DE1537658A1

DE1537658A1 - Signalumsetzerschaltung

Info

Publication number: DE1537658A1
Application number: DE1967R0047654
Authority: DE
Inventors: Jack Avins
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1966-12-27
Filing date: 1967-12-22
Publication date: 1970-01-22
Also published as: MY7300265A; BE708493A; US3569740A; FR1549072A; DE1537658B2; SE347096B; GB1206479A; NL6717569A; ES348619A1; GB1206478A; MY7300264A

Description

6532-67/Kö/Ro.

RCA 55 798

US Ser.No, 604,977
US Filing date:
December 27* 1966

Radio Corporation of America, New York, N.Y., V,St.A.

Signalumsetzerschaltung

Die Erfindung betrifft Schaltungsanordnungen wie Signalumsetzerschaltungen, insbesondere Verstärker-Begrenzerschaltungen, die sich wirtschaftlich in integrierter Form herstellen lassen.

Der Ausdruck "integrierte Schaltung" bezeichnet hier einen einheitlichen oder monolithischen Halbleiterbaustein, der einem Netzwerk von untereinander verschalteten aktiven und passiven Schaltungselementen gleichwertig ist. Beim Aufbau von Verstärkerschaltungen in integrierter Form ergeben sich verschiedene Probleme. Beispielsweise bei in Kaskade geschalteten RC-Verstärkern ist in manchen Fällen die Verwendung von Koppelkondensatoren zwischen den einzelnen Stufen nachteilig. Und zwar nimmt der Koppelkondensator auch bei verhältnismäßig kleiner Kapazität ziemlich viel Platz in der integrierten Schaltung ein. Durch die kleine Koppelkapazität werden im Frequenzgang des Verstärkers nicht nur die niedrigen sondern auch die hohen Frequenzen be-

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schnitten, so daß die Verstärkung bei der gewünschten Signal-' frequenz beschränkt ist, wobei die bei Kondensatoren in integrierten Schaltungen auftretende parasitäre Nebenschlußkapazität die hohen Frequenzen zusätzlich noch beeinträchtigt. Außerdem läßt die derzeitige Technologie der Kondensatorherstellung in integrierter Form Insofer-n zu wünschen übrig, als nicht selten Kurzschlüsse zwischen den Kondensatorplatten oder -belägen auftreten.

Bei galvanisch gekoppelten Verstärkern in Kaskadenschaltung bildet die am Ausgang einer Stufe anstehende Gleichspannung die Eingangsspannung für die nächstfolgende Stufe. Man verwendet daher für die Einstellung des gewünschten Arbeitspunktes der einzelnen Stufen komplizierte Vorspann-Netzwerke. Zusätzlich muß eine Gleichstromrückkopplung für die Arbeitspunktstabilisierung vorgesehen werden. Wenn mit einem einzigen integrierten Schaltungsbaustein eine beträchtliche Verstärkung erzielt v/erden soll, erhöht sich durch die Phasenverschiebungen in der Rückkopplungsschleife die Wahrscheinlichkeit, daß die Schaltung unstabil wird.

Eine erfindungsgemäße Verstärkerstufe enthält drei Transistoren. Zwei der Transistoren sind als emittergekoppelter Verstärker geschaltet, wobei der,erste Transistor in Kollektorschaltung mit Basis als Eingang und der zweite Transistor in Basisschaltung mit Emitter als Eingang und Kollektor als Ausgang arbeitet. Der als Emitterfolger geschaltete dritte Transistor ist galvanisch an den Kollektor des zweiten Transistors angekoppelt.

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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung hat der dem ersten und dem zweiten Transistor gemeinsame Emitterwiderstand einen Wert, der ungefähr halb so groß ist wie der Wert des Kollektorarbeitswiderstandes des zweiten Transistors. Durch diese Proportionierung der Widerstände wird die Ausgangsspannung gegen Temperaturänderungen oder Betriebsspannungsschwankungen stabilisiert. Ein an den Kollektor des dritten Transistors angeschalteter Widerstand sorgt außerdem für eine symmetrische Begrenzung der der Basis des ersten Transistors zugeführten Eingangssignale.

Eine derartige Verstärkerstufe ähnelt der in der USA-Patentanmeldung Serial No. 396 l40 (eingereicht am 14.Q.1964) beschriebenen Anordnung. Ähnlich wie bei dieser Anordnung können mehrere solche Stufen in Kaskade geschaltet werden, um beispielsweise den Tonkanal eines Fernsehempfängers zu bilden.

Fig. 1 das Schaltschema einer erfindungsgemäSen Verstärkerstufe;

Fig. 2 das Schaltschema einer kombinierten Betriebsspannungsversorgungs- und Verstärkeranordnung gemäß der genannten USA-Patentanmeldung Serial No. 396 14O zur Erleichterung des Verständnieses der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 das Schaltschema einer anderen kombinierten Betriebsspannungsversorgungs- und Verstärkeranordnung zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 das Schaltschema einer erfinclungsgemäßen Verstärkerstufe in Verbindung mit der Betriebsspannungsversorgungsschaltung nach Fig. 3J

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Fig. 5 das Schaltschema der Verstärkerstufe nach Fig. 4 in

Verbindung mit einer anderen Betriebsspannungsversorgungsschaltung,· und '

Fig. 6 das Schaltschema eines in integrierter Form aufbaubaren Winkelmodulationssignal-Verarbeitungskanals für Fernsehempfänger.

Fig. 1 zeigt eine galvanisch gekoppelte Verstärkerstufe 10, die einen Grundbaustein für integrierte Schaltungen bilden kann. Die Verstärkerstufe 10 enthält drei Transistoren 12, 14 und 16, die als emittergekoppelter, einen Emitterfolger aussteuernder Verstärker geschaltet sind.

Der emittergekoppelte Verstärker enthält den Transistor 12' in Kollektorschaltung, der den in Basisschaltung arbeitenden Transistor 14 aussteuert. Eingangssignale aus einer Quelle 18, die nicht unbedingt im integrierten Schaltungsbaustein enthalten zu sein braucht, werden der Basis des Transistors 12 zugeführt. Die Kopplung zwischen den Transistoren 12 und 14 erfolgt durch die Emitter-Direktverbindung und den Widerstand 20, der zwischen die beiden zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 12 und und den negativen Pol 22 einer Betriebsspannungsquelle geschaltet ist. Die Basis des Transistors 14 liegt an einem Bezugspotentialpunkt, beispielsweise Masse.

