DE1541409A1

DE1541409A1 - Modulation eines Gunn-Oszillators

Info

Publication number: DE1541409A1
Application number: DE1966J0032100
Authority: DE
Inventors: Fleming Paul Lawrence
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1966-02-02
Filing date: 1966-10-26
Publication date: 1969-10-16
Also published as: CH451262A; DE1541409B2; BE689045A; NL6701515A; SE333957B; GB1153457A; FR1502181A; US3846717A

Description

Die Erfindung betrifft einen Halbleiter-Zweipoloszillator mit parallel geschalteter Impedanz, in dem unter Einwirkung eines oberhalb eines kritischen Schwellenwertes angelegten elektrischen Feldes eine hochfrequente Schwingung erzeugt und auf die Impedanz übertragen wird.

Ein Halbleiter-Zweipoloszillator dieser Art besteht z. B. aus einem η-Halbleiter wie Galliumarsenid oder Indiumphosphid. Wird nun an ein solches Halbleiterbauelement ein elektrisches Feld angelegt, dessen Stärke einen kritischen Schwellenwert übersteigt, dann entsteht in einer hieran angeschlossenen Impedanz ein Wechselstrom. Dieser Wechselstrom läßt sich theoretisch in seiner Entstehung so deuten, daß sich unter Einwirkung des elektrischen Feldes heiße Elektronen im Halbleiter gruppieren und eine sich fortpflanzende elektrische Stoßwelle auslösen, die sich dann zwischen den Grenzflächen der Halb leiterzone ausbreitet. Diese Wirkung ist unter dem Namen Gunn-

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Effekt bekannt geworden. Die Auslösung der elektrischen Stoßwelle läßt sich auch als Nukleatian einer Hochfela-Domäne deuten.

Theoretische Betrachungen zeigen, daß der Gunn-Effekt infolge eines Übergangs von Leitungselektronen in einem Halbleiter von einem zentralen Energieminimum zu einem benachbarten Energiemaximum entstehen, wo sie dann eine geringere Beweglichkeit besitzen.

Während der Auslösung einer elektrischen Stoßwelle besteht eine nicht gleichförmige Feldverteilung in der HaIb-

W leiterzone, die sich in Feldrichtung in Abhängigkeit von der Zeit ausbreitet. Diese Huchfeld-Domäne breitet sich in der Halbleiterzone von der Kathode zur Anode aus, um dann erneut an der Kathode ausgelöst zu werden, so daß sich eine sich wiederholende elektrische Stoßwellenausbreitung ergibt. In der an dem Halbleiter-Zweipoloszillator angeschlossenen Impedanz entsteht dann in Abhängigkeit von der elektrischen Stoßwellenausbreitung ein entsprechender Wechselstrom.

Die elektrische Stoßwellenausbreitung ist sozusagen eine sich fortpflanzende lokalisierte Raumleitungsverteilung, die die Halbleiterzone unter Einwirkung eines genügend

fc starken elektrischen Feldgradienten durchquert. Damit eine lokalisierte Raumleitungsverteilung der Halbleiterzone entstehen kann, ist es erforderlich, daß eine ausreichende Dichte von Leitungselektronen bereitgestellt ist und eine Inhomogenität des elektrischen Feldgradienten auftritt. Die normale Ladungsträgerdichte, d. h. das Dichtegleiehgewicht der Leitungselektronen in einer Halbleiterzone eines Halbleiter-Zweipoloszillators ist bezeichnend für die zur Verfügung stehenden n-Leitfähigkeitsladungsträger, um einen Strom bei einer bestimmten Temperatur entsprechend der Kristallstruktur und der Störstellenkonzentration der Halbleiterzone

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auslösen zu können.

Der oben beschriebene Gunn-Effekt ist in folgenden Literaturstellen beschrieben: "Instabilities of Current in III-V Semi- ' conductors", J. B. Gunn, IBM Journal of Research and Development, April 1901, Seite l4l bis 159j "The Gunn Effect", J. B. Gunn, Journal of International Science and Technology, Oktober 19o5, Seite K$ bis 5o; " Continuous Microwave Oscillations of Current in GaAs", N. Braslau, et al., IBM Journal of Research and Development, November I9o4, Seite 545 und 5^ü; und "Synchronized Non-Reciprocal GaAs Oscillator Circuit", P. L. Fleming, IBM Technical Disclosure Bulletin, August I965, ^ Seite 415. ™

Bisher hat sich in der Praxis gezeigt, daß elektrische Stoßwellenausbreitung in aus Galliumarsenid oder Indiumphosphid bestehendem Halbleitermaterial auftreten kann. Es wird angenommen, daß diese Halbleitermaterialien beispielhaft sind für viele andere Halbleiterarten, in denen sich eine elektrische Stoßwellenausbreitung auslösen läßt. Ebenfalls hat sich ergeben, daß der spezifische Widerstand geringer als ungefähr 100 Ohmzentimeter in einer Halbleiterzone sein muß, damit hierin eine normale Dichte von Leitungselektronen auftritt, die ausreichend ist, um eine elektrische Stoßwellenausbreitung auslösen zu können. .

Die Ausgangsimpulse eines so beschriebenen Halbleiter-Zweipoloszillators entsprechen in ihrer Anfachung und Eigenschaft genau der Art und der Dauer des die elektrische Feldstärke bereitstellenden Eingangsspannungsimpulses, d. h. die Folge der in der Halbleiterzone erzeugten elektrischen Stoßwellen ist exakt abhängig von der Einsatzzeit und der Form des Eingangsspannungsimpulses. Das bedeutet aber, daß für untereinander identische Eingangsimpulse einer angelegten Impulsfolge die Ausgangsimpulse ebenfalls untereinander identisch sind und sowohl in Form und Phase jeweils den Eingangsimpulsen entsprechen. Dies ist auch aus den oben genannten Literatur-

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stellen ersichtlich. Ist hingegen der Eingangsspannungsimpuls in seiner Dauer so lang, daß er effektiv einer angelegten Gleichspannung entspricht, dann stellt die von dem Halbleiter-Zweipoloszillator abgegebene Schwingung einen kontinuierlichen Wellenzug dar. Für bestimmte Anwendungsfälle ist es wünschenswert, die Ausgangsschwingungen eines Halbleiter-Zweipoloszillators zu modulieren. So könnte zum Beispiel eine Erfordernis darin bestehen, einen Halbleiter-Zweipoloszillator jeweils in äußerst kurzen Zeitintervallen zu betreiben, um die Verlustleistung zur Vermeidung übermäßiger Wärmeentwicklung auf ein Minimum herabzudrücken. Für andere Anwendungszwecke soll eine Modulation der Ausgangsschwingungen herbeigeführt werden. Schließlich kann auch gefordert sein, daß ein Halbleiter-Zweipoloszillator mit dem höchstmöglichen Wirkungsgrad betrieben werden soll. Diese Erfordernisse ließen sich bisher aber nicht mit ausreichender Betriebssicherheit und Wirksamkeit erfüllen.

