DE2149931A1 - Hochfrequenz-Energiekonverter - Google Patents

Description

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DIPL-ING. CURT WALLACH

DIPL.-ING. GÜNTHER KOCH

DR. TINO HAIBACH

8 München 2, 6.Oktober 1971

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Sperry Rand Corporation, New York, USA.

Hochfrequenz-Energiekonverter

Die Erfindung bezieht sich auf einen Hochfrequenz-Energiekonverter, der Übertragungsleitungs-Halbleiterdioden benutzt und insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen solchen Konverter, der die Erzeugung unerwünschter Schwingungen verhindert. Die Hauptanwendung der Erfindung ist ein Konverter für Zwecke der HochfrequenzverStärkung.

Oft wurde eine HochfrequenzverStärkung bei Konvertern beobachtet, die Hohlraumresonatoren oder andere Resonatoren kombinieren,oder auch in Hochfrequenzübertragungsleitungen,die aktive Halbleiterdioden aufweisen, welche negative Widerstandswirkungen zeigen, wenn sie in geeigneten elektrischen Vorspannfeidern plaziert sind. Außerdem wurden sowohl bei Koaxialleitungen als auch bei Hohlleiter-Übertragungsleitungen Verstärkerschaltungen entwickelt, die eine verbesserte Arbeitsweise zeigen und hochwirksame Dioden benutzen.

ist es, Die Punktion derartiger Schaltungen/beim Zusammenwirken mit Hochleistungsdioden sowohl bei der Grundfrequenz als auch bei höheren Harmonischen Energien an der Stelle der Diode zu liefern und zwar in der speziellen Beziehung, die von der Diode für eine wirksame Energieumwandlung erforderlich ist. In anderen Worten

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ausgedrückt, heißt es: die verbesserte Schaltung muß in der Lage sein, die Diode in einem oszillierenden elektromagnetischen Feld anzuordnen und gleichzeitig elektrische Feldbestandteile mit einer Grundfrequenz (f,-,) und harmonischen Frequenzen (f„) hiervon zur Verfügung zu haben.

Derartige Koaxialleitungen und Hohlleiter bereiten Schwierigkeiten in der Herstellung und Einstellung, wenn die Trägerfrequenzen ansteigen, weil sie eine geringe Größe aufweisen. Die Probleme* die der unabhängigen Anpasung, Abstimmung und sonstiger Einstellung der Einzelteile der Schaltung zugeordnet sind und andererseits die Einstellung der Einzelteile der Schaltung, in der Grundfrequenzsignale und harmonische Signale wechselweise oder getrennt fließen, werden zunehmend schwieriger. Ein spezielles Problem, das bekannten Schaltungen der gegenwärtig benutzten Bauart zugeordnet ist, betrifft die hohe Dispersionscharakteristik, weil derartige Schaltungen mit Änderung der Frequenz ihre Reaktanz stark ändern. Wenn eine Schaltung als Verstärker arbeiten soll, begrenzt eine schnelle Änderung der Reaktanz der Schaltung als Funktion der Frequenz die mögliche Bandbreite des Verstärkers in hohem Maße. Demgemäß sind wiederholbar verfügbare Bandbreiten frei von Störeffekten nur sehr schmal und beschränkt auf Werte bis zu 5$,nur wenn extreme Sorgfalt bei der Abstimmung und anderen Einstellungen getroffen wird. Es war außerdem erforderlich, daß die Schaltung keiner schnellen Änderung des ohm¹sehen Widerstands bei Änderung der Grundträgerfrequenz unterworfen war.

Ein zweites schwerwiegendes Problem, welches mit bekannten Hochleistungsdiodenverstärkern verknüpft war, betrifft die zeitverzögerte Triggerung der Lawinenstoßfront innerhalb der Diode. Im Betrieb als Oszillator mit hohem Wirkungsgrad ist ein solches Phänomen von Nutzen. Es ergibt jedoch Störungen bei Ausbildung als Verstärker.

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Die Wirkung des zeitverzögerten Triggerphänomens, das bei einem herkömmlichen Diodenverstärker Schwingungen ausgesetzt wäre, wird wie folgt erklärt: Wenn eine niedrige Impedanz oder ein Kurzschluß grob eine Halbwelle lang bei der mittleren Betriebsgrundfrequenz f„ angelegt wurde, ergab sich, daß eine Einschwingüberspannung, groß genug, um eine Wander-Lawinen-Zone einzuleiten, über der Diode auftritt. Die Überspannung kann ein zufälliger Störimpuls sein oder sie kann eingeführt werden, wenn ein Hochfrequenzsignal absichtlich zum Zwecke der Verstärkung eingegeben wi r d.

Wenn die hieraus resultierende Lawinen-Zone über den Sperrschichtbereich der Diode wandert, fällt die Spannung über der Diode ab. Wenn die Lawinenzonenfront die Diode vollständig durchlaufen hat, ist die Augenblicksspannung an der Diode etwa Null. Infolgedessen wird eine Stufenfunktionsspannung an der Diode erzeugt, deren Größe gleich ist oder größer als die Diodendurchbruchsspannung* "^iese Stufenspannung muß in der Übertragungsleitung fortschreiten, in der die Diode liegt.