Ein Arbeitswiderstand 24 ist zwischen den Kollektor des Transistors 14 und den positiven Pol 26 der Betriebsspannungsquelle geschaltet. Die am Arbeitswiderstand 24 erscheinenden

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verstärkten Signale werden galvanisch auf die Basis des Transistors l6 gekoppelt, der als Emitterfolger geschaltet ist. Die Ausgangssignale der Stufe 10 erscheinen am Arbeitswiderstand 28 des Emitterfolgers. Ein weiterer Widerstand JO ist zwischen den Kollektor des Transistors 16 und den positiven Pol 26 geschaltet.

Die Betriebsspannungsquelle (nicht gezeigt) ist eine Dreipol einrichtung, die gegenüber Masse symmetrische positive und negative Spannungen liefert. Beispielsweise können die Spannungen an den Klemmen 26 und 22 +2,0 Volt bzw. -2,0 Volt gegenüber Masse betragen.

Im vorliegenden Falle ist der emittergekoppelte·Verstärker dadurch symmetriert, daß die Basen der Transistoren 12 und 14 auf im wesentlichen dem gleichen Potential (Masse) gehalten werden. Die Verstärkerstufe 10 kann weitere, in der gleichen Weise aufgebauten Verstärkerstufen direkt aussteuern, wenn der Emitter des Transistors l6 gleichspannungsmäßig auf Massepotential gehalten wird. In diesem Fall ist der emittergekoppelte Verstärker der nachgeschalteten Stufen symmetriert, da die Basen des ersten Transistors dieser Stufen gleichstrommäßig Massepotential führen.

Soweit bisher beschrieben, ist die Verstärkerstufe 10 nach Fig. 1 der in der genannten USA-Patentanmeldung Serial No. 396 14O beschriebenen Anordnung weitgehend ähnlich. Wie in dieser USA-Patentanmeldung erläutert, läßt sich die Verstärkerstufe gegen Temperaturänderungen und Betriebsspannungsschwankungen dadurch stabilisieren, daß man den Widerstand 24 doppelt so groß

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wie den Widerstand 20 bemißt. Zum Unterschied von der genannten USA-Patentanmeldung enthält die vorliegende Verstärkerstufe zusätzlich den Widerstand JO im Kollektorkreis Emitterfolgertransistors 16. Die sich aus dieser Maßnahme ergebenden Vorteile werden aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich werden.

Fig. 2 zeigt eine Verstärkerstufe 11 gemäß der genannten USA-Patentanmeldung in Verbindung mit einer unsymmetrischen Betriebsspannungsversorgungsschaltung 45, bei der sämtliche Spannungen positiv gegenüber Masse sind. Einander entsprechende Elemente in Fig. 1-5 sind jeweils mit gleichen Bezugszeichen versehen.

In Fig. 2 sind ein Widerstand 50 und sechs Gleichrichter 51* 52, 55, 54, 55 und 56, die alle auf einem integrierten Schaltungsplättchen ausgebildet sind, in Reihe zwischen den positiven und den negativen Pol 60 bzw, 62 einer Gleichstromquelle geschaltet, deren Spannung etwas schwanken kann. Die Gleichrichter 51-56 sind so gepolt, daß sie durch die Spannungsquelle in der Durchlaßrichtung gespannt werden und bei verhältnismäßig starken Schwankungen der Speisespannung einen im wesentlichen konstanten Spannungsabfall liefern. Die volle Spannung an den sechs Gleichrichtern dient als Kollektorspannung für die Transistoren 12, 14 und l6, während die Spannung an den Gleichrichtern 54-56 die Basisspannung für die Transistoren 12 und 14 liefert. _t

Da der Spannungsabfall pro Gleichrichter des verwendeten Typs ungefähr 0,7 Volt beträgt, ist die Kollektorspannung unge-

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fähr 4,2 Volt, während zwischen den Basen der Transistoren 12 und 14 und Masse eine Spannung von ungefähr 2,1 Volt liegt. Dadurch, • daß die Basisspannung der Transistoren 12 und 14 die Hälfte der Kollektorbetriebsspannung beträgt und der gemeinsame Emitterwiderstand 20 halb so groß bemessen wird wie der Kollektorarbeitswiderstand 24, erreicht man, daß der Spannungsabfall an diesen Widerständen gleich ist.

Der Gleichspannungspegel an den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 12 und 14 im Ruhezustand ist um einen Betrag, der gleich ist dem Spannungsabfall (V. ) am Basis-Emitterübergang des Transistors 14, kleiner als der Gleichspannungspegel an der Basis dieses Transistors. Da dieser Spannungsabfall V, ebenfalls 0,7 Volt beträgt, ist die Spannung an den Emittern ungefähr 1,4 Volt gegenüber Masse. Der Spannungsabfall am Widerstand 20 und folglich auch der am Widerstand 24 betragen somit 1,4 Volt, so daß am Kollektor des Transistors 14 eine Spannung von +2,8 Volt gegenüber Masse herrscht.

Da die Spannung am Emitter des Transistors 16 um 1 V_fee oder 0,7 Volt kleiner ist als die Kollektorspannung des Transistors (der Spannungsabfall am Basis-Emitterübergang des Transistors 16), ist deren Ruhewert 2,1 Volt in Bezug auf Masse. Bei die gleiche Ruhespannung führendem Basiseingang des Transistors 12 und Emitterausgang des Transistors 16 können nachgeschaltete Verstärkerstufen direkt in Kaskade geschaltet werden, ohne daß komplizierte Vorspann-Netzwerke vorgesehen werden müssen.

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Ein Merkmal der kombinierten Verstärker-Spannungsversorgungsschaltung nach Fig. 2 besteht darin, daß sie die der Basis des Transistors 12 zugeführten Signale symmetrisch begrenzt. Wenn die ■-, von der Quelle 18 gelieferten Signale in ihrer Amplitude ansteigen* (positiver werden), wird der Transistor 12 stärker leitend. Der Transistor 14 wird entsprechend schwächer leitend und bei Erreichen einer bestimmten Eingangssignalamplitude schließlich gesperrt. Bei Erreichen des Sperrzustandes steigt die Kollektorspannung des Transistors 14 auf 4,2 Volt, d.h. um 1,4 Volt gegenüber dem Ruhezustand an.

