorgegebenen Falle zur Bestimmung der Wirk- und Blindwiderstandscharakteristiken
der Impedanz Z oder Z, angewendet werden kann. Es muß jetzt nur noch gezeigt werden,
wie ein Netzwerk aufgebaut werden muß, damit es diese Impedanz aufweist.
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Diese Aufgabe fällt offenbar in die Filtertheorie, und die verschiedenen
Hilfsmittel der Filtertechnik können für ihre Lösung herangezogen werden. Wenn man
beispielsweise die Übertragerein- und -ausgangskreise des Zwischenverstärkers als
Filter betrachtet, dessen Kennwiderstand am Leitungsende dem Leitungswiderstand
nahezu angepaßt ist, dann hängt die Wirkwiderstandscharakteristik am anderen Ende
von der Art des zugehörigen Kennwiderstandes ab und kann in üblicher Weise durch
Verwendung geeigneter impedanzbeeinflussender Größen geregelt werden.
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Der Bemessungsvorgang läßt sich am besten an einem Beispiel erläutern.
Fig. 17 zeigt eine vorläufige Bauweise für die Übertragerein- und -ausgangskreise
eines Zwischenverstärkers, der bis zu Frequenzen von 3 MHz verwendet werden soll.
Co und C haben die gleiche Bedeutung wie früher. Der Kondensator C, stellt die an
der Induktivität L1 wirksame Streukapazität im Verein mit der Kapazität eines gegebenenfalls
verwendeten Zusatzkondensators dar. Da entweder Z oder Z, (Fig. 7) gegeben ist,
besteht der erste Schritt des Verfahrens darin, die Impedanz von Z,, durch Subtraktion
der Kapazität C oder C - C" zu suchen. Bei Durchführung dieser Rechnung muß berücksichtigt
werden, daß C wegen des Vorhandenseins des zusätzlichen Weges über C, und C6 etwas
geringer als der wirkliche asymptotische Kapazitätswert ist, der bei der vorläufigen
Berechnung angenommen wurde. Dieser Weg stimmt praktisch mit C5 überein, da C, wesentlich
größer als C, ist.
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Die Schaltelemente L1 und C5 beeinflussen die Wirkwiderstandskomponente
von Z5 nicht und können vorläufig außer acht gelassen werden. Diese Widerstandskomponente
wird dann angepaßt, wobei die Anzahl der Schaltelemente von Bedeutung ist. Bei der
Anordnung nach Fig. 17 sind drei Schaltelemente C s I_. und C7 vorgesehen. In anderen
Fällen kann die Anzahl der Schaltelemente in diesem Netzwerk vergrößert oder vermindert
werden, wie es jeweils im Hinblick auf die erforderliche Widerstandscharakteristik
notwendig ist. Sodann wird die Blindwiderstandscharakteristik errechnet, die von
diesem Teil des Netzwerkes erzeugt wird, und vom gesamten Blindwiderstand abgezogen,
der für Z,, gefordert wird. Der Differenzbetrag wird hierauf durch L1 und C, nachgebildet.
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Um nach dieser überschlägigen Berechnung den endgültigen Aufbau zu
erhalten, kann man die Tatsache ausnutzen, daß ein physikalischer Übertrager T1
ungefähr einem idealen Übertrager To gleichwertig ist, der ein Widerstandsübersetzungsverhältnis
von lt: i und die in Fig. 18 dargestellten Zusatzelemente aufweist. Da es
sich hierbei im wesentlichen um ein Hochfrequenzgerät handelt, kann die gegenseitige
Induktivität Ljz außer acht gelassen werden. Die Streuinduktivität LL ist dann identisch
mit der Spule L., und die Kapazität C$ der hochohmigen Seite bildet einen Teil des
Kondensators C.. Beim idealen Übertrager ist berücksichtigt, daß yt das h-fache
der Widerstandskomponenten r der tatsächlichen Leitungsimpedanz ist. Dieser Wirkwiderstand
und die Kapazität C7 erscheinen an der niederohmigen Seite des Übertragers, und
ihre Werte sind nach Maßgabe des Widerstandsübersetzungsverhältnisses des Übertragers
zu ändern. Der endgültige Übertragerkreis ist in Fig. ig dargestellt. Weitere Erläuterungen
der Wirkungsweise dieses Kreises werden später noch gegeben.
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In Fig.2o ist ein Beispiel für einen einfacheren Übertragerkreis dargestellt,
der beispielsweise bei einer Übertragungsanlage mit koaxialem Kabel anwendbar ist,
die in einem bis zu 2 MHz reichenden Frequenzband arbeitet und bei der die Anforderungen
weniger streng als in dem in Verbindung mit Fig. ig betrachteten Fall sind. Die
Kurven I in den Fig. 2i und 22 zeigen die äußere Verstärkungscharakteristik bz«-.
die Lautstärke-,viedergabecharakteristik des Kopplungsnetzwerkes nach Fig. 2o, und
die Kurve II bedeutet in beiden Fällen die Dämpfungscharakteristik der Leitung.
