DE1541409C3 - Frequenzmodulierter Gunn-Oszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen frequenzmodulierten mit einer abstimmbaren Wellenleitung ausgestatteten GunnosziHator, bei dem zur Zuführung der Betriebsspannung die Gunneffektdiode mit ihrer ersten Elektrode an die Wellenleitung angeschlossen ist und mit ihrer zweiten Elektrode an der Betriebsspannungsquelle sowie an der Modulationsspannungsquelle liegt.

Ein Halbleiterzweipoloszillator dieser Art besteht z. B. aus einem η-Halbleiter wie Galliumarsenid oder Indiumphosphid. Wird nun an ein solches Halbleiterbauelement ein elektrisches Feld angelegt, dessen Stärke einen kritischen Schwellenwert übersteigt, dann entsteht in einer hieran angeschlossenen Impedanz ein Wechselstrom. Dieser Wechselstrom läßt sich theoretisch in seiner Entstehung so deuten, daß sich unter Einwirkung des elektrischen Feldes heiße Elektronen im Halbleiter gruppieren und eine sich fortpflanzende elektrische Stoßwelle auslösen, die sich dann zwischen den Grenzflächen der Halbleiterzone ausbreitet. Diese Wirkung ist unter dem Namen Gunneffekt bekanntgeworden. Die Auslösung der elektrischen Stoßwelle läßt sich auch als Nukleation einer Hochfelddomäne deuten.

Nach Auslösung entsteht eine nicht gleichförmige Feldverteilung im Halbleiter, die sich in Feldrichtung in Abhängigkeit von der Zeit ausbreitet. Diese Hochfelddomäne wandert im Halbleiter von der Kathode zur Anode, um dann erneut an der Kathode ausgelöst zu werden, so daß sich eine sich ständig wiederholende Hochfelddomänenausbreitung ergibt. In der an der Gunneffektdiode angeschlossenen Impedanz entsteht dann in Abhängigkeit von dieser Hochfelddomänenausbreitung ein entsprechender hochfrequenter Wechselstrom.

Dieser Effekt beruht also gewissermaßen auf einer sich weiterbewegenden lokalisierten Raumladungsverteilung, die die Halbleiterzone unter Einwirkung eines genügend starken elektrischen Feldgradienten durchquert. Damit eine lokalisierte Raumladungsverteilung der Halbleiterzone entstehen kann, ist es erforderlich, daß eine ausreichende Dichte von Leitungselektronen im Halbleiter bereitgestellt ist und eine Inhomogenität des elektrischen Feldgradienten auftritt. Die normale Ladungsträgerdichte, das heißt, das Dichtegleichgewicht der Leitungselektronen im Halbleiter einer Gunneffektdiode ist bezeichnend für die zur Verfugung stehenden N-Leitfähigkeitsladungsträger, um einen Strom bei einer bestimmten Temperatur, entsprechend der Kristallstruktur und der Störstellenkonzentration, im Halbleiter auslösen zu können.

Der oben beschriebene Gunneffekt ist in folgenden Literaturstellen beschrieben: »Instabilities of Current in III-V Semiconductors«, J. B. Gunn, IBM Jour- iff nal of Research and Development, April 1964, Seiten 141 bis 159; »The Gunn Effekt«, J. G. Gunn, Journal of International Science and Technology, Oktober 1965, Seiten 43 bis 56; »Continuous Microwave Oscillations of Current in GaAs«, N. B r a s 1 a u, et. al., IBM Journal of Research and Development, November 1964, Seiten 545 und 546; und »Synchronized Non-Reciprocal GaAs Oscillator Circuit«, P. L. Fleming, IBM Technical Disclosure Bulletin, August 1965, Seite 414.

Bisher hat sich in der Praxis gezeigt, daß elektrische Hochfelddomänenausbreitung in Galliumarsenid oder Indiumphosphid auftreten kann. Es ist aber anzunehmen, daß diese Halbleiter beispielhaft sind für viele andere Halbleiter, in denen sich ebenfalls elektrische Hochfelddomänen auslösen lassen dürften. Außerdem hat sich ergeben, daß der spezifische Widerstand im Halbleiter geringer als ungefähr 100 Qcm sein muß, damit hierin eine normale Dichte von Leitungselektronen auftritt, die ausreichend ist, um Hochfelddomänen auslösen zu können.

Die Ausgangsimpulse einer solchen Gunneffektdiode entsprechen in ihrer Anfachung und Eigenschaft genau der Art und der Dauer des die elek-

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trische Feldstärke bereitstellenden Eingangsspan- periodisch den dem kritischen Schwellenwert der

nungsimpulses, das heißt, die Folge der im Halbleiter elektrischen Feldstärke an der Gunneffektdiode enterzeugten elektrischen Hochfelddomänen ist exakt sprechenden Schwellenspannungspegel über- und

abhängig von der Einsatzzeit und der Form des Ein- unterschreitet.

gangsspannungsimpulses. Das bedeutet aber, daß für 5 Die Zuführung der Modulationsspannung über die

untereinander identische Eingangsimpulse einer an- Betriebsspannungszuführungsleitung an die zweite

gelegten Impulsfolge die Ausgangsimpulse ebenfalls Elektrode der Gunneffektdiode mit dem hierin ent-

untereinander identisch sind und sowohl in Form haltenen als Tiefpaß wirkenden Schwingungskreis

und Phase jeweils den Eingangsimpulsen ent- gewährleistet dabei eine vollständige Entkopplung

sprechen. Dies ist auch aus den oben genannten io von niederfrequentem Modulationskreis und hoch-