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die den oben genannten Ansprüchen gerecht wird, wobei gleichzeitig eine vollständige gegenseitige Entkopplung des Modulationskreiees und des Oszillatorkreises herbeigeführt wird. Es soll insbesondere auch eine Eigen modulation der Schaltungsanordnung möglich sein. Hierzu besteht die Erfindung darin, daß an das kalte Ende des Halbleiter-Zweipoloszillators sowohl die im wesentlichen oberhalb einer bestimmten Grenzfrequenz, bei der vom Halbleiteroszillator erzeugten Trägerfrequenz wirksame Impedanz über eine für die Trägerfrequenz im wesentlichen unwirksame Kapazität als auch ein erster Pol der für die Bereitstellung des elektrischen Feldes dienenden Gleichspannungsquelle angeschlossen ist, deren zweiter Pol mit dem heißen Ende des Halbleiteroszillators gleichstrommäßig in Verbindung steht, wobei die Verbindungsleitung zwischen dem ersten

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Pol der Gleichspannungsquelle und dem kalten Ende zur Einprägung einer Modulation eingerichtet ist, für deren Frequenz die Kapazität einen ausreichenden Widerstand darstellt und deren Amplitude in Zusammenwirkung mit der zugeführten Gleichspannung periodisch den dem kritischen Schwellenwert der elektrischen Feldstärke entsprechenden Schwellenspannungspegel über- und unterschreitet. Damit ist sichergestellt, daß eine absolut wirkende gegenseitige Entkopplung zwischen dem Modulationskreis und dem Oszillatorkreis gewährleistet ist.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung m

ist dabei der Halbleiteroszillator mit seinem kalten Ende direkt an die Kapazität angeschlossen, wobei zur Einprägung der Modulation eine Induktivität in der Verbindungsleitung zwischen der Gleichspannungsquelle und dem Verbindungspunkt der Kapazität mit dem kalten Ende liegt . In vorteilhafter Weise ist dabei die Kapazität und die Induktivität als Resonanzkreis auf die Modulationsfrequenz abgestimmt.

Bei einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist der Halbleiter-Zweipoloszillator mit seinem kalten Ende über eine Induktivität zur Einprägung der Modulation an den Verbindungspunkt der Kapazität mit der Gleichspannungsquelle angeschlossen. In vorteilhafter Weise liegt dabei parallel I

zur Induktivität ein Kondensator, so daß ein auf die Modulationsfrequenz abgestimmter Schwingkreis gebildet ist. Während im ersten Ausführungsbeispiel der Verbindungspunkt bei ausreichender Entkopplung unstabilisiert ist, ist er im zweiten Falle vollständig stabilisiert.

Zur Fremdmodulation wird in beiden Ausführungsbeispielen die Modulationsquelle vorteilhafterweise mit der jeweiligen in der Zuführungsleitung liegenden Induktivität gekoppelt. Gemäß einem weiteren Erfindungsgedanken wird aber hierbei der Schwingkreis durch einen Widerstand gedämpft, dessen Wert kleiner ist als der bei Schwingungsanregmig durch den negativen Widerstand des Halbleiter-ZweipoloszilMors dargestellte

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-υ-

Wert.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird bei Anwendung von Eigenmodulatioja die Gleich Spannungsquelle getastet, so daß ein Impuls entsteht, dessen Dauer gleich oder angenähert der Hälfte des Reziprokwerts der iiigenmodulationsfrequeriz ist. In diesem Falle besteht der jeweilige Dämpfungswiaerstand aus dem Innenwiderstand des Impulsgenerators bzw. der Zuführungsleitung. V/ird kein besonderer Schwingkreis verwendet dann kann in vorteilhafter V/eise die Induktivität der Zufüfrungsleitung als Schwingkreisinduktivität für den Modu-

^ lationskreis dienen.

Gemäß einem weiteren Erfindungsgedanken liegt das heiße Ende des Halbleiter-Zweipoloszillators direkt an einem Punkt einer Wellenleitung während der mit dem kalten Ende gleichstrommäßig in Verbindung stehende Verbindungspunkt je über einen zusammen die Kapazität darstellenden Entkopplungskondensator an dem geerdeten Teil der Wellenleitung liegt, mit der andererseits der zweite Pol der Glfcichspannungsquelle verbunden ist. Hierbei besteht die Impedanz neben der Belastung aus einem auf die Belastung abgestimmt eingestellten KurzSchlußschieber. In zweckmäßiger Weise sind hierbei die beiden Entkopplungskondensatoren als Durchführungskondensator ausgebildet, wobei der jeweils eine Beleg

P durch die Zuführungsleitung und der andere Beleg jeweils durch einen entsprechenden Abschnitt der Wellenleitung gebildet wird.

Die erfindungsgemäße Anordnung läßt sich in vorteilhafter Weise in einem abgestimmten Zwischenfrequenzradarsystem verwenden, wobei es dann nicht erforderlich ist, einen örtlichen Oszillator für den Empfangsteil des Radarsystems vorzusehen. Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, die anhand von Ausführungsbeispielen mit Hilfe der nachstehend aufgeführten Zeichnungen die Erfindung näher erläutert _t und aus den Patentansprüchen.