Wenn die von der Quelle 18 gelieferten Signale in ihrer Amplitude abnehmen (weniger positiv werden), erfolgt der umgekehrte Vorgang, d.h. der Transistor 12 wird weniger leitend, während die Leitfähigkeit des Transistors l4 zunimmt. Die Kollektorspannung des Transistors 14 nimmt dann entsprechend ab, während die Emitterspannung dieses Transistors ansteigt, und zwar solange, bis eine Signalamplitude erreicht ist, bei welcher der Stromfluß durch den Transistor 14 sein Maximum erreicht und dieser Transistor gesättigt wird. Die Kollektorspannung des Transistors 14 fällt dann auf den Pegel der Emitterspannung, d.h. auf 1,4 Volt (die Basisspannung minus den Abfall V_fee) ab, was einem Abfall von ungefähr 1,4 Volt vom Ruhespannungswert entspricht.

Starke Eingangssignale an der Basis des Transistors 12 bewirken also, daß die Signalspannung am Kollektor des Transistors 14 um im wesentlichen gleiche Beträge bis zum positiven und zum

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negativen Spitzenwert ausschwingt. Wird dieses symmetrisch begrenzte Signal über den Emitterfolgertransistor 16 auf z.B. einen PM-Diskriminator gekoppelt, so sind etwaige Amplitudenverzerrungen im Eingangssignal praktisch beseitigt, so daß der Diskriminator verzerrungs- und störungsfrei arbeiten kann.

Fig. 3 zeigt die Verstärkerstufe gemäß der genannten USA-Patentanmeldung Serial No. 396 I²K) in Verbindung mit einer Betriebsspannungsversorgungsschaltung, wie sie in der USA-Patentanmeldung Serial No. 510 307 (eingereicht am 29.ll.i965) beschrieben ist. Diese Spannungsversörgungssehaltung ist der Gleichriehterschaltung nach Fig. 2 insofern ähnlich, als sie für die Transistoren 12 und 14 eine Basisvorspannung liefert, die halb so groß ist wie die Kollektorbetriebsspannung. Außerdem wird in beiden Fällen die Vorspannung auch bei Temperaturechwankungen und Speisespannungeschwankungen (z.B. an der Spannungsklemme 62 in Fig. 2).auf diesem Verhältniswert gehalten. Die Spannungsversorgungsschaltung nach der USA-Patentanmeldung Serial No. 510 307 unterscheidet sich jedoch von der Gleichrichterschaltung insofern, als der Absolutwert der Vorspannung zusätzlich bei Temperaturänderungen konstant gehalten wird. Durch Temperaturänderungen können die Spannungsabfälle V, an den einzelnen Gleichrichtern in Fig. 2 verändert be

werden, so daß die von den Gleichrichtern 54-56 gelieferte Vorspannung sich entsprechend ändert.

In Fig., 3 enthält die Betriebsspannungsversorgungsschaltung 65 zwei Transistoren 70 und 72. Der Transistor 70 arbeitet in gegen-

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gekoppelter Emitterschaltung mit über einen ersten Widerstand 76 mit einer Speisespannungsklemme 74 verbundenem Kollektor und über einen zweiten Widerstand 80 mit einem Bezugspotentialpunkt 78 verbundenem Emitter. Der. andere Transistor 72 arbeitet in Kollektorschaltung mit direkt an die Speisespannungsklemme 74 angeschaltetem Kollektor und über einen dritten Widerstand 82 mit dem Bezugspotentialpunkt 78 verbundenem Emitter.

Der Emitter des Transistors 72 ist außerdem mit der Basis des Transistors 70 und mit der Basis des Transistors 14 der Verstärkerstufe 10 verbunden, während der Kollektor des Transistors 70 zusätzlich mit der Basis des Transistors 72 verbunden ist. Die Speisespannungsklemme 74 und der Bezugspunkt 78 sind über eine Speisespannungsquelle entsprechender Polung (nicht gezeigt) schaltbar, wobei die Klemme 74 außerdem die Kollektorbetriebsspannung für die Transistoren 12, 14 und 16 der Verstärkerstufe liefert. Beispielsweise können die Klemmen 74 und 78 an +7*0 Volt bzw. Masse angeschlossen sein, während der Widerstand 76 ungefähr den gleichen Wert hat wie der Widerstand 80. Bei so bemessenen Widerständen 76 und 80 herrseht am Emitter des Transistors 72 eine Gleichspannung von 3,5 Volt, d.h. die Hälfte der Spannung am vom Transistor 70 entfernten Ende des Widerstands 76.

Der Gleichspannungspegel an den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 12 und 14 im Ruhezustand beträgt in diesem VaXl 2,8 Volt, d.h. die von der Versorgungsschaltung 65 gelieferten 3,5 Volt, abzüglich des Spannungsabfalls^ Y_be des Transistors 14

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von 0,7 Volt. Der Spannungsabfall am Widerstand 20 und folglich der am Widerstand 24 beträgt, wie beschrieben, 2,8 Volt, so daß - die Kollektorspannung des Transistors 14 einen Wert von 7,0 Volt «dnus 2,8 Volt, also +4,2 Volt hat. Da die Emitterspannung des Transistors 16 den Wert** 1 V_be oder 0,7 Volt minus der Kollektorspannung hat, beträgt die Ruhespannung 2,5 Volt in Bezug auf Masse. Wie in Fig. 2 führen der Basiseingang des Transistors 12 und der Emitterausgang des Transistors 16 die gleiche Ruhespannung, wodurch sich die Kaskadenschaltung mehrerer Verstärkerstufen vereinfacht.

Die Anordnung nach Fig. > kann jedoch außerstande sein, die der Basis des Transistors 12 zugeführten Signale symmetrisch zu begrenzen. Und zwar wird bei zunehmendem Amplitudenanstieg (in positiver Richtung) der von der Qielle 18 gelieferten Signale schließlich ein Wert erreicht, bei dem der Transistor 14 gesperrt wird. Die Kollektorspannung des Transistors 14 ist dann auf 7#0 Volt, d.h. um 2,8 Volt gegenüber dem Ruhezustand angestiegen. Umgekehrt wird bei Amplitudenverringerung der Signale von der Quelle Io schließlich ein Wert erreicht, bei dem der Transistor 14 gesättigt ist. Da die Kollektorspannung des Transistors 14 dann auf den gleichen Wert wie die Emitterspannung, nämlich 2,8 Volt (die Basisspannung von 3,5 Volt minus den Abfall V. ) abgefallen ist und nichtjmehr niedriger werden kann, ist dann die Kollektorspannung um 1,4 V gegenüber der Ruhespannung abgefallen.