Literaturstellen ersichtlich. Ist hingegen der Ein- frequentem Ausgangskreis. Eine solche Tiefpaßent-

gangsspannungsimpuls in seiner Dauer so lang, daß kopplung ist an sich, auch im Zusammenwirken mit

er effektiv einer angelegten Gleichspannung ent- einer Gunneffektdiode, bekannt, wie es aus der

spricht, dann stellt die von der Gunneffektdiode ab- Literaturstelle »IEEE Transactions on Electron

gegebene Schwingung einen kontinuierlichen Wellen- 15 Devices«, Januar 1966, in Fig. 1 und 2, auf Seite

zug dar. 106, zu ersehen ist. Die Kondensatoranordnung als

Zur praktischen Anwendung solcher Gunneffekt- solche zur Sicherstellung einer ausreichenden Hochdioden geht das Bestreben dahin, einen modulierten frequenzkopplung ist aus »IBM Technical Dis-Gunnoszillator bereitzustellen. So ist in der Zeit- closure Bulletin«, Band 8, Nr. 3, August 1965, Seite schrift »Proceedings of the IEEE« vom Oktober ao 414, bekannt. Das genannte Tiefpaßfilter sowie die 1965 auf den Seiten 1642 und 1643 ein frequenz- Kondensatoranordnung als solche stellen daher allein modulierter Gunnoszillator beschrieben, bei dem die keine erfinderischen Merkmale dar. Jedoch bietet die Modulation durch Beeinflussung der elektrischen erfindungsgemäß verwendete Kondensatoranordnung Länge eines zugeordneten Topfkreises in Abhängig- eine vorteilhafte Einbaumöglichkeit bei Verwendung keit von der Spannung einer mit der Gunneffektdiode 35 von Kopfkreisen oder Hohlraumkondensatoren bei verbundenen Varactordiode bestimmt wird. Als Gunnoszillatoren, indem nämlich dann die Kondennachteilig bei einer solchen Anordnung zeigt sich, Sf>.ior3nordnung durch einen Durchführungskondendaß keine Entkopplung zwischen dem niederfrequen- sator verwirklicht werden kann. In einfachster Weise ten Modulationskreis und dem hochfrequenten Aus- erfolgt die Modulation durch entsprechende Beeingangskreis vorgesehen ist. Eine solche Entkopplung 30 flussung der Betriebsspannungsquelle selbst. Der als ist notwendig, um eine ungestörte Betriebsweise Tiefpaßfilter wirkende Schwingungskreis in der Besicherzustellen. Nachteilig bei Verwendung der triebsspannungszuführungsleitung kann dabei einmal Varactordiode in der beschriebenen Art ist es, daß durch eine auf die Streuinduktivität der Zuführungsdie Frequenz in Abhängigkeit von der angelegten leitung abgestimmte Kondensatoranordnung oder Diodenspannung nicht linear ansteigt und daß der 35 durch einen konkreten Schwingungskreis dargestellt Einbau in die Wellenleitung für eine zufriedenstel- sein, dessen Induktivität und dessen Kapazität auf lende Betriebsweise relativ aufwendig ist. eine Modulationsfrequenz abgestimmt ist. Hierbei

Es ist andererseits versucht worden, wie in der wirkt dann die Kondensatoranordnung zur Ableitung zuletzt genannten Literaturstelle angegeben, die der der Hochfrequenz von der zweiten Elektrode der Gunneffektdiode zugeführte Betriebsspannung zu 40 Gunneffektdiode zum zweiten Leiter der Wellenmodulieren. Hierbei hat sich jedoch gezeigt, daß leitung. Ein Durchführungskondensator ist hier ohne weiteres kein zufriedenstellender Modulations- wiederum bei einem Hohlwellenleiter oder konzentriwirkungsgrad zu erzielen ist. sehen Leiter von Vorteil.

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, Wie ganz allgemein bei Verwendung von Wellenunter Vermeidung der oben aufgeführten Nachteile 45 leitungen üblich, ist auch im vorliegenden Anweneinen frequenzmodulierten Gunnoszillator bereitzu- dungsfall in zweckmäßiger Weise vorgesehen, daß stellen, dessen Modulationswirkungsgrad bei Modu- die Lage eines Kurzschlußschiebers auf der einen lation in der Betriebsspannungszuführungsleitung Seite der Gunneffektdiode in der Wellenleitung auf einen für die Praxis ausreichenden und in jeder die Impedanz der Belastung auf der anderen Seite Weise zufriedenstellenden Wert erreicht, wobei 5° der Gunneffektdiode in der Wellenleitung abgestimmt außerdem eine Eigenmodulation der Schaltungs- ist, um eine optimale Anpassung zu gewährleisten,
anordnung möglich sein soll. Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Er-

Für einen frequenzmodulierten mit einer abstimm- findung ist vorgesehen, daß die Verbindungsleitung baren Wellenleitung ausgestatteten Gunnoszillator, zwischen der Betriebsspannungsquelle und der zweibei dem zur Zuführung der Betriebsspannung die 55 ten Elektrode der Gunneffektdiode mit einer beson-Gunneffektdiode mit ihrer ersten Elektrode an die deren Modulationsquelle gekoppelt ist. Hierdurch Wellenleitung angeschlossen ist und mit ihrer zweiten ergibt sich in vorteilhafter Weise, daß die Betriebs-Elektrode an der Betriebsspannungsquelle sowie an Spannungsquelle und die Modulationsspannungsder Modulationsspannungsquelle liegt, besteht die quelle klar voneinander getrennt sind und bei TransErfindung darin, daß eine induktivitätsbehaftete Be- ^6o formatorkopplung des Modulators mit der in der triebsspannungszuführungsleitung sowohl mit der Betriebsspannungszuführungsleitung enthaltenen Inzweiten Elektrode als auch mit einer anderseits an duktivität auch elektrisch voneinander isoliert sind, die Wellenleitung angeschlossenen Kondensator- Es bieten sich zwei Möglichkeiten hierzu an. nämlich anordnung verbunden ist, wobei der hierdurch gebil- bei innerhalb des Wellenleiters, also zwischen zweiter dete parallel zur Gunneffektdiode liegende Parallel- 65 Elektrode der Gunneffektdiode und dem Verbinschwingungskreis im wesentlichen auf die Modula- dungspunkt der Ableitungskondensatoren angeordtionsfrequenz abgestimmt ist und daß die der neter Induktivität eine platzsparende Modulations-Betriebsspannung überlagerte Modulationsspannung möglichkeit anzuwenden oder aber bei zwischen

Betriebsspannungsquelle und Wellenleitung angeordneter Induktivität, die mit dem Modulator transformatorisch gekoppelt ist, eine zwar an Platzbedarf aufwendigere aber hinsichtlich der hochfrequenten Entkopplung der Modulatorstufc zweckmäßigere Realisierung zu erreichen.