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Es zeigen:

Pig. 1 ein Prinzipschaltbild der erfindungsge-

mäßen Schaltungsanordnung

Fig.2a u. 2b Ersatzschaltbilder für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1

Fig. 3a das Prinzipschaltbild eines an sich bekannten Oszil3ä;ors

Fig. 3b bis 3d Diagramme zur Erläuterung der Wirkungs- £

weise der Schaltung nach Fig. 3^Ji

Fig. 4a eine graphische Darstellung der Ausgangsleistung in Abhängigkeit von der Feldstärke

Fig. 4b eine graphische Darstellung des Stromes

in Abhängigkeit von der Feldstärke

Fig. 5a u. 5b graphische Darstellungen der Modulationsschwingungen in idealisierter Form

Fig. oa eine graphische Darstellung der hochfrequenten Ausgangsschwingungen f

Fig. ob eine Darstellung eines vergrößerten Zeitausschnittes der graphischen Darstellung nach Fig. oa

Fig. 7 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung

in abgewandelter Form

Fig. 8 eine weitere Abwandlung der erfindungsge

mäßen Schaltungsanordnung

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-&-■

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Fig. 9 . eine Modifikation der Schaltungsanordnung

nach Fig. 8

Fig. 10 ein Blockschaltbild für eine Anwendungsmöglichkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung .

Zunächst soll ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Schaltungsanordnung eines Mikrowellengenerators nach Fig. 1 beschrieben werden, in dem ein Halbleiter-Zweipol oszillator 12 in einer Wellenleitung IJ mit einer Einspeisungsklemme 20 eingebaut ist. Der Halbleiter-Zweipoloszillator 12 besteht aus einer einzigen Halbleiterzone 13 mit den ohmischen Kontakten 14 und lö, die mit der Wellenleitung 17 am Punkt 18 bzw. an der Einspeisungsklemme 20 in Verbindung stehen. An die Einspeisungsklemme 20 wird die Betriebsspannung zur Schwingungsanfachung im Halbleiter-Zweipoloszillator 12 angelegt. Hierzu ist ein Impulsgenerator 22 mit seinem Innenwiderstand 24 über die Verbindungsieiturig 26 mit der Einspeisungsklemme 20 verbunden. Der Impulsgenerator 22 kann dabei aus einem Transistorverstärker in Kollektorschaltung bestehen, der von einer Impulsquelle angesteuert wird. Die Verbindungsleitung 2ö besitzt eine verteilte Induktivität, die durch eine Ersatzinduktionsspule 28 dargestellt ist. Zur Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung soll vorausgesetzt werden, daß der Impulsgenerator 22 am Punkt 23 geerdet ist und einen Rechteckimpuls 30 mit einer Impulsdauer t und einer Spannungsamplitude V_D liefert. Zur Erläuterung eines anderen Ausführungsbeispieles der Erfindung wird der Impulsgenerator 22 durch eine Gleichspannungsquelle ersetzt. Der Verbindungspunkt 18 an den der ohmische Kontakt 14 des Halbleiter-Zweipoloszillators 12 angeschlossen ist, ist über die Wellenleitung 17 mit dem einen Ende 33 eines Kurzschlußschiebers 32 verbunden.

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Der andere ohmische Kontakt Io des Halbleiter-Zweipoloszillators 12 ist über die Einspeisungsklemme 20 und den Kopplungskondensator 34 mit dem anderen Ende ?ö des Kurzschlußschiebers 32 verbuxiden. Mit der Wellenleitung 17 ist an den Verbindungspunkten 40 und 42 andererseits die Last 3& angeschlossen. Die Last 38 kann dabei ohmisch oder komplex sein. Der Kurzschlußschieber 32 ist in der Wellenleitung 17 zur Abstimmung in Abhängigkeit von der Last 38 eingestellt.

Die Einspeisungsklemme 20 ist über Kondensator 44 und Wellenleitung 1? an den Verbindungspunkt 42 angeschlossen. Außerdem ist die Wellenleitung 17 an den Punkten 4o und A

4ö jeweils mit Erde verbunden. Der Spannungsabfall der Last J5Ö wird mit Hilfe eines hier nicht gezeigten Oszilloskopes, das an die Verbindungsleitungen 50 und 52 ange schlossen ist, gemessen. Wenn im Betrieb ein Spannungs impuls JO des Impulsgenerators 22 einen eigemnodulierten Mikrowellen-Schwingungsimpuls am Ausgang des Halbleiter-Zweipoloszillators 12, nämlich am Verbindungspunkt l8 und an der Einspeisungsklemme 20 veranlasst, dann stellt die Einspeisungsklemme 20 tatsächlich einen Entkopplungspunkt zwischen der relativ niederfrequenten Treiberspannung (Fig.5A) und der erzeugten relativ hochfrequenten Ausgangsspannung (Pig.oB) dar.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann in der Weise realisiert werden, daß ein Halbleiter-Zweipoloszillator 12 in einer symmetrischen Bandleitung, die als Wellenleitung dient, eingebaut ist. Diese Bandleitung ist mit einem Kurzschlußschieber 32 versehen und enthält die Ableitkondensatoren 34 und 44, die Erdanschlüsse 4o und 48, die Einspeisungsklemme 20 und einen hier nicht gezeigten Übergang an den Anschlußpunkten 40 und 42 von der Bandleitung auf eine Koaxialleitung. Die veränderbare komplexe Belastung 38 besteht dabei aus einer koaxialen, doppelten Abstimm-Stich leitung, die herkömmlicherweise mit der Koaxialleitung ver-

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bunden ist. Diese Abstimm-Stichleitung wird an einem Ende mit ihrem Wellenwiderstand abgeschlossen, an dieser Stelle sei bemerkt, daß die Streuinauktivität 2c aucn in einer Induktionsspule enthalten sein kann. Als Ersatzschaltbilder für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 diener* die Schaltungen nach aen AbDildungen in den Figuren 2A und 2B, um jeweils aie entkoppelten Schaltkreise , xür-ilich den der relativ hochfrequenten Schwingung in aer WelleiJ.eitun_· 17 und uen der relativ niederfrequenten Schwingung am £irispeisuii,j3punkt 20 darzustellen.

fc In der Schaltung nach Fig. 2A stellt öle Induktivität Ll die effektive Induktivität des KurzsehluBsehiebers j>2 in der Wellenleiturig 17 dar. Die Ableitun^skondensatoren ~^4 und 44 sind hierin weggelassen, da sie für die relativ hochfrequente Schwingung des Halbleiter-Zweipoloszillc.t^rs 12 jeweils einen Kurzschluß nach Erde darstellen. In der Schaltung nach Fi^. 23 stellt die Kapazität C aie Gesamtkapazität der Kondensatoren 34 und 44 dar, die Ix. Parallelschaltung zum Halbleiter-Zweipoloszillator 12 für die relativ niederfrequente Schwingung wirksam ist. Parallel hierzu ist außerdem eine Serienschaltung gebildet aus aer Induktivität L2 und den Widerstand R v/irksam, die wie bereits gesagt, die Streuinduktivität bzw. den Innenwiderstar.d des

™ Impulsgenerators 22 und der Verbindungsleitung 2υ darstellen. Bei Betrachtung der Ersatzschaltbilder nach den Figuren 2A und 2B ergibt sich ohne weiteres, daß eine am Halbleiter-Zweipoloszillator 12 wirksame relativ niederfrequente Spannung keinen nennenswerten Einfluß auf die Last Jb habeu kann, wo hingegen eine am Halbleiter-Zweipoloszillator 12 auftretence relativ hochfrequente Spannung nicht auf den Impulsgenerator 22 übertragen wird.

