DE2736136B2

DE2736136B2 - Schaltungsanordnung zur Fehlersignalkompensation in Zweidraht-Vierdraht-Gabelschaltungen

Info

Publication number: DE2736136B2
Application number: DE2736136A
Authority: DE
Inventors: Roy Baxter Jamestown Blake Jun.; James Degoulard Gwatkin; Judy Pat Magee; Glendon Russell Porter
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-08-16
Filing date: 1977-08-11
Publication date: 1980-12-04
Also published as: ES461618A1; NL7708975A; SE7708932L; BE857661A; IL52705A0; US4074087A; FR2362535A1; IT1084404B; JPS5323504A; FR2362535B1; AU514331B2; GB1563541A; DE2736136C3; CA1084642A; DE2736136A1; SE424127B; AU2781677A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Übertragen von Signalen zwischen einer Ober einen Ankopplungsübertrager induktiv angekoppelten Zweidraht-Übertragungsleitung und einer mit je einem Verstärker im Sendezweig und im Empfangszweig ausgestatteten Vierdraht-Übertragungsleitung in Fernmeldeanlagen, insbesondere in Fernsprechübertragungsanlagen, in denen die vierdrahtseitige Wicklung des Ankopplungsübertragers mit ihrem einen Ende mit Bezugspotential und mit ihrem anderen Ende mit dem Eingang des im Sendezweig der Vierdraht-Übertragungsleitung liegenden Verstärkers direkt und mit dem Ausgang des im Empfangszweig j/sr Vierdraht-Übertragungsleitung liegenden Verstärkers Ober ein dazwischenliegendes Nachbildungsnetzwerk verbunden ist und zumindest der im Sendezweig der Vierdraht-Übertragungsleitung liegende Verstärker einen weiteren Eingang aufweist, dem zumindest ein Teil des im Empfangszweig der Vierdraht- Übertragungsleitung auftretenden Signais über ein weiteres Nachbildnetzwerk zugeführt wird, mit dessen Hilfe der aufgrund fehlerhafter Anpassung der Zweidraht-Übertragungsleitung am anderen Eingang des Verstärkers auftretenden Teil des im Empfangszweig der Vierdraht-Übertragungsleitung auftretenden Signals kompensiert wird.

In Fernsprechanlagen und ähnlichen Nachrichtenübertragungsantagen ist es häufig erforderlich. Signale zu verstärken, die Ober einen doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg laufen oder einen doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg mit einem Vierdraht-Übertragungsweg zu verbinden, der einen Empfangszweig oder ankommenden Weg und einen Sendezweig oder abgehenden Weg enthält. Eine Signalverstärkung auf einem Zweidraht-Übertragungsweg wird üblicherweise unter Verwendung von Gabelschaltungen realisiert, die Signale auf dem Zweidrahtwege an getrennte, einseitig gerichtete Wege mit je einem einseitig gerichteten Verstärker koppeln. Entsprechende Anordnungen werden für eine Kopplung von Zwei- auf Vierdraht und Vier- auf Zwe'draht benutzt, wobei nur jeweils eine Gabelschaltung benötigt wird.

Jn bekannter W'eise wurden besondere Transformatoren und Präzisions-Symmetriernetzwerke in Gabelschaltungsanordnungen verwendet Der Aufwand und Platzbedarf bierfür ist jedoch hoch. Außerdem sind die Schwierigkeiten unerwünscht, die die Einstellung der Symmetrierschaltung bei Anpassung an die Impedanz der ankommenden Leitungen bietet Es sind zwar zu diesem Zweck auch schon automatische Symmetriernetzwerke bekannt (US-PS 39 82 U80), deren Kompliziertheit und Aufwand jedoch den Einsatz begrenzen.

Bekannt sind auch sogenannte elektronische Gabelanordnungen, die gegebenenfalls Verstärkungseinrichtungen enthalten. In einer solchen elektronischen Gabelanordnung werden Signale aus einer ersten Richtung von einem ersten Zweidrahtweg über einen ersten Transformator an eine erste, einseitig gerichtete Verstärkerstufe und dann über einen zweiten Transformator an einen zweiten Zweidrahtweg gegeben. Entsprechend werden Signale aus einer zweiten Richtung vom zweiten Zweidrahtweg über den zweiten Transformator an eine zweite, einseitig gerichtete Verstärkerstufe und dann über den ersten Transformator an den ersten Zweidrahtweg gekoppelt, wodurch eine Verstärkung für beide Übertragungsrichtungen auf dem doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg erzielt wird.

Eine Schwierigkeit bei dieser bekannten Anordnung besteht darin, daß ein Teil des Signals jeder Übertragungsrichtung auf dem Zweidrahtweg an der Verstärkerstufe für die jeweils entgegengesetzte Übertragungsrichtung erscheint und dort verstärkt wird. Das heißt, es tritt ein gewisses Übersprechen zwischen den in beiden Richtungen übertragenen Signalen auf, wodurch sich Fehlersignale ergeben.

Bekannt sind auch sogenannte gabelfreie, doppelt gerichtete Wiederholverstärker, bei denen versucht wird, den Einfluß der Fehlersignale möglichst klein zu machen. Bei einer speziellen Schaltung wird ein Teil des am Ausgang jeder einseitig gerichteten Verstärkerstufe erzeugten Signals an einen Eingang der anderen, einseitig gerichteten Verstärkerstufe gegeben, wo es mit dem Eingangssignal des zugeordneten Transformators kombiniert wird, um das Fehlersignal auszulöschen. Dies wird unter Verwendung von ohmschen Widerständen erreicht, die einen Teil jedes Verstärkungsausgangssignals an einen Eingang des anderen Verstärkers koppeln (US-PS 38 55 431). Eine Schwierigkeit dieses Lösungsversuches ergibt sich daraus, daß die Verwendung von ohmschen Widerständen keine Kompensation der komplexen Impfojanz bewirkt, die die meisten Übertragungswege, beispielsweise Zweidraht-Fernsprechlehungen oder ähnliche Leitungen, besitzen, oder der komplexen Impedanz, die die Koppeltransformatoren aufweisen. Demgemäß sind die bekannten Schaltungen bestenfalls auf Anwendungsfälle mit einer Anschaltung an rein ohmsche Widerstände im Unterschied zu komplexen Impedanzen von realen Fernsprechleitungen beschränkt Tatsächlich ist diese bekannte gabelft eie, zweiseitig gerichtete Verstärkerschaltung bekannt für häufige Instabilitäten. Wenn sie zur Realisierung praktischer Versfärkurigswerte bei realen Fernspreclileitungen verwendet wird, können Schwingungen auftreten, Echosignale verursacht werden oder beides.