Für verschiedene Anwendungsfälle, z. B. in der Radartechnik, kann es von Vorteil sein, wenn die Gieichspannungsquelle getastet ist. In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist hierbei vorgesehen, daß zur Anfachung von Eigenmodulation der Impuls der getasteten Betriebsspannungsquelle eine Dauer besitzt, die zumindest angenähert gleich der Hälfte des Reziprokwerts der Eigenmodulationsfrequenz ist. Mit dieser Ausgestaltung kann dann die erfindungsgemäße Anordnung in vorteilhafter Verwendung als Sendeteil in einem Frequenzmodulationsradarsystem dienen, indem der Impuls zur Anfachung der Eigenmodulation gleichzeitig zur Synchronisierung der Anzeige dient.

Die Erfindung wird nachfolgend mit Hilfe der unten aufgeführten Zeichnungen an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

F i g. 2 A und 2 B Ersatzschaltbilder für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1,

F i g. 3 A das Prinzipschaltbild eines an sich bekannten Oszillators,

Fig. 3B bis 3D Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 3 A,

F i g. 4 A eine graphische Darstellung der Ausgangsleistung in Abhängigkeit von der Feldstärke,

F i g. 4 B eine graphische Darstellung des Stroms in Abhängigkeit von der Feldstärke,

Fig. 5 A und 5B graphische Darstellungen der Modulationsschwingungen in idealisierter Form,

F i g. 6 A eine graphische Darstellung der hochfrequenten Ausgangsschwingungen,

F i g. 6 B eine Darstellung eines vergrößerten Zeitausschnitts der graphischen Darstellung nach Fig.6A,

F i g. 7 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in abgewandelter Form,

F i g. 8 eine weitere Abwandlung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

F i g. 9 eine Modifikation der Schaltungsanordnung nach F i g. 8,

F i g. 10 ein Blockschaltbild für eine Anwendungsmöglichkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

Zunächst soll ein Ausführungsbeispiel der Erfindung an Hand der Schaltungsanordnung eines Mikrowellengenerators nach Fig. 1 beschrieben werden, in dem ein Halbleiterzweipoloszillator 12 in einer Wellenleitung 17 mit einer Einspeisungsklemme 20 eingebaut ist. Der Halbleiterzweipoloszillator 12 besteht aus einer einzigen Halbleiterzone 13 mit den ohmschen Kontakten 14 und 16, die mit der Wellenleitung 17 am Punkt 18 bzw. an der Einspeisungsklemme 20 in Verbindung stehen. An die Einspeisungsklemme 20 wird die Betriebsspannung zur Schwingungsanfachung im Halbleiterzweipoloszillatorl2 angelegt. Hierzu ist ein Pulsgenerator 22 mit seinem Innenwiderstand 24 über die Verbindungsleitimg 26 mit der Einspeisungsklemme 20 verbunden. Der Pulsgenerator 22 kann dabei aus einem Transistorverstärker in Kollektorschaltung bestehen.

der von einer Impulsquelle angesteuert wird. Die Verbindungsleitung 26 besitzt eine verteilte Induktivität, die durch eine Ersatzinduktionsspule 28 dargestellt ist. Zur Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung soll vorausgesetzt werden, daß der Pulsgenerator 22 am Punkt 23 geerdet ist und einen Rechteckimpuls 30 mit einer Impulsdauer / und einer Spannungsamplitude V]) liefert. Zur Erläuterung eines anderen Ausführungsbcispiels der Erfindung wird der Pulsgenerator 22 durch eine Gleichspannungsquelle ersetzt. Der Verbindungspunkt 18, an den der ohmsche Kontakt 14 des Halbleiterzweipoloszillators 12 angeschlossen ist, ist über die Wellenleitung 17 mit dem einen Ende 33 eines Kurzschlußschiebers 32 verbunden.

Der andere ohmsche Kontakt 16 des Halbleiterzweipoloszillators 12 ist über die Einspeisungsklemme 20 und den Kopplungskondensator 34 mit dem anderen Ende 36 des Kurzschlußschiebers 32 verbunden. Mit der Wellenleitung 17 ist an den Verbindungspunkten 40 und 42 andererseits die Last 38 angeschlossen. Die Last 38 kann dabei ohmig oder _f komplex sein. Der Kurzschlußschieber 32 ist in der Wellenleitung 17 zur Abstimmung in Abhängigkeit von der Last 38 eingestellt.

Die Einspeisungsklemme 20 ist über Kondensator 44 und Wellenleitung 17 an den Verbindungspunkt 42 angeschlossen. Außerdem ist die Wellenleitung 17 an den Punkten 46 und 48 jeweils mit Erde verbunden. Der Spannungsabfall der Last 38 wird mit Hilfe eines hier nicht gezeigten Oszilloskops, das an die Verbindungsleitungen 50 und 52 angeschlossen ist, gemessen. Wenn im Betrieb ein Spannungsimpuls 30 des Pulsgenerators 22 einen eigenmodulierten Mikrowellenschwingungsimpuls am Ausgang des Halbleiterzweipoloszillators 12, nämlich am Verbindungspunkt 18 und an der Einspeisungsklemme 20 veranlaßt, dann stellt die Einspeisungsklemme 20 tatsächlich einen Entkopplungspunkt zwischen der relativ niederfrequenten Treiberspannung (Modulationsschwingung) (Fi g. 5 A) und der erzeugten relativ hochfrequenten Ausgangsspannung (Fig. 6B) dar. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann in der Weise realisiert werden, daß ein Halbleiterzweipol- \ oszillator 12 in einer symmetrischen Bandleitung, die als Wellenleitung 17 dient, eingebaut ist. Diese Bandleitung ist mit einem Kurzschlußschieber 32 versehen und enthält die Ableitkondensatoren 34 und 44, die Erdanschlüsse 46 und 48. die Einspeisungsklemme 20 und einen hier nicht gezeigten Übergang an den Anschlußpunkten 40 und 42 von der Bandleitung auf eine Koaxialleitung. Die veränderbare komplexe Belastung 38 besteht dabei aus einer koaxialen, doppelten Abstimmstichleitung, die herkömmlicherweise mit der Koaxialleitung verbunden ist. Diese Abstimmstichleitung wird an einem Ende mit ihrem Wellenwiderstand abgeschlossen. An dieser Stelle sei bemerkt, daß die Streuinduktivität 28 auch in einer Induktionsspule enthalten sein kann. Als Ersatz-Schaltbilder für die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 dienen die Schaltungen nach den Abbildungen in den Fig. 2A und 2B, um jeweils die entkoppelten Schaltkreise, nämlich den der relativ hochfrequenten Schwingung in der Wellenleitung 17 und den der relativ niederfrequenten Schwingung am Einspeisungspunkt 20 darzustellen.