Bevor nun weiter die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 betracntet wird, soll zunächst die an andererstelle vorgeschlagene und der Erfindung zugrunde liegende Schaltung anhand der Fi_e ^-oA bis Fig. 3D erläutert werden.

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Der in der Schaltungsanordnung nach Fig. JA verwendete Halbleiter-Zweipoloszillator besteht aus der Halbleiterzone υ2, deren Material, vorzugsweise monokristallines Galliumarsenid oder Indiumphosphid ist und deren wirksame Lnnge L zwischen den Begrenzungsflächen o4A und o4B liegt. Die ohrnischen η -Kontakte όυΑ und ουΒ sind an entsprechende HalbIeiterbegrenzungsflachen u4A und u4B angebracht. Die elektrischen Anschlüsse an den ohmischen η -Kontakten stehen in Verbindung mit einer variablen Spannungsquelle o8. Die negative Klemme der variablen Spannungsquelle o8 ist über die Leitung 70/den Kontakt ooA angeschlossen, während die positive Klemme über die Leitung 72 den variablen Belastungswiderstand 74 und die Leitung 7o mit dem Kontakt ooB _Λ verbunden ist. Über die Zuführungsieitungeη 7&A und "SB läßt sich der Strom im variablen Belastungswiäerstand 74 mit Hilfe eines Oszllloskopes messen.

Die Dotierung der Halbleiterzone o2 ist so gewählt, daß sich eine Überschuß-Leitung ergibt, d. h., daß eine normale Gleichgewichtsverteilung der Leitungselektronen entsteht, die ausreichend ist, um hierin eine elektrische Stoßwelle zu übertragen. Unter elektrischer Stoßwelle wird hier eine lokalisierte Raumleitungsverteilung in der Halbleiterzone b2 verstanden, die unmittelbar am Kontakt üöA ausgelöst wird und sich längs der Länge L der Halbleiterzone Ö2 in Richtung auf den Kontakt öoB ausbreitet. Diese lokalisierte Raumleitungsverteilung ist begleitet von einer örtlichen Inhomogenität ä eines elektrischen Feldes, das sich unter der Einwirkung der Spannungsquelle o8 zwischen den farn ischeri Kontakten o6A und OuB ausbildet. Voraussetzung ist allerdings, daß das elektrische Feld anfangs wenigstens einen bestimmten Schwellenwert A, der in der graphischen Darstellung nach Fig. jJB gezeigt ist, erreicht.

Die am als Kathode wirkenden Kontakt o6A eingeleitete elektrische Stoßwelle breitet sich dann weiterhin über die Halbleiterzone 62 aus, vorausgesetzt allerdings, daß die elek-

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trische Feldstärke mindestens einen Wert beibehält, der
sich durch Anlegen einer Schwellenwertspannung des Pegels B ergibt. In der graphischen Darstellung der Figur ^B ist
ein zusätzlicher Vorspannungspegel angedeutet, der einer konstanten, an die Halbleiterzone 62 angelegten Spannung entspricht, der dann die Spannungsamplitude 82 eines Impulses 80 überlagert wird. Wenn entsprechende Beschränkkungen infolge unvermeidlicher Verlustleistungen berücksichtigt werden, dann läßt sich auch ein der Maximalamplitude des Impulses 80 entsprechender Gleichspannungswert
an die Halbleiterzone o2 anlegen.

In den graphischen Darstellungen nach den Figuren JQ und JD sind in schematischer Wiise Stromimpulsformen angegeben, die zur Erläuterung der Beziehung zwischen dem Strom in der Halbleiterzone 62 und der zwischen den ohmischen
Kontakten ööA und 66B angelegten Spannung dienlich sind. Wird vorausgesetzt, daß der Spannungsimpuls 80 mit seiner Maximalamplitude 82 unterhalb der Schwellenwertspannung A liegt, dann stellt sich der Strom in der Belastung J^ in zeitlicher Abhängigkeit wie in Fig. JG gezeigt dar. Es
läßt sich feststellen, daß die Impulsform 8o in der graphischen Darstellung nach Fig. JC vergleichbar ist mit der Form des Spannungsimpulses 80 in der graphischen Darstellung nach Fig. JB, Übersteigt die Amplitude 82 des Spannungsimpulses die Schwellenwertspannung A, dann wird eine lokalisierte Raumleitungsverteilung beim ohmischen Kontakt 66A erzeugt, die sich in Richtung auf den ohmischen Kontakt 66 B ausbreitet. Die in Begleitung hiermit auftretende Stromänderung wird für jede am ohmischen Kontakt o6A ausgelöste elektrische Stoßwelle wiederholt. Die in der graphischen Darstellung nach Fig. JO gezeigte Stromimpulsform 88 besitzt eine relativ hochfrequente Schwingung 90, die während des Zeitintervalls, das der Dauer des Impulses 80 entspricht, auftritt, wenn dessen Maximalamplitude 82 höher als die an der Halbleiterzone 62Schwellenwertspannung D ist.
Die graphische DarÄJ*e£iung nÄiih-IiLig. 4 zeigt Leistungskurven

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eines Mikrowellerigenerators gemäß der Schaltungsanordnung nach Pig. 1, die sich ergeben, wenn die Einspeisungsklemme 20 einer in Fig. 1 nicht gezeigten Widerstandsverbiudung nach Erde während des Meßvorganges stabilisiert ist. In der graphischen Darstellung nach Pig. 4A ist auf der Ordinate die Ausgangsleistung des Mikrowellengenerators in Watt und auf der Abszisse die angelegte elektrische Feldstärke an die Halbleiterzone IJ (Pig. I) zwischen den ohmischen Kontakten 14 und Io in Volt pro cm aufgetragen. Die ausgezogene Kurve Al gilt für einen