Beim Erreichen des wirksamen Kurzschlusses, der etwa λ_ρ/2 von der Diode entfernt liegt, wird der Wanderimpuls invertiert und reflektiert und kehrt zur Diode mit einer Gesamtzeitverzögerung von % _F/c zurück, wobei c die Geschwindigkeit der Ausbreitung innerhalb der Übertragungsleitung ist. Der verzögerte Impuls treibt augenblicklich die Spannung über der Diode auf etwa die zweifache Durchbruchsspannung und triggert so eine weitere Lawinenstoßwelle innerhalb der Diode. Ein solches Ereignis schafft die Möglichkeit, daß sich der gesamte Vorgang zyklisch wiederholt.

Bei mit hohem Wirkungsgrad arbeitenden Oszillatoren kann die zeitverzögerte Triggerung in günstiger Weise eine Hauptquelle für eine stetige Schwingung sein. Für eine Breitbandverstärkung, wobei der

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erwünschte Errqgungsmechanismus für den Lawinenstoß ein von außen angelegtes Signal ist, ist Jedoch die zeitverzögerte Triggerung zu vernachlässigen. Wenn auch die zeitverzögerte Triggerung gelegentlich in herkömmlichen Schaltungen vermieden werden kann, so kann sie auch nur durch eine kritische Einstellung erhalten werden.

Gemäß der Erfindung besteht der Hochfrequenzenergie-Konverter aus einer Übertragungsleitung mit einem ersten und einem zweiten Hochfrequenzleiter, einer leitenden Wand zum Kurzschluß des ersten Leiters für Hochfrequenzströme, einer Halbleiteranordnung, die eine erste Verbindung mit der leitfähigen Wand und eine zweite Verbindung mit dem zweiten Hochfrequenzleiter herstellt, wobei Schaltmittel vorgesehen sind, um ein Vorspannfeld an die Halbleiter· einrichtung anzulegen und verteilte Filter mit dem ersten und zweiten Leiter zusammenwirken und eine Impedanzstufe benachbart zur Ebene der zweiten Verbindung schaffen, um eine zeitverzögerte Triggerung der Halbleiteranordnung zu vermeiden, und wobei Impedanzanpaßmittel im Abstand zum Filter angeordnet sind, die mit dem ersten und zweiten Leiter zusammenwirken.

Gemäß einer bevorzugten Ausführung der Erfindung hat diese die Gestalt eines Mikrowellen- oder Hochfrequenzsignalverstärkers mit einer Hochleistungshalbleiter-Diode als aktiver negativer Widerstand in einer Übertragungsleitung. Eine Filterschaltung an der Diode besitzt einen Sperrbereich, der gewisse Harmonische f„ des zu verstärkenden Signals enthält, während das Filter für das zuletzt genannte Signal durchlässig ist. Die Filterschaltung ist so abgestimmt, daß sie bezüglich der Signalfrequenz f„, die ver-

Sf

stärkt werden soll, in Resonanz befindlich ist. Durch diese spezielle Anordnung des Filters wird keine zeitverzögerte Triggerung eingeführt.

Gemäß einer bevorzugten Ausführung der Erfindung wird ein in einer Richtung verlaufendes Potential über die Hochleistungs-Halbleiter-

7 0 9 0 1 ; - / 0 3 9 0

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diode derart angelegt, daß sie bis in die Nähe ihres Durchbruchpegels vorgespannt ist. Das Hochfrequenzsignal erzeugt, wenn es dem Vorspannpotential überlagert wird, große Änderungen in den Augenblickswerten von Diodenspannung und Diodenstrom, wobei diese Änderungen so groß sind, daß ein großer negativer Widerstand bei der gleichen Frequenz wie die Grundfrequenz f„ des angelegten Hochfrequenzsignales erzeugt wird. Die hieraus resultierende Stromweile enthält zahlreiche harmonische Komponenten f„, die auch mit dem oszillierenden harmonischen Hochfrequenzfeld gekoppelt sind, um verstärkte harmonische Signale zu erzeugen, wodurch der Konversionswirkungsgrad der Diode erhöht wird.

Nachstehend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. In der Zeichnung zeigen:

Pig. 1 eine teilweise Schnittansicht einer ersten Ausführungsform

eines Konverters,
Pig.la eine teilweise Ansicht einer abgewandelten Ausführungsform,

die im Konverter gemäß Fig.l Anwendung finden kann, Pig. 2 in größerem Maßstab eine Ansicht eines Teils der Pig.l, Pig· J5 eine perspektivische Ansicht einer zweiten Ausführungsform eines Konverters,

Fig. 4 eine teilweise Schnittansicht des Konverters nach Fig.3* Pig. 5 einen Schnitt nach der Linie 5-5 bzw. 5a-5a gemäß Fig.3* Fig. 6 einen Schnitt nach der Linie 6-6 gemäß Fig. J>, Fig. 7 eine schaubildliche Darstellung, die das Wesen der oszillierenden Felder veranschaulicht, die in der übertragungsleitung

gemäß Fig.5 und 6 fortschreiten,
Fig. 8, 9 und 10 graphische Darstellungen zur Veranschaulichung der

der Erfindung,
Fig.11 eine teilweise Schnittansicht einer dritten Ausführungsform eines Konverters,

Fig. 12 einen teilweisen Schnitt nach der Linie 8-8 gemäß Fig.11, Fig. IJ) einen teilweisen Schnitt einer gegenüber Fig. 11 abgewandelten Ausführungsform.