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Dies bedeutet, daß bei der Anordnung nach Fig. 3 die Signalspannung am Kollektor des Transistors 14 in der positiven Richtung' um einen größeren Betrag (2,8 Volt) ausschwingt als in der nega-^% tiven Richtung (1,4 Volt). Diese unsymmetrische Begrenzung der Eingangssignale der Verstärkerstufe 11 hat eine Verschiebung der Abtrenn- oder Abkappachse des Verstärkers zur Folge, wodurch die Leistungsfähigkeit des Verstärkers beeinträchtigt wird. Dadurch können Verzerrungen und Störungen in das Ausgangssignal eines nachgeschalteten FM-Diskriminators, der von den Kollektorsignalen über denEmitterfolgertransistor 16 gespeist wird, eingeführt werden. Diese unmittelbaren Wirkungen einer unsymmetrischen Begrenzung treten ferner im allgemeinen immer darin auf, wenn die Verstärkerstufe 11 nach Fig. 3 mit Kollektor- und Basisspannungen arbeitet, die von den im Zusammenhang.mit Fig. 2 genannten Werten von 4,2 Volt bzw. 2,1 Volt abweichen.

Fig. 4 zeigt die erfindungsgemäße Verstärkerstufe 10 in Verbindung mit der Spannungsversorgungsschaltung 65 nach Fig. 3/ die von 2,4 VbIt bzw. 2,1 Volt abweichende Kollektor- und Basisspannungen liefert. Wie bei der Anordnung nach Fig. 3 haben die Ruhespannungen an der Basis und am Kollektor des Transistors 14 den Wert von -3,5 Volt bzw. 4,2 Volt. Jedoch werden bei dieser Anordnung die Eingangssignale der Stufe 10 symmetrisch begrenzt, so daß ein nachgeschalteter Diskriminator verzerrungs- und störungsfrei arbeiten kann.

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Es soll zunächst der Fall betrachtet werden, daß die von der Quelle l8 gelieferten Signale in ihrer Amplitude abnehmen (weniger positiv werden). Dabei wird schließlich ein Wert erreicht, bei dem der Transistor l4 sieh sättigt und seine Kollektorspannung auf +2,8 Volt, den Wert der Emitterruhespannung, abfällt. Der Kollektorspannungsabfall gegenüber dem Ruhewert beträgt wiederum 1,4 Volt, und es ergibt sich die gleiche Situation wie bei der Anordnung nach Pig. 3·

Wenn die von der Quelle 18 gelieferten Signale in ihrer Amplitude ansteigen (positiver werden), wird wiederum schließlich ein Wert erreicht, bei dem der Transistor 14 gesperrt wird. Während jedoch zuvor die Kollektorspannung des Transistors 14 in positiver Richtung auf den 7*0 Volt-Pegel der Klemme 74 ausschwingen konnte, wird jetzt durch den Widerstand ~$Q im Kollektorkreis des Transistors 16 verhindert, daß dieser Pegel erreicht wird, und zwar nimmt, wenn die Kollektorspannung des Transistors 14 positiver wird als +4,2 V, der Spannungsabfall am Widerstand 30 zu und fallt die Kollektorspannung des Transistors 16 ab.

Der Widerstand JO wird so bemessen, daß der Transistor 16 sich sättigt, wenn die Ausschwingung der Kollektorspannung des Transistors 14 den Wert +5,6 Volt erreicht. Der Basis-Kollektorübergang des Transistors 16 wird dann in der Durchlaßrichtung gespannt und die Spannung am Kollektor des Transistors 14 wird auf den Wert der Spannung am Kollektor des Transistors 16 minus den Abfall von 1 V, angeklammert. Der Widerstand 28 wird in Bezug

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auf den Widerstand JO so bemessen, daß die Koliektorspannung des Transistors 14 auf diesen Pegel von 5,6 Volt angeklammert wird. Dadurch wird außerdem die positive Ausschwingung der Kollektorspannung des Transistors 14 auf diesen 5*6 Volt-Pegel, d.h. einen Pegel, der um 1,4 Volt vom 4,2 Volt-Ruhepegel abweicht, begrenzt.

Bei dieser Anordnung wird das Signal am Kollektor des Transistors 14 symmetrisch begrenzt, indem es in positiver Richtung um nicht mehr als 1,4 Volt gegenüber dem Ruhepegel von 4,2 Volt und um nicht mehr als 1,4 Volt von diesem Pegel in negativer Richtung ausschwingt.

Die gleiche Begrerizerwirkung für positive Signalausschwingungen am Kollektor des Transistors 14 läßt sich mit einer entsprechend gepolten Diode anstelle des Widerstands JO oder mit einer oder mehreren Dioden in Verbindung mit einem Serienwiderstand und ebenso auch mit einem an den Kollektor des Transistors angeschalteten Diodenbegrenzer .erreichen. Derartige Anordnungen ' sind jedoch komplizierter als die nach Pig. 4, die sowohl bei geregelten als auch bei ungeregelten Betriebsspannungsversorgungsschaltungen besonders gut arbeitet.

Das Problem der unsymmetrischen Begrenzung entstand deshalb, weil die Ruhespannung am Kollektor des Transistors 14 einen Wert hat, der von der Hälfte der Summe der Kollektorbetriebsspannung und der Ruhespannung am Emitter des Transistors 14 abweicht. Die XoI-lektorspannung des Transistors 14 kann in diesem Fall stärker in der einen Richtung, beispielsweise beim Sperren des Transistors 14,

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als in der anderen Richtung, bei Sättigen des Transistors 14, ausschwingen.

Beim Verstärker 11 nach Fig. 2 führt der Kollektor des Transistors 14 eine Ruhespannung von 2,8 Volt, das ist die Hälfte der Summe der von der Gleichrichteranordnung gelieferten Speisespannung von 4,2 Volt und der Ruhespannung von 1,4 Volt am Emitter des Transistors 14. Die Schaltung 11, wie erwähnt, begrenzt symmetrisch.