Galliumarsenid-Halbleiter, dessen wirksame Fläche 0,o6 mm , dessen Leitfähigkeit 2 Ohmzentimeter und dessen Dicke 75 /u. beträgt. Die Kurve Al steigt stetig mit wachsender Feldstärke an. Die Kurve Bl entspricht einem Galliumarsenid-

2 Λ

Halbleiter, dessen wirksame Fläche O,lol mm , dessen Leit- ^ fähigkeit 0,5 Ohmzentimeter und dessen Dicke 75 M beträgt. Die Kurve Bl steigt dabei stetig bis zu einem Maximum an, um dann nach Erreichen eines Höckerpunktes abzufallen. Beide Halbleiter-Bauelemente sind für die Verwendung in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung geeignet. Jedoch ist ein Halbleiter—Bauelement, dessen Hochfrequenz-Ausgangsleistung in Abhängigkeit von der angelegten, FeJd. stärke entsprechend der Charakteristik der Kurve A3./in besonderem Maße für die Anwendung der Erfindung geeignet, da sich hiermit ein höherer Wirkungsgrad erzielen läßt. So ergibt sich z. B. für ein Halbleiter-Bauelement, dessen monokristalline Galliumarsenid-Halbleiterzone IJ (Fig. 1) einen g

2 ™

Querschnitt von ungefähr 0,7 mm , eine spezifische Leit fähigkeit von 2 Ohmzentimeter und eine Dicke zwischen den ohmschen Kontakten 14 und 16 von 75/U aufweist, ohne weiteres eine« Wirkungsgrad von

Gemäß einem an anderer Stelle gemachten Vorsehlag wird Galliumarsenid hohen Reinheitsgrades und niedrigen spezifischen Widerstandes in der Weise hergestellt, daß Galliumarsenid-Kristalle

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mit vorherbestimmter Ladungsträgerkonzeiitration einer Wärmebehandlung für einen solchen Zeitraum unter solchen Temperaturen unterzogen werden, so daß zwar keine Donator-Diffusion aus den Halbleiterkristallen stattfindet, hingegen aber Akzeptoren aus dem Kristallgitter entfernt werden und damit die Ladungsträgerkonzentrationen in den Kristallen von den vorbestimmten Ladungsträgerkonzentrationen abgeändert werden. Die Kurven A2 und B2 in der graphischen Darstellung nach Fig. 4B sind von Al und Bl entsprechenden Kurven unter Annahme einer kubischen Symmetrie in der Strom-Spannungscharakteristik und unter Berücksichtigung der bei den graphischen Darstellungen nach den Fig. 5A, 5B und oA angegebenen Vierte abgeleitet. Ir_A der graphische Darstellung der Fig. 4B ist auf der Ordinate die Stromstärke I in Ampere und auf der Abszisse die elektrische Feldstärke an der Halbleiterzone I^ (Fig. 1) zwischen den ohmischen Kontakten 14 und Io in Volt pro cm aufgetragen. Die Kurve A2 zeichnet sich im Gegensatz zur Kurve B2 durch einen relativ langen Ast negativer Steilheit aus, entsprechend einem sieh ergebenden negative;, differentiellen V/iderstand. Die Äste der Kurven A2 und B2 rechts von den Punkten Bl bzw. B2 sind unter der oben erwähnten Annahme eines kubischen Symmetriernodells extrapoliert.

Aus rein theoretischen Erwägungen ergibt sich, daß die Schwingung relativ niedriger Frequenz, wie sie siek für den Schaltkreis nach Fig. 2B erhalten wird, unter Zusammenwirken des negativen Widerstandes des Halbleiter-Zweipoloszillators 12 während der Ausbreitung der elektrischen Stoßwelle mit dem aus dem Kondensator C, dem Widerstand R und der Induktivität L2 gebildeten Resonanzkreis abgeleitet wird. Hierbei stellt C die Gesamtkapazität der Kondensatoren ^4 und 44 nach Fig. 1 R den Wert des !."iderstandes 24 des Impulsgenerators 22 sowie der

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Verbindungsleitung 2o und die Induktivität L2 die verteilte Induktivität des Impulsgenerators 22 und der Verbindungslei tuiig 2o dar. Bei der sich infolge des negativen Widerstandes des Halbleiter-Zweipoloszillators einstellenden Betriebsbedingung dient dieser als Energiequelle zum Anfachen einer Schwingung im äquivalenten Schaltkreis nach Fig.2B.

Die Darstellungen nach Fig. 5 und ο sind idealisierte Oszillogramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Mikrowellengenerators nach Fig. 1. In den Fig. 5A und 5B ist das Spannungsoszlllogramm 92 bzw. das Stromoszillogramm 94 als an der Einspeisungsklemme 20 aufgenommen zu denken. Die Skaleneintellung in Fig. 5A beträgt bei der Ordinate 20 Volt pro cm und bei der Abszisse 0,1 Mikrosekurde pro cm. Die Skaleneinteilung in Fig. 5-B beträgt 2 Ampere pro cm in der Ordinate und 0,1 Mikrosekunden pro cm in der-Abszisse. Im Gegensatz aur trapezförmigen Impulsform 82 in Fig. J5B stellt somit der effektive Treiberimpuls an der Halbleiterzone IJ zwischen den ohmischen Kontakten 14 und Io in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eine Schwingung dar. Während in der graphischen Darstellung nach Fig. 3D die relativ hochfrequente Schwingung des Halbleiter-Bauelementes in Fig.JA dargestellt ist, zeigt die graphische Darstellung nach Fig.5B eine relativ niederfrequente Schwingung des Treiberstromes selbst.

Die relativ niederfrequente Spannungsschwingung 92 nach Fig.5A übersteigt 3 Spannungspegel, nämlich eine Schwellenwert spannung V₁₅, , einen Treiberspannungspegel V^ und einen Spiteen spannungswert V„ . Die Sehwellenwertspannung Vm stellt dabei den niedrigsten Spannungspegel dar, der zur Auslösung einer elektrischen Stoßviellenausbreitung im Halbleiter-Zweipol oszillator 12 (Pig.l) erforderlich ist. Der Treiberspannungspegel V₀ stellt den Mittelwert der Spannungsschwingung des Schwingungsimpulses 92 dar. Der Spitzenspannungswert V_p entspricht dabei dem Seheitelwert des Schwingungsimpulses 92.