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Die Pig. 1 und 2 veranschaulichen eine Ausführungsform eines Konverters, der ein Schaltungssystem benutzt, das zirkulär symmetrisch um die strichlierte Linie A-A ist und eine Hochfrequenz- oder Mikrowellenkoaxialübertragungsleitung 1 benutzt. Die koaxiale Übertragungsleitung 1 besteht aus einem Innenleiter 2 ingestalt eines runden Stabes und aus einem rohrförmigen Außenleiter jj· Die sich ausbreitende Hochfrequenzenergie ist auf den Raum zwischen den Leitern 2 und j5 begrenzt und der Aufbau ist an einem Ende durch eine Endwand 4 abgeschlossen. Wie es bei Hoehfrequenzkreisen üblich ist, besitzen die jeweiligen stromführenden Oberflächen der Leiter 2 und 3 und der Endwand 4 eine gute elektrische Leitfähigkeit für elektrische Hochfrequenzströme. Die Impedanz der Leitung 1 kann beispielsweise 50 Ohm betragen.

Aus Fig.l ist ersichtlich, daß in Reihe mit dem Innenleiter 2 an seinem Ende 5 eine Diode 6 geschaltet ist. Die Diode 6 ist geschaltet wie symbolisch durch das Bezugszeichen 7 in Pig.i angedeutet. An einem der Enden wird die Diode 6 in herkömmlicher Weise von einer leitenden Oberfläche 8 der Stirnwand 4 getragen, z.B. dadurch, daß sie darauf verklebt oder in anderer herkömmlicher Weise befestigt ist. Gegenüber der Oberfläche 8 ist die Diode 6 leitend in gleicher Weise mit dem Ende 5 des Innenleiters 2 verbunden.

Die Endwand 4 wird außer zum Abschluß der Koaxialleitung 1 und zum Tragen der Diode 6 benutzt, um die erforderliche Arbeitsvorspannung für die Diode 6 in einer Richtung zu liefern und sie ist gegenüber dem Außenleiter j5 isoliert und von diesem über einen dünnen Streifen geeigneten dielektrischen Materials 9 getragen. So bildet die Wand 4 mit dem dielektrischen Streifen 9 einen Kurzschluß für Hochfrequenzströme, so daß Energie nicht aus der Leitung 1 über die Wand 4 abfließen kann. Außerdem sind

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Mittel vorgesehen, um die Vorspannung an die Diode β anzulegen, 3.B. in Gestalt einer Batterie oder Vorspannquelle, die zwischen eine an der Wand 4 befestigte Leitung 11 und eine am Außenleiter J befestigte Zuleitung 10 gelegt ist.

An einer bestimmten Stelle gegenüber der Diode 6 befindet sich ein geeignetes Abstimmelement bzw. Impedanztransformierungselernent 12, dessen Länge einer Viertelwellenlänge bei der mittleren Grundfrequenz f_p entspricht. Das Transformationselement 12 besteht aus einem kreisförmigen Ringelement, dessen äußerer Durchmesser so gewählt ist, daß er in Kontaktberührung mit der Innenwand des Äußenleiters 3 steht. Wenn die Leitung 1 eine Impedanz von 50 Ohm besitzt, dann kann das Element 12 z.B. eine Impedanz von 19 Ohm besitzen. Ebenso wie der Leiter j5 sind die der Hoehfrequenzenergie ausgesetzten Oberflächen aus die Hochfrequenzströme gut leitendem Material hergestellt. Das Element 12 kann mit Mitteln ausgestattet sein, die eine Längsverschiebung ermöglichen, um eine Einstellung innerhalb der Übertragungsleitung 1 zu ermöglichen. Ein kurzer Längsschlitz Γ5, der in den Außenleiter J eingeschoben ist, gestattet eine Einstellung des Elementes 12 in jeder Stellung und eine Befestigung durch Anziehen einer Schraube 14 gegen eine Unterlegscheibe 15, wobei die Schraube 14 in eine Gewindebohrung des Elementes 12 einschraubbar ist. Es können zusätzliche Anpaßelemente der beschriebenen Art benutzt werden, um die ausnutzbare Bandbreite des Verstärkers zu erhalten. Außerdem kann ein einziges Viertelwellentransformationselement 12a am Innenleiter 2 der Übertragungsleitung 1 dort benutzt werden, wo eine fest angeordnete Vorrichtung zufriedenstellend ist, wie dies aus Pig.la ersichtlich ist.

Im folgenden wird wiederum auf Fig.l bezuggenommen. Ein dielektrisches Rohr 16 ist innerhalb des Elementes 12 an einer Oberfläche 17 durch Verklebung oder auf andere Weise befestigt. Das Rohr 16_# das freigelassen ist, um auf der Oberfläche des Innenleiters 2

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zu gleiten, bildet einen geeigneten Träger für den Leiter 2 innerhalb des Leiters 1. Anstelle des metallischen, elektrisch leitenden Abstimmelementes 12 kann ein dielektrischer Tuner in gleicher Weise benutzt werden, um die relativen Lagen von

ρ
Innenleiter und Außenleiter 3 festzulegen. Falls eine solche Isolierstütze nicht benutzt wird, kann eine herkömmliche, nicht dargestellte dielektrische Perle an der linken Seite des Elementes 12 in der Nähe der Eingangs/Ausgangsverbindung des Verstärkers angeordnet werden.

Es ist für den Fachmann klar, daß ein sich nach links erstreckender Fortsatz der Koaxialleitung 1 direkt mit einem herkömmlichen Hochfrequenzsignalzirkulator verbunden sein kann. Eine öffnung des Zirkulators kann in üblicher Weise benutzt werden, um in

zu verstärkende .
die Vorrichtung xiucxX^sxibckHiagxäxx Signale einzuführen, während eine zweite öffnung des Zirkulators benutzt wird, die verstärkten Signale auszukoppeln.