In der Schaltung nach Fig. 2 A stellt die Induktivität 1.1 die effektive Induktivität des Kurzschluß-

Schiebers 32 in der Wellenleitung 17 dar. Die Ableitungskondensatoren 34 und 44 sind hierin weggelassen, da sie für die relativ hochfrequente Schwingung des Halbleiterzweipoloszillators 12 jeweils einen Kurzschluß nach Erde darstellen.

In der Schaltung nach Fig. 2 B stellt die Kapazität C die Gesamtkapazität der Kondensatoren 34 und 44 dar, die in Parallelschaltung zum Halbleiterzweipoloszillator 12 für die relativ niederfrequente Schwingung wirksam ist. Parallel hierzu ist außerdem eine Serienschaltung, gebildet aus der Induktivität L 2 und dem Widerstand R, wirksam, die, wie bereits gesagt, die Streuinduktivität bzw. den Innenwiderstand des Pulsgenerators 22 und der Verbindungsleitung 26 darstellen. Bei Betrachtung der Ersatzschaltbilder nach den F i g. 2 A und 2 B ergibt sich ohne weiteres, daß eine am Halbleiterzweipoloszillator 12 wirksame relativ niederfrequente Spannung keinen nennenswerten Einfluß auf die Last 38 haben kann, wohingegen eine am Halbleiterzweipoloszillator 12 auftretende relativ hochfrequente Spannung nicht auf den Impulsgenerator 22 übertragen wird.

Bevor nun weiter die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 betrachtet wird, soll zunächst die an anderer Stelle vorgeschlagene und der Erfindung zugrunde liegende Schaltung an Hand der Fig. 3 A bis 3D erläutert werden.

Der in der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 A verwendete Halbleiterzweipoloszillator besteht aus der Halbleiterzone 62, deren Material, vorzugsweise monokristallines Galliumarsenid oder Indiumphosphid ist und deren wirksame Länge L zwischen den Begrenzungsflächen 64 A und 64 B liegt. Die bhmschen n+-Kontakte 66 A und 66 B sind an entsprechende Halbleiterbegrenzungsflächen 64 A und 64 B angebracht. Die elektrischen Anschlüsse an den ohmschen n+-Kontakten stehen in Verbindung mit einer variablen Spannungsquelle 68. Die negative Klemme der variablen Spannungsquelle 68 ist über die Leitung 70 an den Kontakt 66 A angeschlossen, während die positive Klemme über die Leitung 72 den variablen Belastungswiderstand 74 und die Leitung 76 mit dem Kontakt 66 B verbunden ist. Über die Zuführungsleitungen 78 A und 78 B läßt sich der Strom im variablen Belastungswiderstand 74 mit Hilfe eines Oszilloskops messen.

Die Dotierung der Halbleiterzone 62 ist so gewählt, daß sich eine Überschußleitung ergibt, das heißt, daß eine normale Gleichgewichtsverteilung der Leitungselektronen entsteht, die ausreichend ist, um hierin eine elektrische Stoßwelle zu übertragen. Unter elektrischer Stoßwelle wird hier eine lokalisierte Raumleitungsverteilung in der Halbleiterzone 62 verstanden, die unmittelbar am Kontakt 66 A ausgelöst wird und sich längs der Länge L der Halbleiterzone 62 in Richtung auf den Kontakt 66 B ausbreitet. Diese lokalisierte Raumleitungsverteilung ist begleitet von einer örtlichen Inhomogenität eines elektrischen Feldes, das sich unter der Einwirkung der Spannurrgsquelle 68 zwischen den ohmschen Kontakten 66 A und 66 B ausbildet. Voraussetzung ist allerdings, daß das elektrische Feld anfangs wenigstens einen bestimmten Schwellenwert Λ, der in der graphischen Darstellung nach F i g. 3 B gezeigt ist, erreicht.

Die am als Kathode wirkenden Kontakt 66 A eingeleitete elektrische Stoßwelle breitet sich dann weiterhin über die Halbleiterzone 62 aus, vorausgesetzt allerdings, daß die elektrische Feldstärke mindestens einen Wert beibehält, der sich durch Anlegen einer Schwellenwertspannung des Pegels B ergibt. In der graphischen Darstellung der F i g. 3 B ist ein zusätzlicher Vorspannungspegel angedeutet, der einer konstanten, an die Halbleiterzone 62 angelegten Spannung entspricht, der dann die Spannungsamplitude 82 eines Impulses 80 überlagert wird. Wenn entsprechende Beschränkungen infolge unvermeidlicher Verlustleistungen berücksichtigt werden, dann läßt sich auch ein der Maximalamplitude des Impulses 80 entsprechender Gleichspannungswert an die Halbleiterzone 62 anlegen.