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-Ιο-

Der maximale Leistungswirkungsgrad der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird dabei mit einem Treiberimpuls 30 erzielt, dessen Zeitdauer t ungefähr der Hälfte des reziproken Viertes der Eigenmodulationsfrequenz des Schwingungsimpulses 92 entspricht.

Der relativ niederfrequente Stromschwingungsimpuls 9^- in der graphischen Darstellung nach Fig. 5D, der der Einspeisungsklemme 20 zugeführt wird, besitzt zwei Strompegel,nämlich einen mittleren Strompegel I. und einen Spitzenstromwert I_D . Der Spitzenstromwert I^ entspricht dabei dem Treiberspannungspegel V_D in der graphischen Darstellung nach fe Fig. 5A. Der Strompegel I. stellt dabei den Mittelwert der Stromschwingung des Schwingungsimpulses 9^ dar.

Die graphischen Darstellungen nach den Figuren OA und OB zeigen idealisierte Oszillogramme der relativ hochfrequenten Schwingung des Halbleiter-Zweipoloszillators 12 in Fig. 1, wie sie auf den Ausgangsleitungen 50 und 52 auftritt. Der Schwingungspuls 96 des in Fig. 6A gezeigten Oszillogramms besteht aus einer Mehrzehl von Schwingungsimpulsen 98 wie er bei jeder Periode einer Spannungsschwingung des Schwingungspulses 92 in Fig. 5A entsteht. Jeder Schwingungsimpuls 9& (Fig. oA) stellt einen relativ hochfrequenten Schwingungszug dar, dessen Mittelabschnitt bei Schwingung W 100 im Oszillogramm nach Fig. OB dargestellt ist. Die entsprechende Abszissenskalenteilung für die graphischen Darstellungen nach den Figuren 6k und öB ist 50 Nanosekunden pro cm bzw. 1 Nanosekunde pro cm, während die Ordinaten skalenteilung - da belanglos - nicht dargestellt ist.

Zur Beschreibung des den Mechanismus des erfindungsgemäß verwendeten Halbleiter-Zweipoloszillators zugrunde liegenden Gunn-Effekts läßt sich sagen, daß ein solches Halbleiter-Bauelement sozusagen aus einer Parallelkombination besteht, gebildet aus einem frequenzunabhängigen negativen Wider-

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stand, bei dem die Tendenz besteht, den Strommittelwert ■in Abhängigkeit von der elektrischen Stoßwellenausbreitung absinken zu lassen und aus einem Konstantstrom V/echse Istromgenerator dessen Frequenz hauptsächlich durch die Länge des Halbleiter-Bauelementes bestimmt ist, und dessen Amplitude eine Punktion der angelegten Spannung ist.

Die Anordnungen nach den Figuren 7 bis 9 stellen weitere Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung aar. Der Oszillatorteil 102 der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 nutzt nicht die i-iduktiven Eigenschaften der Impuls zuführung an die Einspeisungsklemme 20 aus, sondern besitzt einen besonderen Resonanzkreis, dessen Induktionsspule LJ und dessen Kondensator C2 auf eine bestimmte Modulationsfrequenz abgestimmt sind. Die Kondensatoren Cl und C2 sind hierbei aber nicht so abgestimmt, daß sie einen Resonanzkreis mit dem Impulsgenerator 22 darstellen. Da die Kapazitäten der Kondensatoren Gl sehr viel größer sind als die des Kondensators C2 ist die den Klemmen 40 und 42 der Belastung 36 zugeführte relativ hochfrequente Schwingung vergleichbar d~v mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 erzeugten.

Bei den Schaltungsanordnungen nach Fig. ο und 9 wird die Modulation der hochfrequenten Schwingung jeweil mit Hilfe eines besonderen relativ niederfrequenten Schwingungsgenerators durchgeführt. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 ist dieser Schwingungsgenerator 112 über einen Transformator 114 mit der Treiberzuführungsleitung des HaIbleiter-Zweipoloszillators 12 gekoppelt. Ein zur Induktionsspule L3 und den Kondensator C2 des entsprechenden Resonanzkreises parallel geschalteter Widerstand Ho dient dabei zur Stabilisierung der Einspeisungsklemme 20 bei der Steuerung durch den relativ niederfrequenten Schwingungsgenerator 112. Wennn nämlich-der'Widerstand Ho nicht vorhanden ist und der mittlere Pegel V"_D des Tr eiber impulses ^O merkbar

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kleiner als die Schwellenwertspannung V^ ist, dann hat der Schwingungsgenerator 112 die Tendenz hochfrequente Schwingungen im Halbleiter-Zweipoloszillator 12 anzufachen, die darauffolgend eine Eigenmodulation aufrecht erhält. Um die Wirkungsweise des Generatorteiles 110 der Schaltungsanordnung nach Pig, 8 zu unterstützen, ist der aus der Induktivität L'j> der Kapazität C2 und dem Widerstand 11υ gebildete Parallel-Resonanzkreis auf die Treiberfrequenz des Generators 112 abgestimmt. Der Generatorteil 120 der Schaltungsanordnung oacii Pi£. stellt insofern eine Modifikation des Generatorteils aer Schaltungsanordnung nach Pig. 1 dar, als die Mittel zur

fe Eigenmodulation durch einen besonderen relativ niederfrequenten Schwirigungsgexierator 112 ersetzt sind, der über einen Transformator 114. mit der Treiberzuführungsleitung des Impulsgenerators 22 gekoppelt ist. Zusätzlich ist dabei ein Parallelwiderstand 122 über die Kondensatoren J)4 und 44 geschaltet, um die Einspeisungsklemme 20 für axe Steuerung durch den relativ niederfrequenten Schwingungsgenerator 112 zu stabilisieren. Ist der Parallelwiderstand 122 im Generatorteil 120 der Schaltungsanordnung nach Pig. 9 nicht vorhanden, dann leitet aer Generator eine Modulation der hochfrequenten Schwingung des HaIbleiter-Zweipoloszillators 12 ein., so daß anschließend eine Eigenmodulation aufrecht erhalten wird, selbst wenn der

W Generator 112 abgeschaltet ist. Pur eine stabilisierte Wirkungsweise des Generatorteils HC der Schaltunsanora^u^ nach Fig. ö bzw. des Generatorteils 120 der Schaltungsanordnung nach Fig. 9 ist der Wert des Parallelwiderstandes Ho bzw. des Parallelwiderstandes 122 so gewählt, daß eier Absolutwert negativen Widerstandes des Halbleiter-Zweipcl-Oszillators 12 während der Ausbreitung der elektrischen Stoßwelle größer ist.