Eine Diode der Bauart, wie sie bekannt ist unter der Bezeichnung "Lawinenübergangszeitdiode" hat Charakteristiken, die für ihre Anwendung als Diode 6 geeignet sind. Sie kann in bekannter Form benutzt werden als "trapped plasma avalanche triggered transit diode", die auch als TRAPATT-Diode bezeichnet wird. Die Diode 6 kann z.B. eine epitaxiale Siliziumdiode oder eine andere p-n or eine Stufendiode oder eine Flächendiode oder eine p-n-n⁺ Punch-through-Diode sein, die so ausgelegt ist, daß sie ein elektrisches Feld geeigneter Amplitude präsentiert. Das Feld tritt durch ein Substrat bei einem rückwärtigen Durchbruch. Derartige Dioden werden beispielsweise dadurch hergestellt, daß Bor von einer Bor-Nitrid-Quelle in ein mit Phosphor angereichertes epitaxiales Material auf einer mit Antimon angereienterten Unterlage diffundiert. Die Dicke der epitaxialen Schicht wird durch Ätzen verändert, bevor die Diffusion eintritt, so daß

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entweder ein abrupter p-n Aufbau oder der p-n-n⁺ Aufbau erhalten wird.

Ein Tiefpaßfilter 20 ist am Leiter 2 in der Nähe der Diode 6 angeordnet. Das verteilte Filter 20 kann ein Tiefpaßfilter mit drei oder mehreren Abschnitten und von der Tchebycheff-Bauart sein, jedoch sind auch andere Filter denkbar. Das Filter 20 kann von der inneren leitenden Oberfläche des äußeren Koaxialleiters 3 herabhängen. Dabei kann irgendeine FiIteraufhängung benutzt werden, die so konstruiert ist, daß das Filter 20 in Längsrichtung zwecks Einstellung verschiebbar ist und zwar z.B. in der gleichen Weise wie das Impedanztransformationselement 12 einstellbar ist.

Das Filter 20 besteht aus abwechselnden scheibenförmigen Elementen einer asten Impedanzcharakteristik mit dazwischengefügten Elementen einer zweiten Impedanzcharakteristik. Wie aus Pig.l und 2 ersichtlich, sind die Scheiben 21,23,25 und 27 mit großem Durchmesser so gewählt, daß sie eine Impedanz von z.B. 19 0hm besitzen. Die dazwischenliegenden Scheiben 22,24 und 26 mit geringerem Durchmesser besitzen eine Impedanz, die dicht bei 50 Ohm liegt, je nachdem wie dick die Wandung 28 in geeigneter Weise hergestellt werden kann, d.h. im wesentlichen besitzt die Impedanz des Innenleiters Wenn das Filter 20 dauerhaft am Leiter 2 festgelegt wird, können die Scheiben 21,23,25 und 27 direkt am Leiter 2 festgelegt werden und die Wände 28 können wegfallen.

Wie deutlicher aus Fig.2 ersichtlich, besitzt die Scheibe 21 eine Impedanz von 19 Obm und hat bei dem Ausführungsbeispiel eine Länge von 0,230 X_p, wobei fa„ die Wellenlänge ist, die der mittleren Grundwelle der Betriebsfrequenz f_w entspricht. In gleicher Weise hat die Scheibe 22 50 0hm Impedanz und eine Länge von 0,104 Λ'„. Die Scheibe 23 hat 50 Ohm und ist 0,338 /l/_p lang und die Scheibe

24 besitzt I9 0hm und ist 0,103 X> _p lang (in Axialrichtung). Das Filter ist symmetrisch um die Scheibe 24. So hat die Scheibe

25 50 0hm und eine Länge von 0,338 Λ/^ und die Scheibe 26 19 Ohm

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und 0,104 /L· Länge und die Scheibe 27 50 Ohm und 0,230 A™ Länge.

Das Filter 20 ist an der Diode 6 angeordnet und so gewählt, daß:

a) die Grundbetriebsfrequenz- ί_π des Verstärkers in den Durchlaßbereich des Filters 20 fällt und

b) das Sperrband des Filters 20 wenigstens die zweiten und ddtten Harmonischen £„ der Frequenz f„ sperrt.

ti x¹

Durch diese zuletzt genannte Einstellung wird die gesamte harmonische Energie in dem Bereich über der Diode 6 zurückgehalten und insbesondere wenn d-ie Eingagsimpedanz des Filters 20 bei der dritten Harmonischen die eines Kurzschlusses ist, wird eine wirksame Arbeitsweise der Diode 6 möglich, ohne daß im Ausgang des Verstärkers eine Energie harmonischer Wellen auftritt. So begrenzen die Sperreigenschaften des Filters 20 wirksam einen Stromfluß der dritten Harmonischen nach der Diode β selbst.

Es ist vorteilhaft, eine Wand j50 des Filters 20 an der Oberfläche 5 der Diode 6 anzuordnen, aber eine gewisse Trennung zwischen der Wand JO und der Oberfläche 5 ist zulässig. So kann eine Trennung von λ,/lQ zulässig sein und in gewissen Fällen kann die Länge auf etwa X,/2 ausgedehnt werden. Die Trennung kann in geeigneter Weise bis auf etwa Null unter allen Umständen gebracht werden, da eine solche Wahl bestimmend dafür ist, daß die Chance der Zeitverzögerten Triggerung der Diode 6 soweit als möglich vermindert wird. Mit endlichen Werten der Trennung hat die zeitverzögerte Triggerung eine zunehmende Möglichkeit, die Arbeitsweise als Verstärker zu stören und gewisse Dioden sind dieser schädlichen Wirkung xtM mehr ausgesetzt als andere.

wellen .