In den graphischen Darstellungen nach den F i g. 3 C und 3 D sind in schematischer Weise Stromimpulsformen angegeben, die zur Erläuterung der Beziehung zwischen dem Strom in der Halbleiterzone 62 und der zwischen den ohmschen Kontakten 66 A und 66 B angelegten Spannung dienlich sind. Wird vorausgesetzt, daß der Spannungsimpuls 80 mit seiner Maximalamplitude 82 unterhalb der Schwellenwertspannung A liegt, dann stellt sich der Strom in der Belastung 74 in zeitlicher Abhängigkeit, wie in F i g. 3 C gezeigt, dar. Es läßt sich feststellen, daß die Impulsform 86 in der graphischen Darstellung nach F i g. 3 C vergleichbar ist mit der Form des Spannungsimpulses 80 in der graphischen Darstellung nach Fig. 3 B. Übersteigt die Amplitude 82 des Spannungsimpulses 80 die Schwellenwertspannung A, dann wird eine lokalisierte Raumleitungsverteilung beim ohmschen Kontakt 66 A erzeugt, die sich in Richtung auf den ohmschen Kontakt 66 B ausbreitet. Die in Begleitung hiermit auftretende Stromänderung wird für jede am ohmschen Kontakt 66 A ausgelöste elektrische Stoßwelle wiederholt. Die in der graphischen Darstellung nach F i g. 3 D gezeigte Stromimpulsform 88 besitzt eine relativ hochfrequente Schwingung 90, die während des Zeitintervalls, das der Dauer des Impulses 80 entspricht, auftritt, wenn dessen Maximalamplitude 82 höher als die an der Halbleiterzone 62 Schwellenwertspannung D ist.

Die graphische Darstellung nach F i g. 4 zeigt Leistungskurven eines Mikrowellengenerators gemäß der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, die sich ergeben, wenn die Einspeisungsklemme 20 einer in F i g. 1 nicht gezeigten Widerstandsverbindung nach Erde während des Meßvorgangs stabilisiert ist. In der graphischen Darstellung nach F i g. 4 A ist auf der Ordinate die Ausgangsleistung des Mikrowellengenerators in Watt und auf der Abszisse die angelegte elektrische Feldstärke an die Halbleiterzone 13 (F i g. 1) zwischen den ohmschen Kontakten 14 und 16 in Volt je Zentimeter aufgetragen. Die ausgezogene Kurve A 1 gilt für einen Galliumarsenidhalbleiter, dessen wirksame Fläche 0,66 mm², dessen Leitfähigkeit 2 Qcm und dessen Dicke 75 μ beträgt. Die Kurve A 1 steigt stetig mit wachsender Feldstärke an. Die Kurve B1 entspricht einem Galliumarsenidhalbleiter, dessen wirksame Fläche 0,161 mm², dessen Leitfähigkeit 0,5 Qcm und dessen Dicke 75 μ beträgt. Die Kurve B1 steigt dabei stetig bis zu einem Maximum an, um dann nach Erreichen eines Höckerpunkts abzufallen. Beide Halbleiterbauelemente sind für die Verwendung in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung geeignet.

Jedoch ist ein Halbleiterbauelement, dessen Hochfrequenzausgangsleistung in Abhängigkeit von der

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angelegten Feldstärke, entsprechend der Charakte- nate 20 V je Zentimeter und bei der Abszisse 0,1 jisec

ristik der Kurve A 1 ansteigt, in besonderem Maße je Zentimeter. Die Skaleneinteilung in F i g. 5 B be-

für die Anwendung der Erfindung geeignet, da sich trägt 2 A je Zentimeter in der Ordinate und 0,1 nsec

hiermit ein höherer Wirkungsgrad erzielen läßt. So je Zentimeter in der Abszisse. Im Gegensatz zur

ergibt sich z.B. für ein Halbleiterbauelement, des- 5 trapezförmigen Impulsform 82 in Fig. 3 B stellt somit

sen monokristalline Galliumarsenidhalbleiterzone 13 der effektive Treiberimpuls an der Halbleiterzone 13

(Fig. 1) einen Querschnitt von ungefähr 0,7 mm-', zwischen den ohmschen Kontakten 14 und 16 in der

eine spezifische Leitfähigkeit von 2 Ωαη und eine Schaltungsanordnung nach F i g. 1 eine Schwingung

Dicke zwischen den ohmschen Kontakten 14 und 16 dar. Während in der graphischen Darstellung nach

von 75 μ aufweist, ohne weiteres ein Wirkungsgrad io Fig. 3D die relativ hochfrequente Schwingung des

von 13%. Halbleiterbauelements in Fig. 3 A dargestellt ist,

Gemäß einem an anderer Stelle gemachten Vor- zeigt die graphische Darstellung nach F i g. 5 B eine schlag wird Galliumarsenid hohen Reinheitsgrads relativ niederfrequente Schwingung des Treiberund niedrigen spezifischen Widerstands in der Weise Stroms selbst.

hergestellt, daß Galliumarsenidkristalle mit vorher- 15 Die relativ niederfrequente Spannungsschwingung

bestimmter Ladungsträgerkonzentration einer War- 92 nach F i g. 5 A übersteigt drei Spannungspegel,

mebehandlung für einen solchen Zeitraum unter nämlich eine Schwellenwertspannung F₇-, einen Trei-

solchen Temperaturen unterzogen werden, so daß berspannungspegel V_n und einen Spitzenspannungs-

zwar keine Donatordiffusion aus den Halbleiter- wert V_r. Die Schwellenwertspannung Vr stellt dabei

kristallen stattfindet, hingegen aber Akzeptoren aus 30 den niedrigsten Spannungspegel dar, der zur Aus-

dem Kristallgitter entfernt werden und damit die lösung einer elektrischen Stoßwellenausbreitung im

Ladungsträgerkonzentrationen in den Kristallen von Halbleiterzweipoloszillator 12 (Fig. 1) erforderlich

den vorbestimmten Ladungsträgerkonzentrationen ist. Der Treiberspannungspegel Vd stellt den Mittel-

abgeändert werden. wert der Spannungsschwingung des Schwingungs-

Die Kurven A 2 und B 2 in der graphischen Dar- 25 impulses 92 dar. Der Spitzenspannungswert Vp entstellung nach F i g. 4 B sind von A 1 und B1 ent- spricht dabei dem Scheitelpunkt des Schwingungssprechenden Kurven unter Annahme einer kubischen impulses 92.