Diese Schwierigkeiten der bekannten Anordnung können teilweise durch Verwendung an sich bekannter Leitungs-Nachbildiingsnetzwerke gemildert werde, die den Übertragungsweg rein ohmisch erscheinen lassen. Die Verwendung eines Leitungs-Nachbildungsnetzwer kes ist jedoch wegen der Kosten und der Schwierigkeit ihrer Einstellung unerwünscht Außerdem kompliziert eine Wechselwirkung zwischen der Verstärkungs- und Impedanzeinstellung bei den bekannten Anordnungen die Einstellvorgänge zusätzlich. Darüber hinaus ergibt sich durch das Leitungs-Nachbildungsnetzwerk immer noch keine Kompensation für die komplexe Impedanz des Koppeltransformators. Bei Verwendung eines Leitungs-Nachbildungsnetzwerkes im Übertragungs weg entstehen schließlich auch zusätzliche Verzerrungs komponenten, die eine weitere Dämpfungsentzerrung erforderlich machen, wodurch wiederum der Aufwand und die Kosten für den gabelfreien, doppelt gerichteten Verstärker ansteigen.

is Die Erfindung hat sich zur Aufgabe gestellt, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der eine Fehlersigna !kompensation auch für Übertragungsleitungen mit nicht rein ohmschen Übertragungskennlinien und - unter Berücksichtigung der Ankopplungsübertrager erreichbar ist Die Lösung der Aufgabe sieht ausgehend von der Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art vor, daß das weitere Nachbildungsnetzwerk als Scheinwiderstandsnetzwerk solcher Übertragungscharakteristik ausgebildet ist, daß es aus dem anliegenden Signal ein im wesentlichen ein Abbild des Fehiersignals darstellendes Kompensationssignal bildet

Auf diese Weise erreicht man eine vollständige Kompensation des Fehlersignals, so daß ein Überspre chen zwischen den in beiden Richtungen übertragenen Signalen vermieden wird und keine Schwingneigung auftritt

Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild des Ausführungsbeispiels der Erfindung zur Ankopplung einer Zweidraht-Übertragungseinrichtung an eine Vierdraht-

Übertragungseinrich'ung;

F i g. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung zur Verstärkung von Signalen auf einer doppelt, gerichteten Zweidraht-Übertragungseinrichtung;

F i g. 3 Einzelheiten eines aktiven Auslöschuigsnetzwerkes, das bei den Ausführungsbeispielen nach F i g. 1 und 2 verwendet werden kann;

Fig.4 Einzelheiten eines weiteren Auslöschungsnetzwerkes, das ebenfalls bei den Ausführungsbeispie- len nach F i g. 1 und 2 verwendet werden kann;

F i g. 5 Einzelheiten der Verstärkereinheiten, die bei den Ausführungsbeispielen nach ^p i g. 1 und 2 benutzt werden. F i g. 1 zeigt anhand eines vereinfachten Blockschalt bildes einen sogenannten gabelfreien Sp^achfre^uenz- Wiederholverstärker zur Erläuterung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung. Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 ist zur Ankopplung eines doppe't gerichteten Zwedraht- Übertragungsweges bzw. einer entsprechenden Einrichtung, beispielsweise einer Zweidrahf-Ferrisprechleitung, an einen Vierdrahf-Überiragungsweg bzw. eine entsprechende Eiivichtung vorgesehen, und zwar in erster Linie zur Verwendung in Verbindung mit belasteten Fernsprechleitungen be kannter Art, beispielsweise Zweidraht-Kabeln mit Drähten von 19, 22, 24, 25 und 26 nach A WG-Drahtlehre. Die Grundgedanken der hier beschriebenen Erfindung sind jedoch nicht auf belastete Kabel

beschränkt, sondern lassen sich in gleicher Weise auf nichtbelastete Fernsprechübertragungseinrichtungen anwenden.

In Fig. I ist ein Koppeltransformator 101 dargestellt, der eine Primärwicklung 102 und eine Sekundärwicklung 103 besitzt. In der Wicklung 102 ist ein sogenannter Mittelpunktkondensator 104 enthalten, der in bekannter Weise zur Gewinnung ckr Zeichengabe-Informationen benutzt wird. Der Transformator 101 verbindet eine doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsweg oder eine entsprechende Einrichtung, beispielsweise eine belastete Zweidraht-Fernsprechleilung mit einem Vierdraht-Übertragungsweg oder einer entsprechenden Einrichtung ebenfalls bekannter Art, die einen abgehenden Weg 105 und einen abgehenden Weg 106 besitzt. Der Transformator 101 kann einer der zahlreichen bekannten Koppelübertrager mit vorzugsweise einem Windungsverhältnis von I : 1 sein.

Ein erster Anschluß der wicklung iü3 ist mit einem Bezugspotential, beispielsweise Erdpotential verbunden, und ein zweiter Anschluß der Wicklung 103 liegt an einem ersten Eingang 110 einer Verstärkereinheit 111 und einem ersten Anschluß eines Widerstands 112. Der Ausgang 113 der Verstärkereinheit Hl ist an einen abgehenden Weg (Sendeweg) 105 anschaltbar. Auf entsprechende Weise ist ein erster Eingang 115 einer Verstärkereinheit 116 an den ankommenden Weg (Empfangsweg) 106 anschaltbar, während der zweite Eingang 117 an einem Bezugspotential, beispielsweise Erdpotential liegt. Der Ausgang 118 der Verstärkereinheit 116 ist mit dem zweiten Anschluß des Widerstandes 112 und dem Eingang eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes 120 verbunden. Der Ausgang dieses Netzwerkes 120 liegt am zweiten Eingang 121 der Verstärkereinheit 111. Es sei darauf hingewiesen, daß die Verstärkereinheiten 111 und 116 im wesentlichen einseitig gerichtete Differenzversiäikci ■■■» vcmältnismäßig niedrigem Ausgangswiderstand sind.

Einzelheiten der Verstärkereinheiten, die bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung benutzt werden, sind in der nachfolgend noch zu beschreibenden F i g. 5 dargestellt. Einzelheiten aktiver Auslöschungsnetzwerke, die als Auslöschungsnetzwerk 120 benutzt werden können, sind in F i g. 3 und 4 gezeigt, die ebenfalls später noch zu beschreiben sind.