Ein Viertel/Tuner 12 wird benutzt, um die Diode 6 mit der Ausgangsfrequenz f mitschwingen zu lassen. Bei dieser Frequenz f_p

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verhält sich die Diode 6 wie ein induktiver Blindwiderstand und zwar wegen der lawinenartigen Multiplikationseigenschaften. Repräsentative Schaltungen des Filters 20 und des Tunerelementes 12 sind in den Fig. 8,9 und 10 dargestellt. Fig.8 repräsentiert den Transmissionsverlust des Filters 20. Bei der angegebenen Betriebsfrequenz f.,-, ist der Verlust gering, während dieser Ver-

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lust schnell mit den Harmonischen f^ von f^ ansteigt.

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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist das Filter 20 ein Tchebycheff-Tiefpaßfilter mit drei Abschnitten und einer 3,5 GHz Sperrfrequenz und einer 3 dB Bandpaßwelligkeit. Der imaginäre Teil des Eingangs der Schaltung, die den Filter 20 und den Tuner 12 umfaßt, ist in Fig.9 dargestellt. Bei einer Betriebsfrequenz f_ra von 2,9 GHz beträgt die Reaktanz der Schaltung -70 0hm. Diese Schaltungsreaktanz genügt, um mit dem induktiven Blindwiderstand der Diode 6, die eine Folge der Stoßionisation ist, in Schwingungen zu gelangen. Bei der dritten Harmonischen wird der Blindwiderstand der Schaltung jedoch sehr klein, was durch die Reihenresonanzcharakteristik der Diode 6 bei der dritten Harmonischen angezeigt wird. Der reale Teil der Eingangsiinpedanz der Schaltung bei der Betriebsfrequenz f_p liegt über 20 0hm, was ein vernünftiger Wert ist. Bei den harmonischen Frequenzen f„ ist der Realteil der Eingangsimpedanz der Schaltung sehr niedrig, so daß wenig harmonische Energie vergeudet wird. Die R_eaktanz,die von der Schaltung der Diode 6 dargeboten wird, hat einen erwünscht geringen Anstieg als Funktion der Wellenlänge bei der zweiten und dritten harmonischen Frequenz f^, was ein weiteres vorteilhaftes Merkmal darstellt, das bei herkömmlichen Diodenverstärkerkreisen nicht vorhanden ist.

Wie oben erwähnt, wird der Verstärker gemäß Fig.l dadurch in Betrieb gesetzt, daß die Diode 6 in den Leitfähigkeitszustand vorgespannt und ein Hochfrequenzsignal dem Verstärker durch einen Signalzirkulator angelegt wird, der am Schaltungseingang liegt. Wenn die Amplitude des Eingangshochfrequenzsignales einen genü-

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genden Wert angenommen hat, wird eine Lawinenstoßwelle in der Diode erregt, wodurch ein verstärkter Ausgang erzeugt wird. Gemäß einer Ausfuhrungsform bietet der Verstärker eine s± j5dB Bandbreite mit mehr als 5$ bei 10 dB Verstärkung. Die Spitzenausgangsleistung beträgt 10 Watt für einen MikroSekundeneingangsimpuls bei einer Wiederholungsfolge von 5000 Impulsen/Sekunde. Der Wirkungsgrad des Verstärkers liegt über 20$. Wenn eine komplizierte herkömmliche Anordnung mit einem Mehrfach-Tuner anstelle des Tuners 12 benutzt wird, wird eine Bandbreite von 12$ bei 5dB Verstärkung bei 1,8 GHz festgestellt.

Die Figuren 3 bis 6 zeigen eine andere Ausführungsform eines ' Signalwandlers oder Verstärkers gemäß der Erfindung, umfassend einen Abschnitt einer offenen Übertragungsleitung 50. Gemäß der bevorzugten Ausführungsform besteht die Übertragungsleitung aus einem offenen ersten Leiter mit drei geschlossenen Wandabschnitten 51,52,53, wobei die Wände 51 und 52 parallel zueinander verlaufen und senkrecht zu der Wand 53. Die innere Oberfläche der Wand 53 ist mit einem zentral angeordneten zurückspringenden Leiter 54 ausgestattet, der sich längs eines Hauptabschnitts der Wandung 53 erstreckt, wie insbesondere aus Fig.4 ersichtlich ist und Enden 55*56 aufweist. Der Leiter bzw. das Septum 54 ist niedriger als die Wände 51 und 52 und bildet einen symmetrischen geometrischen Aufbau mit einem Querschnitt, der etwa dem Buchstaben E entspricht, wenn dieser auf die Seite gelegt ist (vergl. Fig.5 und 6). Das Septum 54 ist so gegenüber den Wandungen 51,52 und 53 angeordnet, daß die Korabination dieser Leiter die Ausbreitung von Hochfrequenzwanderwellenenergie innerhalb der Begrenzung der Kombination trägt, ohne daß infolge Strahlung wesentliche Verluste eintreten.