Andererseits ist beim Verstärker 11 nach Fig. 3* wo die Kollektorruhespannung des Transistors 14 den Wert von 4,2 Volt hat, diese Spannung kleiner als die Hälfte der Summe der 7*0 Volt-Speisespannung an der Klemme 74 und der 2,8 Volt-Emitterruhespannung des Transistors 14. Die Schaltung H, wie erwähnt, begrenzt in diesem Fall nicht symmetrisch. Durch Einschalten des zusätzlichen Widerstands 30 entsprechend Fig. 4 kann man jedoch mit der Anordnung nach Fig. ~j> eine symmetrische Begrenzung erhalten, obwohl die Kollektorruhespannung des Transistors 14 nicht diese HalbwertbeZiehung aufweist.

Fig. 5 zeigt die Verstärkerstufe 10 in Verbindung mit einer anderen Betriebsspannungsversorgungsschaltung 85· Die Schaltung enthält einen in Kollektorschaltung arbeitenden' Transistor 90, dessen Kollektor direkt an eine Speisespannungsklerame 92 ange schaltet und dessen Emitter über einen Widerstand 94 mit dem Bezugspunkt oder Masse verbunden ist. Die Reihenschaltung zweier

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Widerstände 96 und 98 und einer Diode 100 ist zwischen die Klemme 92 und Masse geschaltet, wobei die Diode 100 mit ihrer Kathode an Masse liegt.

Die Basis des Transistors 90 liegt am Verbindungspunkt der Widerstände 96 und 9'ό, während der Emitter dieses Transistors mit einer Klemme 102 und mit der Basis des Transistors 14 der Verstärkerstufe 10 verbunden ist. Die Schaltung 85 enthält außerdem eine zweite Diode 106, deren Anode mit der Klemme 92 und deren Kathode über eine Klemme IO8 und eine Leitung 110 mit der Speisespannungsklemme 74 der Verstärkerstufe 10 verbunden ist. In der Praxis sind u.U. die Klemmen 74, 102 und IO8 nicht als getrennte Kontakte ausgebildet, indem bei einer integrierten Schaltung, wo am Rand eines Schaltungsplättchens eine nur beschränkte Anzahl von äußeren Anschlüssen vorhanden sind, diese Klemmenpunkte intern verschaltet statt gesondert herausgeführt sind.

Die Spannungsversorgungsschaltung 85 liefert wie die Schaltung 65 in Fig. ; und 4 zwei Gleichspannungen im Verhältnis von ungefähr 2:1. Wenn die Widerstände 96 und 98 gleiche Werte haben, ist die Gleichspannung an der Basis des Transistors 90 gleich der Hälfte der Differenz zwischen der Speisespannung an der Klemme 92 und dem Durchlaßspannungsabfall an der Diode 100 plus diesem Durchlaßspannungsabfall. Die Gleichspannung am Emitter des Transistors 90 ist dann gleich dieser Spannung minus dem Spannungsabfall am Basis-Emitterübergang des Transistors 90, der typischerweise gleich dem Spannungsabfall an der Diode 100 ist.

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Dadurch wird die Gleichspannung an der Klemme 102 gleich der Hälfte der Differenz zwischen der Speisespannung an der Klemme und der Diodenkontaktspannung. Die Gleichspannung an der Klemme 108 ist andererseits gleich der Speisespannung an der Klemme 92 minus dem Durchlaßspannungsabfall an der Diode 106, d.h. gleich der Differenz zwischen der Speisespannung und der Diodenkontaktspannung. Die Gleichspannung an der Klemme 108 ist also doppelt so groß wie die an der Klemme 102.

Wenn beispielsweise die Spannung an der Klemme 92 7,7 Volt und das Kontaktpotential oder der Spannungsabfall an den Dioden 100 und 106 je 0,7 Volt betragen, sind die Gleichspannungen an den Klemmen 108 und 102 7,0 bzw. 3,5 Volt. Bei diesen Spannungsverhältnissen begrenzt die an diese Klemmen in Fig. 5 angeschaltete Verstärkerstufe 10 symmetrisch, während die Verstärkerstufe 11 nach Fig. 2 ohne den Kollektorwiderstand JX) im Emitterfolgerkreis dies nicht tut.

Die Spannungsversorgungsschaltung 85 hat außerdem die wünschenswerte Eigenschaft, daß sie zwei Spannungen liefert, deren gegenseitiges Verhältnis auch bei Temperaturänderungen und Spannungsschwankungen an der Klemme 92 erhalten bleibt. Beispielsweise bei einer Temperaturänderung wird eine etwa sich ergebende Änderung des Spannungsabfalls am Basis-Emltterübergang des Transistors 90 durch eine entsprechende Änderung des Kontaktpotentials der Diode 100 verschoben. Bei gleichbemessenen Widerständen 96 und 98 und einer Speisespannung von 7,7 Volt an der Klemme 92 und bei

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einer Temperaturänderung, die eine Abwanderung des Spannungsabfalls V"_be von 0,7 auf 0,9 Volt hervorruft, ergibt sich an der Klemme 102 eine Gleichspannung von 3*4 Volt. Die Gleichspannung an der Klemme 108 beträgt dann 6,8 Volt, d.h. die Speisespannung von 7*7 Volt minus das Kontaktpotential der Diode ΙΟβ (jetzt 0,9 Volt), was dem Doppelten der Spannung an der Klemme 102 entspricht

Wenn andererseits die Spannung an der Klemme 92 von 7*7 auf 7,9 Volt bei konstant bleibender Temperatur ansteigt, ergibt sich an der Klemme 108 eine Spannung von 7*2 Volt und an der Klemme eine Spannung von 3,6 Volt. Wiederum bleibt das Verhältnis der beiden Gleichspannungen von 2:1 erhalten.

Mit der Spannunssversorgungsschaltung 85 nach Fig. 5 lassen sich auch andere Spannungsverhältnisse als 2:1 erhalten, indem man für die Widerstände 96 und 98 entsprechend andere Widerstandsverhältnisse wählt. Ist beispielsweise der Widerstand 96 doppelt so groß wie der Widerstand 98, so ist die Gleichspannung an der Klemme 108 dreimal so groß wie die Gleichspannung an der Klemme 102. Allgemein gilt, daß das Verhältnis der Gleichspannungen an den Klemmen 108 und 102 dem Widerstandsverhältnis der Widerstände 96 und 98 plus 1 proportional ist.