Zusammenfassend läßt sich zur V/irkun^sweise der Srfi:-ciun-_;-unter Verwendung von eigenmodulierten Impulsgenerator^η sagen, daß der erfindungsgemäße Mikrov/ellengenerator eU^ec.

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Wirkungsgrad in der Spitzenleistung besitzt, der größer ist als derjenige, der sich ergibt, wenn ein stabilisiertes elektrisches Feld angelegt wird. Unter dem Ausdruck stabilisiert wird hierbei verstanden, daß an der Einspei- -sungsklemme 20 keine relativ hochfrequente Schwingung auftritt. Die erfindungsgemäße Anordnung ist in besonderem Maße für eine Anordnung geeignet, bei der die Hochfrequenz-Au-sgangsleistung in Abhängigkeit von der angelegten elektrischen Feldstärke über den gesamten Betriebsfrequerizbereich ansteigt. Insbesondere gilt für die Sehaltungsanordnungen nach Fig. 1 und Fig. 7, daß die Treiberspannung jeweils um die Schwellenwertspannung variiert, die erforderlich ist, um die Ausbreitung der elektrischen-Stoßwelle ( im Halbleiter-Zweipoloszillator 12 bei einer Schwingung aufrecht zu erhalten, deren Frequenz durch die entsprechenden Bauelemente der Treiberschaltung bestimmt ist. So entspricht z. B. bei einer Treiberfrequenz von angenähert 20 Megahertz ein Treiberpegel von 42 Volt einem stabilisierten elektrischen Feld von 5-j00 Volt pro cm. Bei Eigenmodulation lassen sich Spitzenfeldstärken von angenähert 10 000 Volt pro cm, d. h. δθ Volt Spitzenspannung (V^ in Fig- 5A) erzielen. Die Oszillogramme nach den Fig. oA und JB ergeben sich bei einem Betrieb der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 mit einer Ausgangsfrequenz von 1260 Megahertz und einer Modulation der Feldänderungen bei 20 Megahertz. An der Einspeisungsklemme 2'0 läßt sich ein Zusammenwirken " beim Ausbau der relativ hochfrequenten Schwingungen insofern feststellen, als gleichzeitig ein anwachsendes elektrisches Feld bis zu seiner Selbstbegrenzung wirksam ist. Hinzu kommt, daß die Schwingungen an der Einspeisungsklemme 20 Kippschwingungen darstellen, das heißt während einer Schwingung aufgebaut werden.

Bei einem stabilisierten elektrischen angelegten Feld von 5000 Volt pro cm z. B. beträgt die Spitzenausgangsleistung 5 Watt bei einem Wirkungsgrad von 2,& %.

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Die Impulsdauer des Treiberimpulses JO kann soweit verkürzt werden, daß schließlich nur noch ein Schwingungsirnpuls 9& erzeugt wird. Bei dieser Betriebsweise läßt sich eine Spitzenausgangsleistung von 2j5 Watt bei einem Vjirkungsgrad von 1j5/j erzeugen.

In der Darstellung nach Fig. 10 ist eine Anordnung 1J50 für eine beispielsweise praktische Anwendung der Erfindung bei einem Zwischenfrequenzradar gezeigt. Die Anordnung 1^0 enthält einen erfindungsgemäßen Mikrowellengenerator 152, wie er im Generatorteil der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 und im Generatorteil 102 der Schaltungs-

fc anordnung nach Fig. 7 dargestellt ist, wobei der verwendete Halbleiter-Zweipoloszillator lediglich beispielsweise aus einem Galliumarseriid-Halbleiterbauelement besteht. Der Mikrowellengenerator 1J52 wird von einer Treiberanordnung IJ^ angesteuert, die zusätzlich mit einer Anzeigevorrichtung 1J54 gekoppelt ist, um die Anzeige mit den übrigen Schaltungsanordnurigen der Anordnung 1J50 zu synchronisieren. Der Mikrowellengenerator 1^2 ist mit einem Duplex-Gerät 1>j gekoppelt, das über die Zuleitung mit der Antenne 140 verbunden ist, die als Sende-Empfangsantenne aufgebaut ist. Das Duplex-Gerät Y$b 1st andererseits mit einem nicht linearen Demodulator 144 verbunden, dessen Ausgang mit dem Zwischenfrequenzverstärker 146 ver-

w bunden ist. Der Ausgang des Zwischenfrequenzverstärker ist an die Anzeigevorrichtung 1^4 angeschlossen. Bei Betrieb wird der Ausgang des Mikrowellengenerators 1J2 bei einer Zwischenfrequenz z.B. von 30 Megahertz moduliert. Der als Empfänger dienende Detektor 144 kann dabei· aus einem Tunneldiodendetektor bestehen. Der Zwischenfrequenzverstärker l4o ist auf die Modulationsfrequenz abgestimmt. Im Gegensatz zu den üblichen Radarsystemen, bei denen ein Überlagerungsempfänger, Geradeausempfänger, Breitbandempfänger oder dergleichen verwendet wird, läßt sich vorliegendes System als abgestimmtes Zwischenfrequenzradarsystem b%eichnen. Bei Anwendung der erfindungsgemäßen Anordnung

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erübrigt sicn nämlich die Notwendigkeit eines stabilen örtlichen Oszillators im Empfänger.

Um abschließend auf die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung selbst zurückzukommen, sei festgehalten, daß sie sowohl unter Eigenmodulation als auch unter Fremdmodulation betrieben werden kann. Es versteht sich von selbst, daß auch mehr als eine Eigenmodulationsfrequenz auftreten kann. Darüberhinaus ist es auch möglich, daß eine Kombination der Eigenmodulations- und der Fremdmodulationsbetriebsweise bei verschiedenen Frequenzen ausgenutzt werden kann.