Der
Ordinatenmaßstab stellt in den Fig. 21 und 22 für die Kurven I eine Verstärkung
und für die Kurven II eine Abschwächung dar. Die Kurven I bedeuten die kombinierte
Wirkung der beiden Übertragerkreise mit den zugehörigen Leitungsabschnitten und
sind von einem willkürlich gewählten Nullpunkt aus derart gezeichnet, daß sie ungefähr
bei der oberen Grenzfrequenz mit den Kurven II zusammentreffen, so daß der Betrag
des Ausgleichs der Leitungsdämpfung leicht entnommen werden kann.
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Es sei nun wieder auf das Kopplungsnetzwerk nach Fig. ig verwiesen,
das. für eine 3-MHz-Anlage bestimmt ist, die in erster Linie zur Übertragung von
telefonischen Nachrichten in einem Band Anwendung finden soll, welches bis 2 MHz
reicht, jedoch keine Frequenzen oberhalb dieses Wertes aufweist. Es ist angenommen,
daß strenge Anforderungen hinsichtlich des Rauschens und der Modulation nur für
das Telefonband bestehen. Das tatsächliche Übertragungsband soll jedoch bis 3 MHz
reichen, damit die Anlage zeitweilig auch für eine Fernsehübertragung mit 441 Zeilen
je Bild herangezogen werden kann. Die äußere Verstärkungscharakteristik muß daher
bis 3 MHz befriedigend sein.
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Diese zweifache Anforderung macht es notwendig, die Bemessung etwas
genauer durchzuführen als für die eben betrachtete 2-MHz-Anlage. Da auch ein kleiner
Betrag von Vorentzerrung im Frequenzband in der Nähe von 2 MHz die Lautstärkeleistung
schädlich beeinflußt, ist angenommen, daß die äußeren Verstärkungscharakteristiken
die Leitung von 3 MHz und herab zu i MHz genau entzerren müssen. Gleichzeitig ist
es natürlich erwünscht, die bestmögliche Lautstärkeleistungskurve im Bereich unterhalb
von 2 MHz zu erreichen.
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Die äußere Verstärkungscharakteristik des Kopplungsnetzwerkes nach
Fig. ig, das in diesem Beispiel verwendet wird, ist in Fig.23 im Vergleich zur Leitungsdämpfung
wiedergegeben. Fig. 23a zeigt die oberen Teile dieser Charakteristiken im vergrößerten
Maßstab, um die Genauigkeit wiederzugeben, mit der die Leitung rechnungsmäßig entzerrt
werden kann. Diese Genauigkeit ist praktisch natürlich nach der oben skizzierten
Bemessungstechnik nicht leicht zu erreichen, da stets die Verluste in den Schaltelementen
berücksichtigt werden müssen, was bisher außer acht gelassen wurde. Der Vorgang
ist jedoch genau genug, um endgültige Korrekturen durch einfache Näherungen erster
Art zu ermöglichen.
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Die Lautstärkeleistungskurve und die ,cc ß-Verstärkungscharakteristik
sind in den Fig. 24 und 25 dargestellt.
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Es wurde bereits vermerkt, daß eine Bemessung, die das günstigste
Störspannungsverhältnis in allen Kanälen für den Fall ergibt, daß das Widerstandsrauschen
größere Bedeutung als das Röhrenrauschen hat, eine Charakteristik des Übertragungsäquivalents
erfordert, die zwischen A und G in Fig. 2 flach verläuft.
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Eine Möglichkeit zur Erzielung dieses Ergebnisses besteht darin, die
Charakteristiken des Übertragerausgangskreises derart zu bemessen, daß die gesamte
erforderliche Entzerrung in diesem Kreis erfolgt. Das kann offensichtlich in der
eben beschriebenen Weise geschehen. Der Übertragereingangskreis muß dann eine flache
äußere Verstärkungscharakteristik haben, damit er den Leitungsausgleich nicht beeinflußt.
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Andererseits kann diese Aufgabe jedoch auch dadurch gelöst werden,
daß man den Übertragerausgangskreis zum vollständigen Ausgleich der Leitung hinsichtlich
der Lautstärkeleistungskurve heranzieht, aber den Ausgleich hinsichtlich der äußeren
Verstärkungscharakteristik zwischen den beiden Kopplungsnetzwerken aufteilt. Dieses
Vorgehen ist praktisch zweckmäßig, weil hierbei eine geringere Neigung der Charakteristiken
erforderlich ist. Es wäre dann notwendig, die Werte X und X, ohne Anwendung der
in Gleichung (q.) wiedergegebenen Beziehung direkt zu berechnen, weil in diesem
Falle R und R, nicht mehr gleich groß sind.
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Die Erfindung ist weder auf die besonderen behandelten Schaltungen
noch auf die Zahlenwerte beschränkt, welche zum Zwecke der Erläuterung angeführt
wurden.