Symmetrie in der Stromspannungscharakteristik und Der maximale Leistungswirkungsgrad der Schalunter Berücksichtigung der bei den graphischen Dar- tungsanordnung nach Fig. 1 wird dabei mit einem Stellungen nach den F i g. 5 A, 5 B und 6 A ange- 3° Treiberimpuls 30 erzielt, dessen Zeitdauer / ungefähr gebenen Werte abgeleitet. In der graphischen Dar- der Hälfte des reziproken Werts der Eigenmodulastellung der Fig. 4B ist auf der Ordinate die Strom- tionsfrequenz des Schwingungsimpulses92 entspricht, stärke I in Ampere und auf der Abszisse die elek- Der relativ niederfrequente Stromschwingungstrische Feldstärke an der Halbleiterzone 13 (Fi g. 1) impuls 94 in der graphischen Darstellung nach zwischen den ohmschen Kontakten 14 und 16 in Volt 35 F i g. 5 D, der der Einspeisungsklemme 20 zugeführt je Zentimeter aufgetragen. Die Kurve A 2 zeichnet wird, besitzt zwei Strompegel, nämlich einen mittlesich im Gegensatz zur Kurve B 2 durch einen relativ ren Strompegel Ι_Λ und einen Spitzenstromwert Ii>. langen Ast negativer Steilheit aus, entsprechend Der Spitzenstromwert Ip entspricht dabei dem Treieinem sich ergebenden negativen differentiellen berspannungspegel Vp in der graphischen Darstel-Widerstand. Die Äste der Kurven A 2 und B 2, rechts 40 lung nach F i g. 5 A. Der Strompegel /.1 stellt dabei von den Punkten B 1 bzw. B 2, sind unter der oben den Mittelwert der Stromschwingung des Schwinerwähnten Annahme eines kubischen Symmetrie- gungsimpulses 94 dar.
modells extrapoliert. Die graphischen Darstellungen nach den F i g. 6 A

Aus rein theoretischen Erwägungen ergibt sich, und 6 B zeigen idealisierte Oszillogramme der relativ daß die Schwingung relativ niedriger Frequenz, wie 45 hochfrequenten Schwingung des Halbleiterzweipolsie für den Schaltkreis nach Fig. 2B erhalten wird, Oszillators 12 in Fig. 1, wie sie auf den Ausgangsunter Zusammenwirken des negativen Widerstands leitungen 50 und 52 auftritt. Der Schwingungspuls des Halbleiterzweipoloszillators 12 während der 96 des in F i g. 6 A gezeigten Oszillogramms besteht Ausbreitung der elektrischen Stoßwelle mit dem aus aus einer Mehrzahl von Schwingungsimpulsen 98, dem Kondensator C, dem Widerstand R und der In- 5° wie er bei jeder Periode einer Spannungsschwingung duktivität L 2 gebildeten Resonanzkreis abgeleitet des Schwingungspulses 92 in F i g. 5 A entsteht. Jeder wird. Hierbei stellt C die Gesamtkapazität der Kon- Schwingungsimpuls 98 (F i g. 6 A) stellt einen relativ densatoren 34 und 44 nach F i g. 1 R den Wert des hochfrequenten Schwingungszug dar, dessen Mittel-Widerstands 24 des Pulsgenerators 22 sowie der Ver- abschnitt bei Schwingung 100 im Oszillogramm nach bindungsleitung 20 und die Induktivität L 2 die ver- 55 F i g. 6 B dargestellt ist. Die entsprechende Abszisteilte Induktivität des Pulsgenerators 22 und der Ver- scnskalenteilung für die graphischen Darstellungen bindungsleitung 20 dar. Bei der sich infolge des nega- nach den F i g. 6 A und 6 B ist 50 Nanosekunden je tiven Widerstands des Halbleiterzweipoloszillators Zentimeter bzw. 1 Nanosekunde je Zentimeter, wäheinstellenden Betriebsbedingung dient dieser als rend die Ordinatenskalenteilung — da belanglos — Energiequelle zum Anfachen einer Schwingung im ⁶° nicht dargestellt ist.
äquivalenten Schaltkreis nach Fig. 2B. Zur Beschreibung des den Mechanismus des er-

Die Darstellungen nach F i g. 5 und 6 sind ideali- findungsgemäß verwendeten Halbleiterzweipoloszil-

sierte Oszillogramme zur Erläuterung der Wirkungs- lators zugrunde liegenden Gunneffekts läßt sich sa-

weise des Mikrowellengeneratörs nach Fig. 1. In gen, daß ein solches Halbleiterbauelement sozusagen

den F i g. 5 A und 5 B ist das Spannungsoszillogramm 65 aus einer Parallelkombination besteht, gebildet aus

92 bzw. das Stromoszillogramm 94 als an der Ein- einem frequenzunabhängigen negativen Widerstand,

speisungsklemme 20 aufgenommen zu denken. Die bei dem die Tendenz besteht, den Strommittelwert in

Skaleneinteilung in F i g. 5 A beträgt bei der Ordi- Abhängigkeit von der elektrischen Stoßwellenaus-

breitung absinken zu lassen und aus einem Konstantstrom-Wechselstromgenerator, dessen Frequenz hauptsächlich durch die Länge des Halbleiterbauelements bestimmt ist, und dessen Amplitude eine Funktion der angelegten Spannung ist.

Die Anordnungen nach den F i g. 7 bis 9 stellen weitere Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung dar. Der Oszillatorteil 102 der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 nutzt nicht die induktiven Eigenschaften der Impulszuführung an die Einspeisungsklemme 20 aus, sondern besitzt einen besonderen Resonanzkreis, dessen Induktionsspule L 3 und dessen Kondensator Cl auf eine bestimmte Modulationsfrequenz abgestimmt sind. Die Kondensatoren C 1 und C 2 sind hierbei aber nicht so abgestimmt, daß sie einen Resonanzkreis mit dem Pulsgenerator 22 darstellen. Da die Kapazitäten der Kondensatoren C1 sehr viel größer sind als die des Kondensators C 2, ist die den Klemmen 40 und 42 der Belastung 38 zugeführte relativ hochfrequente Schwingung vergleichbar der mit der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 erzeugten.