In der Praxis wird ein Zweidraht-Fernsprechübertragungseinrichtung, beispielsweise ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel an die a- und b-Anschlüsse 7"und R der Wicklung 102 des vorliegenden Verstärkers angeschaltet Außerdem ist es wünschenswert, daß ein sogenannter Nachbildungskondensator (nicht gezeigt) zusätzlich an die Anschlüsse Tund R geschaltet wird, um den Kapazitätswert der angeschalteten Fernsprecheinrichtung auf den einer vorgeschriebenen Kabellänge zu bringen. Demgemäß erscheint die komplexe Impedanz des Zweidraht-Übertragungsweges, d.h., des Fernsprechkabels, einschließlich des Nachbildungskondensators und der komplexen Impedanz des Transformators an der Wicklung 103 als Zftjl

Über der Wicklung 103 entsteht, wie sich noch zeigen wird, aufgrund ankommender Signale Vin von der Verstärkereinheit 116 ein Fehlersignal VE, nämlich

VE = Vin

\l+R/Z(s)J

komplexe Impedanz, gesehen in Richtung zur Wicklung 103 sind, wenn eine Zweidraht-Übertragungseinrichtung an die Anschlüsse Γ und R der Wicklung 102 des Transformators 101 angeschlossen ist.

Das Fehlersignal VE wird zusätzlich zum normalen Ausgangssignal der doppelt gerichteten Übertragungseinrichtung an den Eingang 110 der Verstärkereinheit 111 geliefert. Das heißt, ein Teil des auf dem Weg 106 ankommenden Signals wird über den Transformator 101 auf den abgehenden Weg 105 gekoppelt. Man beachte, dnß, da der Ausgangswiderstand der Verstärkereinheit 116 praktisch Null ist, die normalen abgehenden Signale im wesentlichen vom ankommenden Weg 106 isoliert sind. Das ist dem Fachmann bekannt. In der Praxis werden Schnittstellen zwischen dem Wiederholverstärker und der Vierdraht-Übertragungseinrichtung, d. h. den Wegen 105 und 106 benutzt, um eine gute Impedanzanpassung sicherzustellen.

Entsprechend einem Merkmai der Erfindung wird ein unerwünschtes Fehlersignal VE im abgehenden Signal der Verstärkereinheit 111 durch Verwendung eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes 120 auf ein Minimum gebracht, das ein Signal erzeugt, welches das Fehlersignal VE gemäß Gleichung I) im wesentlichen nachbildet. Dies wird durch Verwendung eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes erreicht, das eine komplexe Übertragungscharakteristik im wesentlichen gleich

G(s) =

1
RiZ{s)

wobei Vin das Ausgangssignal der Verstärkereinheit 116. R der Wert des Widerstandes 112 und Z(s) die besitzt, wobei Z(s) die komplexe Impedanz über der Wicklung 103 ist, wenn der Wiederholverstärker an eine

,-> Zweidraht-Übertragungseinrichtung angeschlossen ist. und R der Wert des Widerstandes 112 ist. Man beachte, daß dieser Wert des Widerstandes 112 so gewählt ist. daß die Impedanz, gesehen in Richtung zur Wicklung 102, gleich der eines erwünschten Abschlusses für die Übertragungsleitung ist. Beispielsweise ist für ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel ein Abschluß von 9000hm zuzüglich 2,15 Microfarad erwünscht.

Das Auslöschungsnetzwerk 120 mit einer komplexen Übertragungscharakteristik G(s) spricht auf ankom-

r, mende Signale Vin am Ausgang 118 der Verstärkereinheit 116 an, und erzeugt ein Signal, das im wesentlichen ein Abbild des Fehlersignals VE ist Dieses Abbildsignal gelangt zum Eingang 121 der Verstärkereinheit 111 und wird dort algebraisch mit den normalen abgehenden

so Signalen und den zum Eingang 111 geführten Fehlersignal VE kombiniert, so daß sich am Ausgang 113 ;in Signal ergibt, das praktisch frei von Fehlersignalkomponenten ist Das fehlerfreie Ausgangssignal wird dann zum abgehenden Weg 105 gegeben.

Fig.2 zeigt in vereinfachter Form einen weiteren gabelfreien doppelt gerichteten Sprachfrequenz-Wiederholverstärker als zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung zur Verstärkung von sprachfrequenten Signalen auf einer doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungseinrichtung. Dieses Ausführungsbeispiel der Erfindung ist wiederum in erster linie für belastete Zweidraun-Fernsprechkabel vorgesehen, kann aber in gleicher Weise für nichtbelastete Zweidraht-Fernsprechkabel benutzt werden.

In Fig.2 sind Koppeltransformatoren 201 und 202 dargestellt, die den Wiederhoiverstärker an doppelt gerichtete Zweidraht-Übertragungseinrichtungen A bzw. B ankoppeln. Beide Einrichtungen A und B sind

Zweidraht-Fernsprechübertragungsleitungen. vorzugsweise belasteter Art. Der Transformator 201 weist eine Primärwicklung 203 und eine Sekundärwicklung 204 auf. Die Wicklung 2OJ beinhaltet einen sogenannten Mittelpunktkondensator 205 zur Gewinnung der Zeichengabeinformationen. Auf entsprechende Weise enthält der Transformator 202 eine Primärwicklung 206 und eir_;,< Sekundärwicklung 207. Die Wicklung 206 besitzt wiederum einen Mittelpunktkondensator 208, der ebenfalls zur Gewinnung von Zeichengabeinformationen vorgesehen ist. Zusätzlich werden in üekannter Weise Schutzdioden (nicht gezeigt) über die Sekundärwicklungen der Transformatoren 201 und 202 geschaltet, um einen Schutz des Wiederholungsverstärkers für Spannungsspitzen zu bewirken. ι-,

Ein erster Anschluß der Wicklung 204 des Transformators 201 ist an ein Bezugspotential, beispielsweise Erde gelegt, während ein zweiter Anschluß der Sekundärwicklung 204. nämlich die Impedanz Z(s)A. Entsprechend erscheint die komplexe Impedanz der an die Wicklung 206 angeschlossenen Zweidraht-Übertragungseinrichtung B einschließlich gegebenenfalls des Nachbildungskondensators zusammen mit der komplexen Impedanz des Transformators 202 an der Wicklung 207, nämlich die Impedanz Z(s)B. Es ergibt sich dann, daß ein Fehlersignal VEA über der Wicklung 204 des Transformators 201 aufgrund eines Signals VOB am Ausgang 222 der Verstärkereinheit 221 erzeugt wird, beispielsweise