Die Diode 100 und/oder die Diode IO6 in der Schaltung 85 können durch einen Transistor in Emitterfolgerschaltung ersetzt werden, ohne daß die Stabilisiereigenschaften der Schaltung 85 bei Temperatur- und SpannungsSchwankungen beeinträchtigt werden, da der Spannungsabfall V^₆ des Transistors im wesentlichen gleich ist

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und sich in der gleichen Weise ändert wie das Kontaktpotential der Diode. Eine derartige Transistorschältung ist auf der rechten Seite von Fig. 5 gezeigt, wobei die Basis des Transistors 399 mit entweder dem Widerstand 98 oder dem Widerstand 96 und der Emitter des Transistors 399 mi.t Masse bzw. der Klemme 108 verbunden sind.

Fig. 6 zeigt eine Winkelmodulationssignal-Verarbeitungsschaltung für Fernsehempfänger, die -sich in integrierter Form aufbauen läßt. Der gestrichelte Block 200 stellt ein monolithisches Halbleiterschaltungsplättchen dar, das den Tonkanal des Empfängers bildet. Das Plättchen hat an seinem Rand eine Anzahl von äußeren Anschlußkontakten. Beispielsweise sind die Kontakte 202 und 204 an eine Quelle von FM-Schwingungen angeschlossen. Das Plättchen 200 kann eine Größe von ungefähr 1,5 χ 1,5 mm (60 χ 6θ Mil) oder weniger haben.

Die beispielsweise vom Bideodetektor ader einem Videoverstärker des Fernsehempfängers gelieferten FM-Signale werden zwischen der Klemme 206 und Masse zugeführt und Über einen Kondensator 208 auf einen Resonanzkreis 210 gekoppelt, der auf 4,5 MHz, die Frequenz des Zwischenträgers zwischen dem Video- und dem Tonträger _%des Fernsehsignals gemä3 den US-Normen, abgestimmt ist. Der Resonanzkreis 210 und der Koppelkondensator 208 befinden sich in diesem Fall außerhalb des Schaltungsplättchens, an das sie über die Kontakte 202 und 204 angeschlossen sind.

Der Anschlußkontakt 202 ist direkt mit einer ersten Verstärtcerstufe 212 mit drei Transistoren 214, 216 und 218 verbunden.

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Die Transistoren 214 und 2l6 sind als emittergekoppelter Verstärker über Widerstände 220 und 222 mit Widerstandsverhältnis 2:1 verbunden, während der dritte Transistor 218 mittels der Widerstände 224 und 226 als Emitterfolger geschaltet ist. Wie im Zusammenhang mit Fig. 1 erwähnt, bewirkt der Widerstand 224 eine symmetrische Begrenzung der Eingangssignale der Verstärkerstufe 212.

Die Verstärkerstufe 212 ist galvanisch mit einer gleichartigen Verstärkerstufe 228 mit ebenfalls drei Transistoren 250, 2^2 und 2^4 gekoppelt. Die beiden Transistoren 2^0 und 2^2 sind mittels der Widerstände 2^6 und 2^8 mit Widerstandsverhältnis 2:1 als emittergekoppelter Verstärker geschaltet, während der dritte Transistor 2^4 mittels der Widerstände 240 und 242 als Emitterfolger geschaltet ist. Der Widerstand 240 sorgt wiederum für eine symmetrische Begrenzung der Eingangssignale der Stufe 223.

Die am Widerstand 242 abgenommenen Ausgangssignale der Verstärkerstufe 228 werden einer hochpegeligen Begrenzerstufe 244 mit Transistoren 246 und 248 und einem Emitterkoppelwiderstand 250 zugeführt. Der dem Transistor 248 enthaltende Teil der Stufe 244 ist über den Anschlußkontakt 252 an die Primärwicklung eines Diskriminatortransformators 254 angeschlossen. Die Sekundärwicklung dieses Transformators ist über die Anschlußkontakte 256 und 258 mit dem restlichen Teil der Diskriminatorschaltung 260 verbunden. Die Diskriminatorschaltung 260 ist symmetrtert, so daß

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sie am Anschlußkontakt 262 eine Ausgangsgleichspannung liefert, die sich bei Schwankungen des Signalpegels oder der Betriebsspannung "nicht ändert.

Die Diskriminatorschaltung 260 entspricht der in der USA-Patentanmeldung Serial No. 521 652 (eingereicht am 28.2.1966) beschriebenen Anordnung. Und zwar handelt es sich bei der Schaltung 260 um einen Ratiodetektor, jedoch ohne den großen, nicht in integrierter Form ausführbaren Kondensator, der normalerweise für die Spitzengleichriehtung verwendet wird. Die beiden entgegengesetzt gepolten Gleichrichter des Ratiodetektors bestehen aus Transistoren 264 und 266, während die Eigenkapazität "der integrierten Arbeitswiderstände 268 und 270 die Filterung der Signalfrequenz und ihrer Harmonischen besorgt. Wie in aer USA-Patentanmeldung Serial No. 531 652 beschrieben, hat das Arbeiten des Detektors auf eine im wesentlichen ohmsche Last den Vorteil, daß die Belastung der Skundär- und Primärwicklungen des Diskriminatortransformators 25^ durch das Diodennetzwerk des Detektors verringert wird.

Bei herkömmlichen FM-Diskriminatorschaltungen wird die Spitze-Abtrennung und die Linearität des Detektors durch eine Lastwiderstandsänderung von + 20 % erheblich verändert. Jedoch kann die durch die diffundierten Lastwiderstände 268 und 270 in der Schaltung 26Q bewirkte Belastung soweit erniedrigt werden, daß sie im Hinblick-auf die Diskriminatoreigenschaften vernachlässigt werden kann.

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Die vom Diskriminator 26O gelieferten demodulierten Signale gelangen über einen Lautstärkeregler 272 und den Anschlußkontakt 274 zu einer NF-Verstärkerstufe '276 mit Transistoren 278 und 28O und einem Widerstand 232. Die verstärkten Ausgangssignale der Stufe276 werden galvanisch auf eine Treiberstufe 286 mit Transistoren 288/ 290 und 292 und Widerständen 284, 294 und 296 gekoppelt. Die Ausgangssignale der Stufe 286 werden.vom Widerstand 296 über den äußeren Anschlußkontakt 298 des Hableiterplättchens abgenommen.