Die Ausbreitungsenergie wird in hohem Maße innerhalb des Aufbaus begrenzt und zwar bezüglich der TE_Q1 Ausbreitung, wie dies in Fig.5 dargestellt ist. Es ist ersichtlich, daß die augenblickli-

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chen elektrischen Feldlinien von den gegenüberliegenden leitfähigen Oberflächen des Leiters bzw. des Septums 54 nach den entsprechenden leitfähigen benachbarten inneren Oberflächen der Wände 51 und 52 verlaufen, wobei diese Feldlinien symmetrisch um den Leiter 54 herumliegen. Es ist außerdem ersichtlich, daß ein sehr kleines elektrisches Feld über der Oberseite des Leiters verläuft, so daß eine elektromagnetische Strahlung vermindert wird. Der offene kastenartige Aufbau wird durch zwei Stirnwände 57 und 58 vervollständigt. Wie in Hochfrequenzkreisen üblich, besitzen die jeweiligen stromführenden Oberflächen des Leiters 54 und der Wandungen 52 und 5I und der Stirnwände 57 und 58 eine gute elektrische Leitfähigkeit für Hochfrequenzströme.

Im folgenden wird insbesondere auf die Fig.3 und 4 bezuggenommen. Hier liegt mit dem Leiter 54 an dessen Ende 56 eine Diode 59 in Reihe, die der Diode 6 gemäß Fig.l entspricht. Die Diode 59 ist so gepolt, wie dies symbolisch durch das Bezugszeichen 60 in Fig.4 angedeutet ist. An einem Ende wird die Diode 59 in irgendeiner herkömmlichen Weise von einer Oberfläche 6l der Stirnwand 58 getragen. Z.B. ist die Diode dort verklebt oder auf andere Weise befestigt. Gegenüber der Oberfläche 6l kann die Diode 59 mit einer kurzen Leitung 62 ausgestattet sein, die leitend in ein Loch einpaßt, das in das Ende 56 des Leiters 54 eingebohrt ist.

Die Stirnwand 58 wird außer zum Abschluß der Übertragungsleitung 50 und abgesehen von ihrer Trägereigenschaft für die Diode 60 benutzt, um eine geeignete Vorspannung anzulegen. Wie aus den Fig.3*4 und 7 ersichtlich, ist die Stirnwand 58 gegenüber den Ubertragungsleitungswandungen 51*52 und 53 isoliert und da£rin durch einen dünnen Streifen geeigneten dielektrischen Materials 63 getragen. Irgendein geeignetes Bindemittel kann zur Festlegung der Wände 51,52 und 53, des Streifens 63 und der Stirnwand 58 benutzt werden. So bilden die Stirnwand 58 und der dielektrische

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Streifen 6j> einen Kurzschluß für Hochfrequenzenergie, so daß diese Energie nicht aus der Leitung 50 über die Wand 58 abfließen kann. Außerdem arbeitet die Anordnung so, daß eine Vorspannung durch eine nicht dargestellte Vorspannquelle zwischen die Leitung 64, aie an der Wand 9 befestigt ist,-und irgendeinem anderen Teil der Vorrichtung, z.B. die Leitung 65 gemäß Fig.5 gelegt wird. Es sind zahlreiche Typen von Dioden-packs verfügbar und in der Zeichnung ist nur ein Ausführungsbeispiel dargestellt.

Am Ende der Übertragungsleitung 50 der Wand 58 gegenüberliegend befindet sich eine zweite leitfähige Stirnwand 57, die durch geeignete Mittel, z.B. Schrauben 66,66a an Ort und Stelle gehalten wird. Wie aus den Fig.3 und 4 ersichtlich, ist die Wandung 57 mit einer öffnung versehen, durch die ein Koaxialleiter 67 hindurchführt. Der Leiter 67 weist einen Innenleiter 67a auf, der leitfähig an der Verbindung 68 mit dem Ende 55 des Leiters 54 verbunden ist und durch die öffnung in der Stirnwand 57 hindurchtritt. Der Koaxialleiter 67 ist außerdem mit einem Außenleiter 67b ausgestattet, der den Innenleiter 67a konzentrisch umgibt und innerhalb der Wand 57 leitfähig festgelegt ist. Die Leiter 67a,67b können dauerhaft durch eine Isolierstütze 68 in der richtigen Lage gegeneinander festgelegt sein. Der Koaxialleiter 67 und der Leiter 54 sind so angeordnet und konstruiert, daß eine geeignete Impedanzanpassung über dem gewünschen Arbeitsfrequenzband erhalten wird. Anstelle der dargestellten Impedanzelemente können auch andere bekannte Impedanzelemente, z.B. sich verjüngende Übergänge,vorgesehen werden, wie dies an sich bekannt ist. Die Koaxialleitung 22 kann auch in irgendeiner Weise benutzt werden je nach Arbeitsweise des Gerätes. Beispielsweise kann sie als "Single port"-Verstärker in bekannter Weise benutzt werden, indem ein Zirkulator an die koaxiale Übertragungsleitung 67 angeschlossen wird. Dann wird eine öffnung des Zirkulators benutzt, um die zu verstärkenden Signale in den Apparat einzuführen, während eine zweite öffnung des Zirkulators den Ausgang bildet.