Bei den Schaltungsanordnungen nach Fi g. 8 und 9 wird die Modulation der hochfrequenten Schwingung jeweils mit Hilfe eines besonderen relativ niederfrequenten Schwingungsgenerators durchgeführt. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 8 ist dieser Schwingungsgenerator 112 über einen Transformator 114 mit der Treiberzuführungsleitung des Halbleiterzweipoloszillators 12 gekoppelt. Ein zur Induktionsspule L 3 und den Kondensator C 2 des entsprechenden Resonanzkreises parallel geschalteter Widerstand 116 dient dabei zur Stabilisierung der Einspeisungsklemme 20 bei der Steuerung durch den relativ niederfrequenten Schwingungsgenerator 112. Wenn nämlich der Widerstand 116 nicht vorhanden ist und der mittlere Pegel Vd des Treiberimpulses 30 merkbar kleiner als die Schwellenwertspannung Vt ist, dann hat der Schwingungsgenerator 112 die Tendenz, hochfrequente Schwingungen im Halbleiterzweipoloszillator 12 anzufachen, die darauffolgend eine Eigenmodulation aufrecht erhält. Um die Wirkungsweise des Generatorteils 110 der Schaltungsanordnung nach F i g. 8 zu unterstützen, ist der aus der Induktivität L 3 der Kapazität C 2 und dem Widerstand 116 gebildete Parallelresonanzkreis auf die Treiberfrequenz des Generators 112 abgestimmt.

Der Generatorteil 120 der Schaltungsanordnung nach Fig. 9 stellt insofern eine Modifikation des Generitorteils der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 dar, als die Mittel zur Eigenmodulation durch einen besonderen relativ niederfrequenten Schwingungsgenerator 112 ersetzt sind, der über einen Transformator 114 mit der Treiberzuführungsleitung des Pulsgenerators 22 gekoppelt ist. Zusätzlich ist dabei ein Parallelwiderstand 122 über die Kondensatoren 34 und 44 geschaltet, um die Einspeisungsklemme 20 für die Steuerung durch den relativ niederfrequenten Schwingungsgenerator 112 zu stabilisieren. Ist der Parallelwiderstand 122 im Generatorteil 120 der Schaltungsanordnung nach F i g. 9 nicht vorhanden, dann leitet der Generator 112 eine Modulation der hochfrequenten Schwingung des Halbleiterzweipoloszillators 12 ein, so daß anschließend eine Eigenmodulation aufrecht erhalten wird, selbst wenn der Generator 112 abgeschaltet ist. Für eine stabilisierte Wirkungsweise des Generatorteils 110 der Schaltungsanordnung nach F i g. 8 bzw. des Generatorteils 120 der Schaltungsanordnung nach F i g. 9 ist der Wert des Parallelwiderstands 116 bzw. des Parallelwiderstands 122 so gewählt, daß der Absolutwert negativen Widerstands des Halbleiterzweipoloszillators 12 während der Ausbreitung der elektrischen Stoßwelle größer ist.

Zusammenfassend läßt sich zur Wirkungsweise der Erfindung, unter Verwendung von eigenmodulierten Impulsgeneratoren, sagen, daß der erfindungsgemäße Mikrowellengenerator einen Wirkungsgrad in der

ίο Spitzenleistung besitzt, der größer ist als derjenige, der sich ergibt, wenn ein stabilisiertes elektrisches Feld angelegt wird. Unter dem Ausdruck stabilisiert wird hierbei verstanden, daß an der Einspeisungsklemme 20 keine relativ hochfrequente Schwingung auftritt. Die erfindungsgemäße Anordnung ist in besonderem Maße für eine Anordnung geeignet, bei der die Hochfrequenzausgangsleistung in Abhängigkeit von der angelegten elektrischen Feldstärke über den gesamten Betriebsfrequenzbereich ansteigt. Insbesondere gilt für die Schaltungsanordnungen nach F i g. 1 und 7, daß die Treiberspannung jeweils um die Schwellenwertspannung variiert, die erforderlich ist. um die Ausbreitung der elektrischen Stoßwelle im Halbleiterzweipoloszillator 12 bei einer Schwingung aufrechtzuerhalten, deren Frequenz durch die entsprechenden Bauelemente der Treiberschaltung bestimmt ist. So entspricht z. B. bei einer Treiberrrequenz von angenähert 20 MHz ein Treiberpegel von 42 V einem stabilisierten elektrischen Feld von 5600 V je Zentimeter. Bei Eigenmodulation lassen sich Spitzenfeldstärken von angenähert 10 000 V je Zentimeter, das heißt, 80 V Spitzenspannung (Vp in F i g. 5 A) erzielen. Die Oszillogramme nach den F i g. 6 A und 6 B ergeben sich bei einem Betrieb der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 mit einer Ausgangsfrequenz von 1280 MHz und einer Modulation der Feldänderungen bei 20 MHz. An der Einspeisungsklemme 20 läßt sich ein Zusammenwirken beim Ausbau der relativ hochfrequenten Schwingungen insofern feststellen, als gleichzeitig ein anwachsendes elektrisches Feld bis zu seiner Selbstbegrenzung wirksam ist. Hinzu kommt, daß die Schwingungen an der Einspeisungsklemme 20 Kippschwingungen darstellen, das heißt, während einer Schwingung aufgebaut werden.

Bei einem stabilisierten elektrischen angelegten Feld von 5600 V je Zentimeter z. B., beträgt die Spitzenausgangsleistung 5 W bei einem Wirkungsgrad von 2,8 °/o.

Die Impulsdauer des Treiberimpulses 30 kann soweit verkürzt werden, daß schließlich nur noch ein Schwingungsimpuls 98 erzeugt wird. Bei dieser Betriebsweise läßt sich eine Spitzenausgangsleistung von 23 W bei einem Wirkungsgrad von 13 °/o erzeugen.