VEA = VOd(, -Jj-' ~---
Vl + RAiZ(S)A

wobei RA der Wert des Widerstandes 233 und Z(s)A die komplexe Impedanz über der Wicklung 204 bei

it K.IMUII5 *vr mn I.I.H.111 COtCII LIIIgUIIg Ht UCI einseitig gerichteten Verstärkereinheit 213 verbunden ist. Deren Ausgang 214 liegt über einen Widerstand 215 an der Wicklung 207 des Koppeltransformators 202 und an einem Eingang des aktiven Auslöschungsneizwerkes 216. Auf entsprechende Weise ist ein Eingang der Wicklung 207 des Transformators 202 mit einem 2, Bezugspotential, beispielsweise Erde verbunden, während ein zweiter Anschluß am Eingang 220 der einseitig gerichteten Verstärkereinheit 221 liegt. Deren Ausgang 22.2 ist über einen Widerstand 223 mit der Wicklung 204 des Transformators 201 sowie mit einem Eingang eines jo aktiven Auslöschungsnetzwerkes 224 verbunden. Der Ausgang des Auslöschungsnetzwerkes 224 liegt an einem zweiten Eingang 225 der Verstärkereinheit 213. Auf entsprechende Weise ist der Ausgang des aktiven Auslöschungsnetzwerkes 216 mit dem zweiten Eingang η 226 der Verstärkereinheit 221 verbunden. Einzelheiten der Verstärkereinheiten 213 und 221, die bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung benutzt werden können, sind ebenfalls in F i g. 5 gezeigt, während Einzelheiten der aktiven Auslöschungsnetzwerke 216 und 224, die bei diesem AusfQhrungsbeispiel der Erfindung verwendet werden können, in F i g. 3 und 4 gezeigt sind, die später noch beschrieben werden sollen. In der Praxis ist eine Zweidraht-Fernsprechübertragungseinrichtung A, beispielsweise ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel zwischen die Anschlüsse T und R der Wicklung 203 des Transformators 201 geschaltet Wie oben angegeben, ist es außerdem erwünscht, daß ein sogenannter Nachbildungskondensator (nicht gezeigt) über den Anschlössen Γ und R der Wicklung 203 bei Anschluß an einen kurzen Kabelabschnitt liegt, um den Kapazitätswert des kurzen Kabelabschnittes auf den einer vorgeschriebenen Kabellange zu bringen. Entsprechend ist eine Zweidraht-Fernsprechübertragungseinrichtung B, beispielsweise ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel an die Anschlüsse Fund R der Wicklung 206 des Transfonnators 202 angeschlossen. Wiederum ist es erwünscht, daß ein Nachbildungskondensator (nicht gezeigt) an den Anschlüssen Fund R der Wicklung 206 liegt, wenn ein kurzer Kabelabschnitt angeschlossen ist, um den Kapazitätswert der Femsprechübertragungseinrichtung B auf den einer vorgeschriebenen Kabellänge zu bringen. Demgemäß erscheint die komplexe Impedanz der an die Wicklung 203 angeschlossenen Zweidraht-Übertragungseinrichtung A einschSeSlich gegebenenfalls des Nachbildungskondensators zusammen mit der komplexen Impedanz des Transfonnators 208 an der

ÄnäCiiäitürig dcT FciTiSpreCiicii'iMCiiiüng A an liie

Anschlüsse T und R der Wicklung 203 sind. Entsprechend wird ein Fehlersignal VEB über die Wicklung 207 des Transformators 202 aufgrund eines Signals VOA am Ausgang 214 der Verstärkereinheit 213 erzeugt, nämlich

VEB = VOA —

+ RBZ(S)BJ

wobei RBa^T Wert des Widerstandes 215 und Z(s)Bd\e Impedanz über der Wicklung 207 bei Anschluß der Fernsprecheinrichtung B an die Anschlüsse Tund /?der Wicklung 206 des Transformators 202 sind. Man beachte wiederum, daß, da die Ausgangsimpedanz der Verstärkereinheiten 213 und 226 extrem klein ist, nämlich praktisch Null, die normalerweise in den beiden Richtungen, nämlich von A nach B und B nach A übertragenen Signale im wesentlichen von der jeweils entgegengesetzten Übertragungsrichtung getrennt sind. Es werden jedoch über den entsprechenden Transfor· matonvicklungen erzeugte Fehlersignale VEA und VEB an die Eingänge 212 und 220 der Verstärkereinheiten 213 bzw. 221 angelegt, was normalerweise dazu führen würde, daß in unerwünschter Weise Fehlersignale in der entgegengesetzten Richtung übertragen werden.

Entsprechend einem Merkmal der Erfindung wird das unerwünschte Fehlersignal VEA auf dem Übertragungsweg von A nach B durch Verwendung des aktiven Auslöschungsnetzwerkes 224 auf ein Minimum gebracht, das ein Signal erzeugt, welches das Fehlersignal VEA gemäß Gleichung 3) praktisch nachbildet Dies wird erreicht durch Verwendung eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes mit einer komplexen Übertragungscharakteristik im wesentlichen gleich

G{s)A

1 + RAfZ(S)A

Das aktive Auslöschungsnetzwerk 224 mit der Übertragungscharakteristik G(s)A erzeugt aufgrund von Signalen am Ausgang 222 der Verstärkereinheit 221 ein Signal, das praktisch ein Abbild des Fehlersignals VEA ist Dieses Abbildsignal wird zum Eingang 225 der Verstärkereinheit 213 gegeben, und dort algebraisch mit den normalen, von A und B übertragenen Signalen einschließlich des zum Eingang 212 gegebenen Fehlersignals VEA kombiniert, so daß sich am Ausgang 214 ein Signal ergibt, das praktisch frei von Fehlersignalkomponenten ist

Entsprechend wird das unerwünschte Fehlersignal VEB auf dem Übertragungsweg von B nach A dadurch auf ein Minimum gebracht, daß das aktive Auslöschungsnetzwerk 216 ein Signal erzeugt, das das Fehlersignal VEB gemäß Gleichung 4) praktisch nachbildet. Dies wird durch Verwendung einer Übertragungscharakteristik im wesentlichen entsprechend der folgenden Gleichung erreicht

^G(s)ß = JTRBjZiS)B

Das Auslöschungsnetzwerk 216 mit der Übertragungscharakteristik G(s)B erzeugt aufgrund von Signalen am Ausgang 214 der Verstärkereinheit 213 ein Signal, das im wesentlichen ein Abbild des Fehlersignals VEB ist. Dieses Abbildsignal wird zum Eingang 226 der * crs'urncrcsriiiCit ^* ■ gCgCucn, unu uort SigcuräiäCn ίΤιϊί dem normalerweise von B nach A übertragenen Signal einschließlich des zum Eingang 220 der Verstärkereinheit 221 gegebenen Fehlersignals VEB kombiniert, um am Ausgang 222 ein Signal zu gewinnen, das praktisch frei von Fehlersignalkomponenten ist.