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An einer geeigneten Stelle gegenüber der Diode 6 ist ein Abstimm- oder Impedanztransformationselement 69 vorgesehen. Das Transformationselement 69 kann z.B., wie aus den Fig.3,4 und 6 ersichtlich, eine symmetrische,elektrisch leitfähige Ausbildung haben und die Gestalt eines umgekehrten U's mit rechtwinkeligen Übergängen mit gleichen Armen 70 und 71 und einen Überbrückungssteg 72. Wie aus Fig.β ersichtlich, lagern die Arme 70 und 71 gegen die inneren leitfähigen Oberflächen der Wände 51 und 52 und der Teil 72 bildet einen Überbrückungsabschnitt über den Leiter 54 in einem Bereich minimalen elektrischen Feldes. Das Abstimmelement kann, wie aus Fig.6 ersichtlich, mit Mitteln versehen sein, die eine Längsbewegung innerhalb der Übertragungsleitung 50 in Berührung mit der inneren Oberfläche davon ermöglichen. Ein kurzer Längsschnitt 73 durch die Wand 3 schafft die Möglichkeit, das Element 69 einzustellen und dann an der betreffenden Stelle zu fixieren, indem eine Schraube 75 gegen eine Unterlegscheibe 74 verspannt wird, wobei diese Schraube 75 in ein entsprechend angepaßtes Gewindeloch im Element 69 eingeschraubt wird. Anstelle des elektrisch leitfähigen Abstimmelemen· tes 69 kann auch ein dielektrisches Abstimmelement Verwendung finden. Ein dem Tiefpaßfilter 20 gemäß Fig.2 entsprechender Tiefpaßfilter 80 ist in der Nähe der Diode 59 im Gerät vorgesehen^ wie aus Fig.3 und 4 ersichtlich ist. Das Filter 80 ist allgemein wie das Element 69 ausgebildet und besitzt eine symmetrische elektrisch leitende Ausbildung, die wiederum in Form eines umgekehrten U gestaltet ist und Arme 8l und 8$ gleicher Länge (Arm 82 ist nicht dargestellt) und einen Überbrückungsabschnitt 83 besitzt. Das Filter 80 hat allgemein das Aussehen eines Abstimmelementes 69 in Fig.5. Das Filter 80 kann mit Mitteln versehen sein, die eine Längsverschiebung ermöglichen, ähnlich wie bei der Vorrichtung nach Fig.5. Fig.4 zeigt naturgetreu die Lage des Filters 80 gegenüber der Diode 59. In Fig.5 ist das Filter nach links bewegt, um eine Betrachtung der Diode 59 zu ermöglichen.

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Die innere Oberfläche eines jeden Arms 81 oder 82 ist mit abwechselnden vertikalen Rücken einer ersten Impedanzcharakteristik versehen, wobei dazwischen Binprägungen mit zweiter Impedanzcharakteristik liegen. Aus Fig.4 ist ersichtlich, daß die Rücken 84,86,88 und 90 so gewählt sind, daß sie eine relativ geringe Impedanz aufweisen. Die dazwischenliegenden jExJsJbex Täler oder Einprägungen 85,87 und 89 haben eine Impedanz, die den Wellenwiderstand der Übertragungsleitung 50 angenähert ist. Das Filter 80 kann stattdessen auch dauerhaft auf der inneren Oberfläche der Wandung 51 festgelegt werden, so daß die Rücken 84,86,88 und 90 direkt auf der inneren Oberfläche der Wandung 5I verlötet werden können. Die aufeinanderfolgenden Rücken und Täler können so aus- * gebildet sein, daß ihre Länge parallel zur Achse in Ausdrücken der mittleren Betriebswellenlänge λ»™ den Tchebycheff'sehen Kriterien entsprechen.

Wie oben erwähnt, ergibt die Benutzung der Erfindung in einer koaxialen Übertragungsleitung zahlreiche Vorteile. Die Leiterform für die durchgehende Welle hat weitere zusätzliche Vorteile insbesondere beim Betrieb unter sehr hohen Frequenzen. Beispielsweise ist eine einfache Herstellung möglich und, da eine Seite offen ist, kann die Leitung relativ einfach bei sehr hohen Frequenzen benutzt werden. Der erfindungsgemäße Konverter hat zahlreiche nützliche Vorteile und zwar u.a. eine große Leik stungsübertragung, sie ist mechanisch einfach aufgebaut, hat einen großen Durchlaßbereich und kann leicht an die Koaxialleitung angeschlossen werden.

Von Bedeutung ist die offene Geometrie und die Tatsache, daß der Aufbau ein relativ großes, leicht zugängliches Inneres besitzt. Das große wirksame Interior vermindert die Verluste,wobei der Gütegrad der Schaltung verbessert wird. Da die Konfiguration offen ist und keine Tendenz zur Strahlung hat, können Tuner

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mit relativ niedriger Impedanz benutzt werden und es wird eine einfache manuelle Einstellung der Impedanzanpassung und anderer Elemente ermöglicht. Eine solche manuelle Einstellung kann vorgenommen werden, während alle Teile offen sichtbar sind und ohne daß wesentliche Störeffekte auf die oszillierenden Felder innerhalb der Vorrichtung auftreten. Die Abstimmelemente können nach optimaler Einstellung leicht fixiert und dauerhaft an ihrer Stelle angeordnet werden. Da aus der offenen Fläche fast keine Strahlung austritt, kann ein Abdeckblatt, welches entweder metallisch oder dielektrisch ist, über die offene Seite der Vorrichtung gefügt werden, nachdem die Einstellung vollendet ist, um irgendwelche Störeffekte infolge einer direkten Verbindung mit der Atmosphäre zu vermeiden.

Aus der vorstehenden Diskussion ergibt sich, daß der erfindungsgemäße Konverter in verschiedenen Typen von Übertragungsleitungen benutzt werden kann» Eine solche vielfache Verwendbarkeit wird auch illustriert durch die Steghohlleiter gemäß Fig.11,12 und 15. Insbesondere soll auf die Fig.11 und 12 bezuggenommen werden. Der hier beschriebene Konverter benutzt einen geschlossenen Außenleiter 100 und einen umschlossenen Leiter 101 mit der Charakteristik herkömmlicher Steghohlleiter. Der Steghohlleiter 101 endet an der Wand 102 in der Nähe eines Hochfrequenzkurzschlusses 103. Die Wandung 102 trägt leitend eine Diode 105 an einem ihrer Enden, während das andere Ende der Diode 105 in gleicher Weise an der Innenwand der Kurzschlußstelle 10j5 verbunden ist. Eine geeignete Vorspannung kann an die Kurzschlußstelle 103 und den Leiter 100 angelegt werden und demgemäß auch über die Dirüa 105 infolge des Vorhandenseins eines dielektrischen Streifen« ΙΟβ.