In der Darstellung nach Fig. 10 ist eine Anordnung 130 für eine beispielsweise praktische Anwendung der Erfindung bei einem Frequenzmodulationsradarsystem gezeigt. Die Anordnung 130 enthält einen erfindungsgemäßen Mikrowellengenerator 132, wie er im Generatorteil der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 und im Generatorteil 102 der Schaltungsanordnung nach F i g. 7 dargestellt ist, wobei der verwendete Halbleiterzweipoloszillator lediglich beispielsweise aus einem Galliumarsenidhalbleiterbauelement besteht. Der Mikrowellengenerator 132 wird von einer Treiberanordnung 133 angesteuert, die zusätzlich mit einer Anzeigevorrichtung 134 ge-

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koppelt ist, um die Anzeige mit den übrigen Schal- Um abschließend auf die erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen der Anordnung 130 zu synchroni- tungsanordnung selbst zurückzukommen, sei festgesieren. Der Mikrowellengenerator 132 ist mit einem halten, daß sie sowohl unter Eigenmodulation als Duplexgerät 136 gekoppelt, das über die Zuleitung auch unter Fremdmodulation betrieben werden kann. 138 mit der Antenne 140 verbunden ist, die als 5 Es versteht sich von selbst, daß auch mehr als eine Sendeempfangsantenne aufgebaut ist. Das Duplex- Eigenmodulationsfrcquenz auftreten kann. Darüber gerät 136 ist andererseits mit einem nicht linearen hinaus ist es auch möglich, daß eine Kombination Demodulate»! 144 verbunden, dessen Ausgang mit der Eigenmodulations- und der Fremdmodulationsdem Zwischenfrequenzverstärker 146 verbunden ist. betriebsweise bei verschiedenen Frequenzen aus-Der Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 146 io genutzt werden kann.

ist an die Anzeigevorrichtung 134 angeschlossen. Bei Verschiedene Parameter bestimmen die Eigen-Betrieb wird der Ausgang des Mikrowellengenerators frequenz der Stromschwingung eines Halbleiterzwei-132 bei einer Zwischenfrequenz, z. B. von 30MHz, poloszillators. Von diesen Parametern sind insbesonmoduliert. dere die effektive Länge der Halbleiterzone des Der als Empfänger dienende Detektor 144 kann 15 Halbleiterzweipoloszillators und die Belastungsdabei aus einem Tunneldiodendetektor bestehen. Der impedanz zu nennen. Die oben gebrachte Darstellung Zwischenfrequenzverstärker 146 ist auf die Modula- der Erfindung stützte sich hauptsächlich auf ein Austionsfrequenz abgestimmt. Im Gegensatz zu den führungsbeispiel zur Erzeugung von Mikrowellen, üblichen Radarsystemen, bei denen ein Überlage- Ebensogut lassen sich aber auch Frequenzen erzeurungsempfänger, Geradeausempfänger, Breitband- 20 gen, die in einem höheren oder niedrigeren Frequenzempfänger od. dgl. verwendet wird, läßt sich vor- bereich liegen. Für die Erfindung ist bezüglich der liegendes System als abgestimmtes Frequenzmodula- Frequenz lediglich wesentlich, daß eine relativ hohe tionsradarsystem bezeichnen. Bei Anwendung der Frequenz einer Stromschwingung in einem Halberfindungsgemäßen Anordnung erübrigt sich nämlich leiterzweipoloszillator, die auf die Ausbreitung einer die Notwendigkeit eines stabilen örtlichen Oszillators- 35 elektrischen Stoßwelle beruht, mit einer relativ im Empfänger. niedrigen Frequenz moduliert wird.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Frequenzmodulierter, mit einer abstimmbaren Wellenleitung ausgestatteter Gunnoszillator, bei dem zur Zuführung der Betriebsspannung die Gunneffektdiode mit ihrer ersten Elektrode an die Wellenleitung angeschlossen ist und mit ihrer zweiten Elektrode an der Betriebsspannungsquelle sowie an der Modulationsspannungsquelle liegt, dadurch gekennzeichnet, daß eine induktivitätsbehaftete Betriebsspannungszuführungsleitung (26) sowohl mit der zweiten Elektrode (16) als auch mit einer anderseits an die Wellenleitung (17) angeschlossenen Kondensatoranordnung (V₂ C + V₂ C) verbunden ist, wobei der hierdurch gebildete parallel zur Gunneffektdiode liegende Parallelschwingungskreis (Fig. 2B) im wesentlichen auf die Modulationsfrequenz abgestimmt ist und daß die der Betriebsspannung (Vo) überlagerte Modulationsspannung periodisch den dem kritischen Schwellenwert der elektrischen Feldstärke an der Gunneffektdiode (12) entsprechenden Schwellenspannungspegel (Vt) über- und unterschreitet.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungsleitung zwischen der Betriebsspannungsquelle (22) und der zweiten Elektrode (16) der Gunneffektdiode (12) mit einer besonderen Modulationsquelle (112) gekoppelt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der mit der besonderen Modulationsquelle (112) gekoppelte Schwingungskreis durch einen Widerstand (116 oder 122) gedämpft ist, dessen Wert kleiner ist als der bei Schwingungsanregung durch den negativen Widerstand der Gunneffektdiode (12) dargestellte Wert.

4. Schaltungsanordnung mindestens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichspannungsquelle (22) getastet ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Anfachung von Eigenmodulation der Impuls (30) der getasteten Betriebsspannungsquelle (22) eine Dauer (/) besitzt, die zumindest angenähert gleich der Hälfte des reziproken Werts der Eigenmodulationsfrequenz ist.

6. Schaltungsanordnung mindestens nach Anspruch 1 und 5, gekennzeichnet durch die Verwendung als Sendeteil (132) in einem Frequenzmodulationsradarsystem (130), in dem der Tmpuls (30) zur Anfachung der Eigenmodulation gleichzeitig zur Synchronisierung der Anzeige (134) dient.