Es sei wiederum darauf hingewiesen, daß die Werte der Widerstände 215 und 223 so gewählt sind, daO die Impedanz, gesehen in Richtung auf die Wicklungen 203 und 206 der Transformatoren 201 und 202 einschließlich der Mittelpunktkondensatoren 205 bzw. 208 gleich der eines gewünschten Abschlusses der Übertragungsleitung ist. Beispielsweise ist für ein belastetes Zweidraht-Fernsprechkabel ein Abschluß mit 900 Ohm zuzüglich 2,15 Mikrofarad erwünscht.

Die Zeichengabeinformation von den Fernsprecheinrichtungen A und B wird an dem vorliegenden Wiederholverstärker über Verbindungen 209 und 210 vorbeigeführt, die Induktionsspulen 211 halten. Die Spulen sind gegensinnig in Reihe geschaltet, um einen hohen induktiven Widerstand in der Umgehungsschaltung sicherzustellen und auf an sich bekannter Weise sprachfrequente Signale zu sperren. Bei niedrigen Frequenzen sind die '.nduktionsspulen jedoch nicht in der Lage, Frequenzanteile zu sperren, die unterhalb des normalen Fernsprechbandes liegen, und da Rufstromsignale am Verstärker vorbeigeführt werden müssen, gibt es einen kleinen Frequenzbereich, in welchem der Verstärker möglicherweise instabil ist. Diese Neigung in Richtung auf eine Instabilität wird bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel durch eine Phasenumkehr des Umgehungsweges mit den Verbindungen 209 und 210 entsprechend der Darstellung in F i g. 2 beseitigt Diese Phasenumkehr verhindert eine gegenseitige Unterstützung der niederfrequenten Wechselstrom-Signalkomponenten, die über die Verbindungen 209 und 210 laufen, mit den über die Verstärkereinheiten übertragenen Komponenten, wodurch der Wiederholverstärker weiter stabilisiert wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß die aktiven Auslöschungsnetzwerke 216 und 224 gleich oder unterschiedliche Schaltungsauslegung abhängig von dem speziellen Verwendungszweck des Verstärkers haben können. Die Schaltungsauslegung kann unterschiedlich sein, wenn eine Seite des Verstärkers beispielsweise an ein Fernsprechvermittlungsnetzwerk und die andere Seite an ein Zweidraht-Fernsprechkabel angeschlossen ist In einem solchen Anwendungsfail wird das Kompromiß-Auslöschungsnetzwerk gemäß F i g. 4 auf der Seite des Vermittlungsnetzwerkes und das Auslöschungsnetz-

werk gemäß Γ i g. 3 auf der Seite des Kabels verwendet. F i g. 3 zeigt Einzelheiten eines aktiven Auslöschungsnetzwerkes, das in doppelt gerichteten Wiederholungsverstärkern gemäß Fig. 1 und 2 verwendet werden kann. Das Netzwerk gemäß Fig.3 ist für eine Verwendung eine Verbindung mit unterschiedlichen Längen und Durchmessern belasteter Zweidraht-Fernsprechkabel vorgesehen. Die durch die Schaltung gemäß Fig.3 realisierte Funktion G(s) ist so gewählt, daß sie im wesentlichen gleich der verallgemeinerten komplexen Übertragungscharakteristik gemäß Gleichung 1) ist. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die komplexe Impedanz Z(s) gemäß Gleichung I) sich mit der jeweils angeschalteten Zweidraht-Fernsprechübertragungseinrichtung ändert, so daß die Schaltung zur Realisierung von G(s) vielseitig genug sein muß, um eine Anpassung an die zahlreichen, zur Verfügung stehenden Fernsprechkabel zu ermöglichen. In der Praxis besteht der GüiemaGsiab für sogenannte Gabeischaitungen darin, daß die normalisierte Dämpfung über die Gabelschaltung größer als 30 dB für die maximal benutzte Kabellänge ist. Es wurde festgestellt, daß die zur Realisierung dieses Ziels erforderliche komplexe Übertragungscharakteristik G(s) eine rationale Funktion vierter Ordnung in Form

GM =

ί ^ t
(s + p\)(s +

ist, wobei das Pol-Nullstellenpaar (pl, z\) in erster Linie von der komplexen Impedanz des Transformators abhängt und die Übertragungscharakteristik im niederfrequenten Bereich, beispielsweise unterhalb 400 Hz

y, beeinflußt, das Pol-Nullstellenpaar (p2, ζ 2) von dem Kabeldurchmesser abhängt und die Übertragungscharakteristik im niedrigen bis mittleren Frequenzbereich, beispielsweise zwischen 300 Hz und 2800 Hz beeinflußt, und die quadratischen Paare von Pol- und Nullstellen die

Übertragungscharakteristik im hochfrequenten Bereich beeinflussen, beispielsweise von 2800 Hz l^s 4200 Hz.

Da mehrere unterschiedliche Drahtstärken im Fernsprechnetz verwendet werden, ist es erforderlich, daß das Pol-Nullstellenpaar (p 2, ζ 2) einstellbar ist. Es wurde jedoch festgestellt, daß ρ 2 und ζ 2 jeweils nur einen speziellen Wert der Drahtstärke erfordern, und daß der Wert für ζ 2 als konstantes Vielfaches des Wertes von ρ 2 für die meisten Kabelstärken behandelt werden kann. Diese Verwirklichung vereinfacht die Einstellung

so des Verstärkers in der Praxis sehr. Da die Kabelkapazität im hohen Frequenzbereich am wichtigsten ist und sich für bestimmte Kabelabmessungen unterscheidet, ist es außerdem erforderlich, daß die quadratischen Pol-Nullstellenpaare zur Anpassung an unterschiedliehe, spezielle Kabelabmessungen ebenfalls einstellbar sind.