Der Steghohlleiter ΙΟΙ 1st; mit einem Filter 107 ausgestattet, der wie bei dem voroesch.-!ebenen Ausführungsbeispiel als Tiex'- _:>a3filter wirkt und aus Teilen 109,110,111, 112 zusammengefügt

2 0 3 ?, 1 :, / 0 D 9 Q

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1st, die verbleiben, wenn die übrigen Teile des Rückens weggeschnitten werden. Das Filter 107 ist in Aufbau und Verhalten dem Filter gemäß Fig.2 analog und kann glatt mit dem Stegleiter 101 in herkömmlicher Weise durch einen Anpaßaufbau 108 verbunden werden. Wie aus Fig.11 und 12 ersichtlich, liegt ein Viertelwellentransformator 113 (bei der Frequenz f ) über dem Steghohlleiter 101 herabhängend von der Oberwand des Leiters 100 und im Abstand zu der Oberseite des Stegleiters 101.

Bei der abgewandelten Ausführungsform nach Fig.I^ sind entsprechende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen, wie in den Fig.11 und ' 12. In Fig.15 ist das Tiefpaßfilter 107 aus Stangen 120,121,122, 123,124 und 125 zusammengesetzt, die über den Steghohlleiter 101 in einer Art und Weise herabhängen, wie dies allgemein bei dem Viertelwellentransformator II3 der Fall ist.

Patentansprüche;

2 0 9 ^r! 1 f.: / 0 9 9 0

Claims (10)

-19- 2U9931 · Patentansprüche ι

1.) Hochfrequenzenergiekonverter,

dadurch gekennzeichnet,

daß er eine Übertragungsleitung (1) aufweist, die folgende Einzelteile umfaßt: einen ersten und zweiten Hoohfrequenzleiter (3,2), leitfähige Wandungen (4) zum Kurzschluß des ersten Leiters (3) für Hochfrequenzströme, einen Halbleiter (6), der eine erste Verbindung mit der leitfähigen Wandung (4) und eine zweite Verbindung mit dem zweiten Hochfrequenzleiter (2) herstellt, eine Schaltung, die ein Vorspannfeld dem Halbleiter (6) anlegt, ein verteiltes Filter (20), das mit dem ersten und zweiten Leiter (3,2) zusammenwirkt und eine Impedanzstufe in der Nähe der Ebene der zweiten Verbindung liefert, um eine zeitverzögerte Triggerung des Halbleiters (6) zu verhindern, Impedanzanpaßmittel (12) im Abstand vom Filter (20), die mit dem ersten und zweiten Leiter (3,2) zusammenwirken.

2. Konverter nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet,

daß der Halbleiter (6) aus einer Laufzeit-Avalanche-Diode besteht,welche eine vorbestimmte Impedanzcharakteristik besitzt.

3. Konverter nach Anspruch 2,

dadurch gekennzei chnet,

daß die Impedanzanpassmittel (12) die vorbestimmte Impedanzcharakteristik der Diode (6) in Schwingungen versetzt.

4. Konverter nach Anspruch 1,

dadurch gekennzei chnet,

daß die Übertragungsleitung (l), die leitfähigen Wände (4), der Halbleiter (6), die Vorspannschaltung, die Impedanzanpassmittel (12) und das verteilte Filter (20) so angeordnet und konstruiert sind, daß elektrische Hochfrequenzfelder mit kräftigen Grundfre-

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quenzen und harmonischen Frequenzen über den Halbleiter (6) entstehen.

5. Konverter nach Anspruch 4,

dadurch gekennzeichne t, daß das verteilte Filter (20) aus einem physikalisch symmetrischen Filter besteht, das einen Tiefpaß und einen Sperrbereich bei hohen Frequenzen hat«

6. Konverter nach Anspruch 5*

dadurch gekennzeichnet,

" daß die Grundfrequenz in den Durchlaßbereich des Filters fällt und die harmonischen Frequenzen in dessen Sperrbereich.

7. Konverter nach den Ansprüchen 4,5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsleitung (l) aus einem Koaxialleiter mit Innenleiter (2) und Außenleiter {J>) besteht.

8. Konverter nach Anspruch 7*

dadurch gekennzei chnet, daß das verteilte Filter (20) am Innenleiter (2) angeordnet ist und eine Impedanzstufe in der Nähe des Halbleiters (6) definiert.

9. Konverter nach Anspruch 4,

dadurch gekennzei chnet, daß die Übertragungsleitung (50) einen ersten Leiter ingestalt eines dreiseitigen Kanals (51*52,55) nut einer offenen Seite und einen zweiten Leiter ingestalt eines Septums (54) aufweist, das symmetrisch innerhalb des Kanals (51*52,53) angeordnet ist.

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10. Konverter nach Anspruch 9* dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (8o) aus einem Leiter besteht, dessen Füße in Berührung mit dem ersten Leiter stehen, wobei ein Überbrükkungsabschnitt über dem Septum (54) liegt.

7. U C : 1 ■; / Π 0 9 0