Die Schaltung nach Fig. 6 ist der nach den Figuren 2-5 insofern ähnlich, als die Betriebsspannung nicht symmetriert ist. d.h. sämtliche Spannungen in der Schaltung positiv gegenüber Masse sind. Zu diesem Zweck ist eine Gleichspannungsquelle (deren Spannung etwas schwanken kann) mit ihrem positiven Pol an den Kontakt 3OO und mit ihrem geerdeten negativen Pol an den Kontakt 302 angeschlossen. Die ungeregelte Spannung zwischen den Kontakten 300 und 302 wird direkt dem Transistor 246 der hochpegeligen Begrenzerstufe 244 zugeführt.

Die SpeisespannungsSchwankung wird durch die Emitter-Basis-Durchbruchs spannung eines Transistors JOb reguliert, der über einen Widerstand 310 an den Kontakt JOO angeschlossen und dessen Kollektor anschlußfrei ist. An den Kontakt J500 und den Transistor JOd angeschlossene Transistoren 312 und J14 in Emitterfolgerschaltung isolieren die geregelte Spannung, die den Verstärkerstufen 212 und 228 als Kollektprspeisespannungen zugeführt werden.

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Ein Kontakt 304 der Treiberstufe 286 ist über eine äußere Leitung 306 direkt mit, dem Kontakt 300 verbunden, so daß die ■ Stufe 286 über den Kontakt 298 eine eintaktige Endstufe 526 aussteuern kann. Die Stufe j526 enthält einen Endtransistor 328 und zwei Widerstände 330 und 322, die für die Tertiärwicklung des Dlskriminatortransformators 254 einen Rückweg nach Masse bilden. Der Kontakt 304 kann stattdessen auch mit dem Kontakt .500 impedanzgekoppelt sein, wobei über den Kontakt 304 die Endstufe im B-Betrleb ausgesteuert werden kann.

Zwei Transistoren Jlö und 31c· ^UI"id drei Widerstände 320, 322 und 324 dienen als Vorspannschaltung 325 für die Verstärkerstufen 212, 228 und 244. Die Vorspannschaltung 325 ist der Betriebsspannungsversorgungsschaltung 65 nach Fig. 3 insofern ähnlich, als sie am Widerstand 324 eine Spannung liefert, die ungefähr gleich der Hälfte der Speisespannung am vom Kollektor des Transistors 316 abgewandten Ende des Widerstands 320 und unabhängig von Temperatur- und Betriebsspannun.-sschwankungen ist.

Eine Arbeitspunktstabilisierung der Verstärkerstufen 212 und 228 wird mittels einer Gleichstrom-Rückkopplung über den Widerstand 334 über diese beiden Stufen erhalten., wobei ein Überbrükkungskondensator 336 mittels des Kontaktes 33^ an den Widerstand 534 angeschlossen ist. Die Bagrenzerstufe 244 wird dadurch automatisch in ihrem Arbeitspunkt stabilisiert, weil die Rückkopplung über die Verstärkerstufen 212 und 223 die Spannung an der Basis der Stufe 244 auf dem halben Wert der vorerwähnten Speisespannung hält.

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Die Begrenzerstufe 244 wird somit symmetriert, ohne daß sie in der Rückkopplungsschleife liegt. Dies ist deshalb wünschens- , wert, weil die Schwingneigung der Rückkopplungsschleife umso ge-_t ringer ist, je weniger Stufen die Schleife enthält. Die Vorspannung für die Begrenzerstufe 244 wird dadurch weitgehend unabhängig von der Transistorstromverstärkung gemacht, daß ein Widerstand JkO in die Basisrückleitung des Transistors 214 eingeschaltet ist, der den gleichen Wert hat wie der in der Basisrückleitung des Transistors 216 liegende Widerstand J5J54.

Das Fehlen von Koppelkondensatoren zwischen den verschiedenen Verstärkerstufen des Halbleiterplättchens nach Fig. 6 wirkt sich vorteilhaft auf sowohl die räumliche Gestaltung als auch die Leistung der integrierten Schaltung aus. Koppelkondensatoren be*· nötigen, wie bereits, erwähnt, viel Platz in der integrierten Schaltung und sie bringen außerdem eine parasitäre Kapazität ein, welche die Bandbreite der Schaltung beschneidet.

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Claims

Patentansprüche

1.}) Signalumsetzerschaltung mit einer Betriebsspannungsquelle und einer Ausgangsklemme, gekennzeichnet durch zwei von der Betriebsspannungsquelle gespeiste Transistoren mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor, wobei die Basis des zweiten Transistors galvanisch mit dem Kollektor des ersten Transistors gekoppelt und der Emitter des zweiten Transistors an die Ausgangsklemme angeschlossen ist; eine Einrichtung mit einem ersten, an den Emitter und einem zweiten, an den Kollektor des ersten Transistors angeschlossenen Widerstand, durch welche am Kollektor des ersten Transistors eine mittlere Gleichspannung hergestellt wird, die in ihrem Wert von der halben Summe der Betriebsspannung und der durch die beiden Widerstände am Emitter des. ersten Transistors eingestellten Spannung ab-. weicht; und eine an den Kollektor des zweiten Transistors abgeschlossene Einrichtung mit einem dritten Widerstand, die am Kollektor des ersten Transistors Signalspannungsausschwingungen einer ersten Polarität erzeugt, derart, daß der Basis-Kollektorübergang des zweiten Transistors in der Durchlaßrichtung gespannt und die Signalspannungsausschwingungen am Kollektor des ersten Transistors auf einen Pegel begrenzt werden, der im wesentlichen zweimal so groß ist wie der Pegel, auf den am Kollektor des ersten Transistors die Signalspannungsausschwingungen in der entgegengesetzten Polaritätsrichtung begrenzt werden.

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2.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η zeichnet, daß die beiden Transistoren und die drei Widerstände in einer integrierten Schaltung enthalten sind.

5.) Schaltung nach Anspruch 1 oder 2,· dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Widerstand so bemessen sind, daß zwischen Kollektor und Basis des ersten Transistors eine Spannung hergestellt wird, die im wesentlichen gleich einem ganzzahligen Vielfachen, einschließlich 1, der Spannung zwischen Basis und Emitter des zweiten Transistors ist, derart, daß die Ausgangsklemme auf im wesentlichen der gleichen Gleichspannung wie die Basis des ersten Transistors gehalten wird. .