Eine Schaltung, die mit Vorteil zur Realisierung der erwünschten Übertragungscharakteristik vierter Ordnung gemäß Gleichung 7) verwendet worden ist, wird in Fig.3 gezeigt Vom Ausgang einer zugeordneten Verstärkereinheit werden Signale über den Anschluß 301 einem Spannungsteiler mit den Widerständen 302 und 303 zugeführt, der die Amplitude des Signals einstellt Das bezüglich seiner Amplitude eingestellte

α Signal wird über einen Puffer-Verstärker 304 zu einer sogenannten aktiven Biquad(biquadischen)Sc!.altung 305 gegeben, die einen Verstärker 306 und zugeordnete Bauteile entsprechend der Darstellung in Fi g. 3 enthält

Der Puffer-Verstärker 304 ist ein sogenannter Operationsverstärker, also ein Differenzverstärker mit hoher Verstärkung, der als nichtinvertierender Verstärker in bekannter Schaltung angeordnet ist. Der Verstärker 304 sorgt für eine Trennung zwischen dem Eingangsspannungsteiler und der Biquad-Schaltung 305.

Die Biquad-Schaltung 305 ist ein aktives AC-Filter mit einem einzigen Verstärker und wird zur Realisierung der quadratischen Pol-Nullstellenpaare gemäß Gleichung 7) verwendet, nämlich

K2

c„² _z)

Einzelheiten der Biquad-Schaltung 305 einschließlich des Verstärkers 306 und der zugeordneten Bauteile sind ir, der US-Patentschrift 39 19654 (II. Nov. 1975) besprochen. Die Widerstände 3Ü7, JÖ8 und 3(W der Biquad-Schaltung 305 sind veränderbar, um die Widerstandswerte zur Anpassung an Fernsprechkabel unterschiedlicher Stärken einstellen zu können. Die Widerstände 307, 308 und 309 sind zwar als kontinuierlich einstellbar dargestelllt. in der Praxis können aber Schalteranordnungen verwendet werden, um die Werte für die verschiedenen Kabelanwendungen einzustellen. Im einzelnen werden die Widerstandswerte gegenüber einem Anfangswert, der zur Anpassung an beispielsweise belastete Zweidraht-Ferns;irechkabel mit 19, 22, 24 und 26 AWG gewählt ist, verringert und eine Anpassung an ein Zweidraht-Fernsprechkabel mit 25 AWG zu erreichen, das üblicherweise als MAT-Kabel (Metropolitan Area Trunk) bezeichnet wird. Die Widerstandswerte werden so verringert, daß die Grenzfrequenz oder Resonanfrequenz der Biquard-Schaltung 305 zu einer höheren Frequenz verschoben wird, wodurch sich eine genauere Anpassung an die komplexe Frequenzcharakteristik des belasteten Zweidraht-Fernsprechkabels mit 25 AWG ergibt

Das Ausgangssignal der Biquad-Schaltung 305 wird einem Kondensator 310 zugeführt, der in Verbindung mit einem Widerstand 311 das Pol-Nullstellenpaar (p 1, ζ 1) gemäß Gleichung 7) erzeugt, nämlich

und zwar auf eine Weise, die für den Fachmann klar ist. Vom Kondensator 310 gelangt das Signal zum nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 312. Dieser Verstärker ist ebenfalls ein Operationsverstärker mit hohem Gewinn, der als nichtinvertierender Verstärker geschaltet ist Im Rückkopplungsweg zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 312 liegt ein Widerstands-Kapazitätsnetzwerk mit einem Kondensator 313, einem festen Widerstand 314 und veränderbaren Widerständen 315, 316, die in vorgegebener Beziehung zur Realisierung des Pol-Nullstellenpaares (p2, ζ 2) gemäß Gleichung 7) geschaltet sind, nämlich

z2

+ p2

(10)

der Werte von ρ 2 und ζ 2 verändert, um unterschiedliche Drahtstärken zu kompensieren. Es ist wichtig, daß die Einstellung des Widerstandes 315 eine Änderung der individuellen Werte für ρ 2 und ζ 2 ergibt, aber nicht das Verhählnis der Werte von p2 und z2 vert.idcrt. Dieses Verhältnis bleibt konstant. Eine Änderung des Widerstandes; 316 verändert jedoch das Verhältnis der Werte von ρ 2 und ζ 2. Die Einstellung des Widerstandes 31* erfolgt zur Anpassung eines belasteten Zweidraht-Fernsprechkabels mit 25 AWG. Die Widerstände 315 und 316 sind zwar als kontinuierlich einstellbare Widerstände dargestellt, in der Praxis sind aber geschaltete Widerstände zur Einstellung des Verstärkers auf bestimmte Drahtabmessungen zweckmäßiger. Die Einstelleigenschaften dieser Schaltung sind besonders wichtig, weil, wie üben angegeben, festgestellt wurde, daß das Verhältnis der Werte von ρ2 und 7.2 für belastete Zweidraht-Fernsprechkabel mit 19, 22. 24 und 26 AVVG konstant, aber für 25 AWG unterschiedlich ist. Es wurde außerdem festgestellt, daß die Werte von ρ 2 und ζ 2 für belastete Fcrnsprechkabel mit 19, 22, 24 und 26 AWG zwar ein konstantes Verhältnis haben, für jeden AWG-Wert aber verschieden sind. Demgemäß .st der Widerstand 315 zur Kompensation der verschiedenen Drahtstärken einstellbar.

Zusammengefaßt werden also Ausgangssignale einer zugeordneten Verstärkereinheit zum Eingan jsanschluß 305 des Auslöschungsnetzwerkes gemäß Fig. 3 gegeben, das am Ausgang 320 ein gewünschtes Abbildsignal liefert. Das hier beschriebene Ausführungsbeispiel zur Realisierung der komplexen Übertragungsfunktion gemäß Gleichung 7) ist zwar ein aktives Netzwerk, die Übertragungsfunktion könnte aber auch unter Verwendung eines passiven Netzwerkes realisiert werden, falls dies gewünscht ist.