Verschiedene Parameter bestimmen die Eigenfrequenz der Stromschwingung eines Halbleiter-Zweipoloszillators. Von diesen Parametern sind insbesondere die effektive Länge der Halbleiterzone des Halbleitcr-Zweipoloszillators und die Belastungsimpedanz zu nennen. Die oben gebrachte Darstellung der Erfindung stützte sich hauptsächlich auf ein Ausführurigsbeispiel zur Erzeugung von Mikrowellen. Ebensogut lassen sich aber auch Frequenzen erzeugen, die in einem höheren oder niedrigeren Frequenzbereich liegen . Für die Erfindung ist bezüglich der Frequenz lediglich wesentlich, daß eine relativ hohe Frequenz einer Stromschwingung in einem Halbleiter-Zweipoloszillator, die auf die Ausbreitung einer elektrischen Stoßwelle beruht, mit einer relativ niedrigen Frequenz moduliert wird.

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Claims

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IS

Belegexemplar

Darf nicht geändert '.vsrden

Patentansprüche

1. Halbleiter-Zweipoleszillator mit parallel geschalteter Impedanz, in dem unter Einwirkung eines oberhalb eines kritischen Schwellenwertes angelegten elektrischen Feldes eine hochfrequente Schwingung erzeugt und auf die Impedanz übertragen wird, dadurch gekennzeichnet, daß an das kalte Ende (16) des Halbleiter-Zwelpoloszillator3 (12) sowohl die im wesentlichen oberhalb einer bestimmten Grenzfrequenz, bei der vom Halbleiteroszillator (12) erzeugten Trägerfrequenz (100) wirksame Impedanz (Z_L,32) über eine für die Trägerfrequenz (100) im wesentlichen unwirksame Kapazität (C) als auch ein erster Pol (26) der für die Bereitstellung des elektrischen Feldes dienenden Gleichspannungsquelle (22) angeschlossen ist, deren zweiter Pol (25) mit dem heißen Ende (14) des Halbleiter-Oszillators (12) gleich3trommäßig in Verbindung steht, wobei die Verbindungsleitung zwischen dem ersten Pol (26) der Gleichspannungsquelle (22) und dem kalten Ende (Ιό) zur Einprägung einer Modulation (92) eingerichtet ist, für deren Frequenz die Kapazität (C) einen ausreichenden Widerstand darstellt und deren Amplitude im Zusammenwirken mit der zügeführten Gleichspannung (V_D) periodisch den dem kritischen Schwellenwert der elektrischen

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,αϊ. FclciStärkt-; ent spreche nden bchwellen-

sehreitet.

(V₁-.,) über- und unter-

Jehaltun_£;öcMiordnung liuch /,nsprucn 1, dadurch gekennzeichnet, daß der HaIblcitor-Zweipoloü::illator (1") mit seinem kalten JAide (lo) direkt an öle Kap£iv;it'i't (C) an^'.ijchluüücii ist, ι·.,'. daß

Iauuktivlt^;:t (L₀) in der V

i—

leitung zwischen de-r Gleichspoxmun^squellc (ii2) und aciu Vorbinduncspuxikt (20) der Kap^i.it't (C) mit uern keilten iLücQ (1 ) voi'ticsiihcii ist.

üaoh Anspruch 2, dadurch gekennzGichn t, daß die Kapazität (G) uiio die Induktivität (Lp) £ils rt.eso-nanzkre.is c^uf üie ModuletionsfrequG/12 ab^estimnit ist.

k. ochEltunoSanurdnui% n^ch Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, d&2 der HtIbleiter-Zv;eipoloszillator (12) mit sei- *

nern kalten ünde (It) über eine Induktivität (L-.) zur Einprägurit; der Modulation (92) an dea Verbinöungspunkt (20) der Kapazität (C) mit der Glölchsp&.nnuiigsquelle (22) angeschlossen ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2_S da

durch gekennzeichnet, daß parallel zur

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au J). Induktivität (L-) ein Kondensator (ü_g)

geschaltet ist, so daß ein auf die Moüulationsfrequenz abgestimmter schwingkreis (Iu4) gebildet ist.

u. uchpltungsanordnung mindestens nach An

spruch 1, dadurcn gekennzeichnet, daß ule Verbinduiigsleitung zwisch< /i <ier GleichspaiUiUn^squelle (22) und dem ualWn Knde (Iu) mit einer- äußeren Moaalationsquelle (112) gekoppelt ist.

Ί . uehaltun^sanorcuiung nach ι nspruch 5,

Anspruch 5 uixd Anspruch υ, dadurch gekennzeichnet, daß der Jchwingkreis durch einen Mderstand (11t. oder 122) gedampft ist, dessen wert kleiner ist als der bei Schwiiigungsanregung durch den negativen Widerstand des Halbleiter-Zweipoloszillators (12) dargestellte

υ. ochaltungsanordnung mindestens nach Anspruch

dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichspannungsquelle (22) getastet ist.

9. {Schaltungsanordnung nach Anspruch 3» und

Anspruch 5# dadurch gekerxnzelehnet, daß zur Anfachung von Eigenmodulation die getastete Gleichspannungsquelle (22) einen Impuls (30) abgibt, dessen Dauer (t) gleich oder angenähert der Hälfte des Reziprokwertes der Eigenmodulationsfrequenz ist.

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10. Schaltungsanordnung mindestens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das heifSe lüide (14) des Halbleiter-Zweipoloszillators (12) direkt an eixi&n Punkt (Ic¹) einar W-IIenieitunj (ΐγ) augeschlossen ist, während der mit dem kalten linde (ΐυ) gleichstrommäkig in Verbindung stehende Verbindungspunkt (20) je über eiuen zusammen die Kapazität (ü) darstellenüen hntkopplungskondensator (j54 und 44) an dem geerdeten Tell dor Ut-llenleitung (17) liegt, mit der andererseits der zweite Pol (23)der Gleichspannungsquelle(22) verbunden ist,

und daß die Impedanz neben der Belastung (Z,) aus einem auf die Belastung abgestimmt eingestellten Kurzschlußschieber (j52) besteht.

11. Schaltungsanordnung mindestens nach Anspruch

und Anspruch 10, gekennzelcnnet durcn aie Verwendung als oendeteil (1^2) in einem Radarsystem (1^0), in dem der Impuls (j;o) zur Anfachung der bigenmodulation gleichzeitig zur Synchronisierung der Anzeige (134) dient.

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