Fig.4 zeigt Einzelheiten eines aktiven, sogenannten Kompromiß-Auslöschungsnetzwerkes, das bei den Ausführungsbeispielen der Erfindung gemäß F i g. 1 und 2 verwendet werden kar.i. Ein sogenanntes Kompromiß-Auslöschungsnetzwerk wird dann verwendet, wenn die Anschlüsse des Wiederholungsverstärkers mit einem Fernsprechvermittlungsnetzwerk zu verbinden ist. Eine brauchbare Darstellung der k' mplexen Impedanz eines Fernsprechvennittiungsnetzwerks mit zugeordneter Fernsprechleitung ist ein Kompromiß mit einem Widerstand im Bereich von 900 Ohm in Reihe mit einem Kondensator von 2,15 Mikrofarad. Demgemäß ist das Kompromiß-Auslöschungsnetzwerk gemäß F i g. 4 so ausgebildet, daß es eine komplexe Übertragungscharakteristik zur Erzeugung eines Signals besitzt, das im wesentlichen das Abbild eines im Wiederholverstärkers erzeugten Fehlersignals ist, venn dieser an eine Fernsprechvermittlungsschaltung angeschlossen wird, nämlich

G(s) = K4-

und zwar auf eine Weise, die für den Fachmann klar ist Der Wert des Widerstandes 315 wird zur Einstellung wobei das Pol-Nullstellenpaar {p3, ζ 3) die Phasencharakteristik der komplexen Transformatorimpedanz kompensiert und die Übertragungscharakteristik in einem verhältnismäßig hohen Frequenzbereich beehflußt, beispielsweise 30 kHz für ρ 3 und 20 kHz für ζ 3, und wobei das Pol-Nullstellenpaar (p4, ζ A) die komplexe Impedanz der Fernsprechvermittlungseinrichtung und der Fernsprechanschlußleitung nachbildet, nämlich den Kompromiß mit 900 Ohm in Reihe mit 2,15 Mikrofarad

Gemäß Fig.4 werden ankommende Signale von einer zugeordneten Verstärkereinheit einem Anschluß 401 zugeführt und dann über die Parallelschaltung eines Kondensators 402 mit einem Widerstand 403 einem Spannungsteiler zugeführt, der die Widerstände 404 und 405 enthält Die Kombination des Kondensators 402 mit den Widerständen 403, 404 und 405 erzeugt ein Pol-Nullstellenpaar (p3, ζ 3), das, wie oben angegeben, die Phasencharakteristik des in dem Wiederholverstärker verwendeten Koppeltransformators kompensiert Der Spannungsteiler mit den Widerständen 404 und 405 bringt die Amplitude des ankommenden Signals auf den richtigen Wert Die Signale werden dann dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 406 zugeführt, der wiederum ein Operationsverstärker ist und als nichtinvertierender Verstärker arbeitet Der Kondensator 407 und die Widerstände 408, 409 liegen im Rückkopplungszweig zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 406 und erzeugen das Pol-Nullstellenpaar (p4, ζ 4), das die komplexe Impedanz der Femsprechvermittlungseinrichtung und angeschalteten Fernsprechleitung kompensiert Demgemäß liefert das Kompromiß-Amlöschungsnetzwerk gemäß Fig.4 am Ausgang 410 das gewünschte Abbild-Signal, welches einer entsprechenden Verstärkereinheit zur Auslöschung eines unerwünschten Fehlersignals zugeführt wird.

Das beschriebene Ausführungsbeispiel der Kompromiß-Auslöschungseinrichtung zur Realisierung der Funktion gemäß Gleichung 11) ist zwar ein aktives Netzwerk, die gewünschte Funktion kann aber auch unter Verwendung eines Passiven Netzwerkes realisiert werden.

F i g. 5 zeigt Einzelheiten einer Verstärkereinheit, die bei den Ausführungsbeispielen nach F i g. 1 und 2 verwendet werden kann, wobei die Verstärkereinheit 111 in Fig. 1 als typisches Beispiel gewählt wird. Jede der Verstärkereinheiten weist demgemäß vorzugsweise eine Differenzverstärkerstufe 501 und eine Dämpfungsentzerrerstufe 502 auf. Normale Signale einschließlich eines Fehlersignals von der Sekundärwicklung eines zugeordneten Koppeltransformators werden über den Eingang 110 dem Verstärker 503 zugeführt, während ein durch ein zugeordnetes aktives Aiislöschungsnetzwerk erzeugtes Abbild des Fehlersignals fiber den Eingang 121 zum Verstärker 503 gelangt Dieser ist wiederum ein Differenzverstärker mit hoher Verstärkung, also ein Operationsverstärker. Der Verstärker 503 und die zugeordneten Widerstände 504,505,306 und 507 sind in üblicher Weise zur algebraischen Kombination der an die Eingänge UO und 121 angelegten Signale geschaltet, so daß sich am Ausgang 506 ein Signal ergibt, welches die algebraische Differenz der zugeführten Emgangssignale 1st, wodurch ein Ausgangssigntl erzielt wird, das int wesentlichen frei von Fehlersignalkomponenten ist Die Eingangsimpedanz des Verstärkers 503, d. h, der Wert des Widerstandes 506 in Verbindung mit dem Widerstand 507 soll so groß sein, daß er den zugeordneten Koppeltransformator nicht unzulässig belastet Das Ausgangssignal des Verstärkers 503 gelangt über einen Kondensator 509 und einen Widerstand 510 an den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 511. Der Kondensator 506 und der Widerstand 510 bilden ein einfaches Hochpaßfilter mit

ίο einer solchen Kennlinie, daß der Frequenzgang der Verstärkereinheit und demgemäß des Wiederholungsverstärkers mit einer vorbestimmten Neigung im niederfrequenten Bereich abfällt, beispielsweise unterhalb 200 Hz. Dieser Abfall stellt sicher, daß der Verstärker in diesem niederfrequenten Bereich stabil ist Der Verstärker 511 bildet zusammen mit den Widerständen 512,513,514 und dem Potentiometer 515 einen nichtinvertierenden Verstärker mit ebener Verstärkungskurve und wird zur Einstellung des Verstärkungs- wertes bei den Ausführungsbeispielen der Erfindung benutzt Zur Einstellung der Verstärkung ist zwar ein Potentiometer dargestellt, es können aber zahlreiche andere Anordnungen in gleicher Weise verwendet werden, beispielsweise schaltbare oder einstellbare Dämpfungsglieder auf eine dem Fachmann bekannte Art, um eine sogenannte Ebene Verstärkungskennlinie zu erreichen, d. h, eine Kennlinie, die unabhängig von der Frequenz ist Man beachte außerdem, daß die Verstärkungseinstellung unabhängig von der Einstel lung der Auslöschungsschaltung ist, und zwar im Gegensatz zu bekannten Anordnungen unter Verwendung von Leitungsnachbildungsschsltungen, bei denen die Verstärkungseinstellung von der Impedanzeinstellung der Nachbildungsnetzwerke zur Anpassung einer

ji Fernsprechleitung an den Verstärker und umgekehrt abhängt

Das Ausgangssignal des Verstärkers 511 wird einem Dämpfungsentzerrer 502 zugeführt Dieser ist ein Tiefpaßfilter bekannter Art zur Realisierung eines sogenannten Tiefpaßfilters zweiter Ordnung, das auf bekannte Weise für den Fachnuinn auf dem Gebiet der Fernsprech verstärker zur Kompensation des Frequenzgangs von Fernspruchkabeln etwa zwischen den Frequenzen 100 Hz und 3000· Hz verwendet wird.

Außerdem sorgt der Dämpfungsentzerrer 502 für eine obere Grenzfrequenz mit Abfall im Frequenzbereich oberhalb 4000 Hz. Damit wird eine Stabilität der Gesamtschaltung des Wiederholungsverstärkers im hohen Frequenzbereich sichergestellt Ein solches

so Tiefpaßfilter ist gezeigt im »Handbook of Operational Amplifier Active RC Networks« veröffentlicht von Burr-Brown Research Corporation, 1966, Seite 80. Das Ausgangttignal des Dämpfungsentzerrers 502 ist das gewünschte normale Ausgangssignal, das frei von

ss Fehlersignalkomponenten ist

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

1 Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Übetragen von Signalen zwischen einer über einen Ankopplungsübertrager induktiv angekoppelten Zweidraht- Übertragungsleitung und einer mit je einem Verstärker im Sendezweig und im Empfangszweig ausgestatteten Vierdraht-Übertragungsleitung in Fernmeldeanlagen, insbesondere in Fernsprech-Qbertragungsanlagen, in denen die vierdrahtsehige Wicklung des Ankopplungsübertragers mit ihrem einen Ende mit Bezugspotential und mit ihrem anderen Ende mit dem Eingang des im Sendezweig der Vierdraht-Übertragungsleitung liegenden Verstärkers direkt und mit dem Ausgang des im ι«, Empfangszweig der Vierdraht-Übertragungsleitung liegenden Verstärkers über ein dazwischenliegendes Nachbildnetzwerk verbunden ist und zumindest der im Sendezweig der Vierdraht-Übertragungsleitung liegend^ Verstärker einen weiteren Eingang aufwebt, dem zumindest ein Teil des im Einpfangszweig der Vierdraht-Übertragungsleitung auftretenden Signals Ober ein weiteres Nachbildnetzwerk zugeführt wird, mit dessen Hilfe der aufgrund fehlerhafter Anpassung der Zweidraht-Übertragungsleitung 2s am anderen Eingang des Verstärkers auftretende Teil des im Empfangszweig der Vierdraht-Übertragungsleitung auftretenden Signals kompensiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Nachbildnetzwerk (120) als Scheinwiderstandsnetzwerk sole' '.r Übertragungscharakteristik ausgebildet ist, daß es aus dem anliegenden Signal ein im wesentlichen ein Abbild des Fehlersignals darstellendes Kompensatiorissignal bildet.

2. Schaltungsanordnung nacn Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Nachbildnetzwerk (120; 216, 224) ein aktives Scheinwiderstandsnetzwerk (Fig.4) mit einer Übertragungscharakteristik zweiter Ordnung mit einem ersten und zweiten Pol-Nullstellenpaar ist, daß die Werte des ersten Pol-Nullstellenpaares so gewählt sind, daß sich eine Kompensation der Scheinwiderstandskomponenten des Ankopplungsübertragers (101; 201, 202) ergibt, und daß die Werte des zweiten Pol-Nullstellenpaares so gewählt sind, daß eine Kompensation der Scheinwiderstandskomponenten der Zweidraht-Übertragungsleitung (T, /ty erzielt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das wettere Nachbildnetzwerk (120; 216» 224) ein aktives Scheinwiderstandsnetz- so werk (Fig.3) mit einer Übertragungscharakteristik vierter Ordnung mit einem ersten und einem zweiten Pol-Nullstellenpaar sowie einem ersten und einem zweiten quadratischen Pol-Nullstellenpaar ist, daß das erste Pol-Nullstellenpaar so gewählt ist, daß es die Dämmungskennlinie in Abhängigkeit von der Frequenz in einem ersten vorgegebenen Frequenzbereich beeinflußt daß das zweite Pol-Nullstellenpaar so gewählt ist, daß es die Dämpfungskennlinie in Abhängigkeit von der Frequenz in einem zweiten μ vorgegebenen Frequenzbereich beeinflußt, und daß die quadratischen Pol-Nullstellenpaare so gewählt sind, daß die Dämpfungskennlinie in Abhängigkeit von der Frequenz in einem dritten vorgegebenen Frequenzbereich beeinflußt werden, derart, daß die Scheinwiderstandskomponenten der Zweidraht-Übertragungsleitung (T, R) und des Ankopplungsübertragers (101; 201,202) Kompensiert werden.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Scheinwiderstandsnetzwerk (Fig.3) einstellbare Schaltungselemente (305, 312, 313, 314, 315, 316) zur Änderung der DSmpfungskennlinie in Abhängigkeit von der Frequenz aufweist, um eine Anpassung an den Scheinwiderstandsverlauf der Zweidraht-Übertragungsleitung (T, R)zu ermöglichen.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein einstellbares Schaltungselement (315) zur selektiven Einstellung der Werte des zweiten Pol-Nullstellenpaares vorgesehen ist, wobei aber das Verhältnis der Werte der zweiten Polstelle und der zweiten Nullstelle konstant ist

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein einstellbares Schaltungselement (316) vorgesehen ist, das das Verhältnis der Werte der zweiten Polstelle und der zweiten Nullstelle ändert

7. Schaltungsanordnungen nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß einstellbare Schaltungselemente (307, 308, 309) vorgesehen sind, die die Werte der quadratischen Pol-Nullstellenpaare ändern.