4.) Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der an den Kollektor des ersten Transistors angeschlossene erste Widerstand am Kollektor dieses, als Verstärker arbeitenden Transistors eine erste Ruhespannung herstellt; daß die zu verstärkenden Signale zwischen Emitter und Basis des ersten Transistors gelegt werden; daß am Emitter des zweiten Transistors eine zweite Ruhespannung hergestellt wird, und daß der dritte Widerstand bewirkt, daß der Kollektor-Basisübergang des zweiten Tranistors in der Durchlaßrichtung gespannt wird, wenn die Spannung am Kollektor des ersten Transistors vom Ruhe- ^: wert um einen Betrag ansteigt, der im wesentlichen gleich der Differenz zwischen "den beiden Ruhespannungen ist.

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5·) Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet-, daß ein dritter Transistor mit Basis, Emitter und Kollektor vorgesehen ist; daß durch den ersten und den zweiten Widerstand der erste und der zweite Transistor als emittergekoppelter Verstärker geschaltet ist, wobei der erste Widerstand in gemeinsamen Emitterkreis des ersten und des zweiten Tranistors liegt und der zweite Widerstand im Kollektorkreis des zweiten Transistors liegt; daß an die Basis des ersten Transistors ein Signaleingangskrelß angeschlossen ist; daß durch den dritten und einen vierten Widerstand der dritte Transistor als Emitterfolger geschaltet ist, wobei der dritte Widerstand im Kollektorkreis und der vierte Widerstand im Emitterkreis des dritten Transistors liegen; daß der Kollektor des zweiten Transistors galvanisch mit d^r Basis des dritten Transistors gekoppelt ist, derart, daß die Gleichspannung an der Basis des dritten Transistors im wesentlichen gli. h der Gleichspannung am Kollektor des zweiten Transistors ist; daß der zweite Transistor so vorgespannt ist, daß an seinem Kollektor eine erste Ruhespannung herrscht,, die den Kollektor-Basisübergang dieses Transistors um einen Betrag in der Sperrichtung spannt, der im wesentlichen gleich -der Basis-Emitter-Durchlaßspannung des dritten Transistors und einer zweiten Ruhespannung an dessen Emitter ist, derart, daß der. dritte Transistor in den Sättigungszustand gesteuert wird, wenn die Spannung am Kollektor des zweiten Transistors von ihrem Ruhewert um einen Betrag ansteigt, der im wesentlichen gleich der Differenz zwischen den beiden Ruhespanjnungen ist.

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6.) Schaltung nach Anspruch 5# dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Widerstand am Emitter bzw. am Kollektor des zweiten Transistors eine erste bzw. eine zweite. Ruhe spannung herstellen; daß der zweite Widerstand im ._f wesentlichen doppelt so groß bemessen ist wie der erste Widerstand; daß über die galvanische Kopplung zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors und der Basis des dritten Transistors die Ausgangssignale des emittergekoppelten Verstärkers auf den Emitterfolger gekoppelt werden; daß der dritte und der vierte Widerstand in ihrem Verhältnis so bemessen sind, daß der Kollektor-Basisübergang des dritten Transistors in der Durchlaßrichtung gespannt wird, wenn die Spannung am Kollektor des zweiten Transistors von ihrem Ruhewert um einen Betrag ansteigt, der im wesentlichen gleich der Differenz zwischen den beiden Ruhespannungen ist.

7.) Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichne t , daß sie in integrierter Bauweise ausgeführt ist.

δ.) Schaltung nach Anspruch 5* dadurch gekennz e i c h η e t , daß die drei Transistoren eine erste Verstärkerstufe bilden, bei welcher der zweite Widerstand doppelt so groß bemessen ist wie der erste Widerstand, der Signalelngangßkreis an die Basis des ersten Transistors angeschlossen ist und der emittergekoppelte Verstärker galvanisch mit dem Emitterfolger gekoppelt ist; und daß eine zweite Verstärkerstufe mit einem vierten, einem

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fünften und einem sechsten Transistor mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor vorgesehen ist, in welcher mittels eines fünften und eines sechsten Widerstands der vierte und der fünfte Transistor als emittergekoppelter Verstärker geschaltet sind, wobei . der fünfte Widerstand im gemeinsamen Emitterkreis des vierten und des fünften TrarsLstors und der sechste Widerstand im Kollektorkreis des fünften Transistors liegen, der sechste Widerstand doppelt so groß bemessen ist wie der fünfte Widerstand, die Basis des vierten Transistors mit dem Emitter des dritten Transistors verbunden ist, mittels eines siebten und eines achten Widerstands der sechste Transistor als Emitterfolger geschaltet ist, der siebte Widerstand im Kollektorkreis und der achte Widerstand im Emitterkreis des sechsten Transistors liegen, und die Signale vom sechsten Widerstand galvanisch auf die Basis des sechsten Transistors gekoppelt werden.

9.) Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte Verstärkerstufe mit einem siebten und einem achten Transistor mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor vorgesehen ist, wobei mittels eines neunten, im gemeinsamenEmitterkreis des siebten und des achten Transistors liegenden'Widerstands diese beiden Transistoren als emittergekoppel-ter Verstärker-geschaltet sind und wobei die Basis des siebten Transistors über einen Signaleingangskreis mit dem Emitter"des sechsten Transistors gekoppelt ist.

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10.) Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des sechsten Transistors über einen Gleichstromrückkopplungszweig mit der Basis des zweiten Transistors gekoppelt ist.

11.) Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die dem siebten und dem achten Transistor zugeführte Betriebsgleichspannung größer ist als die den anderen Transistoren zugeführte Betriebsspannung.

12.) Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsspannungsversorgungsschaltung für den ersten bis sechsten Transistor einen neunten und einen zehnten Transistor mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor enthält, wobei mittels eines zehnten und eines elften Widerstands der neunte Transistor in gegengekoppelter Emitterschaltung ausgelegt ist, der zehnte Widerstand im Kollektorkreis und der elfte Widerstand im Emitterkreis des neunten Transistors liegen, der zehnte Widerstand im wesentlichen den gleichen Wert hat wie der elfte Widerstand, der zehnte Transistor als Emitterfolger geschaltet ist, im Emitterkreis des zehnten Transistors ein zwölfter Widerstand liegt, der Kollektor des neunten galvanisch mit der Basis des zehnten Transistors gekoppelt ist, die Basis des neunten galvanisch mit dem Emitter des zehnten Transistors gekoppelt ist und die Betriebsspannung am zwölften Widerstand abgenommen wird.

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1.3.) Schaltung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Winkeldemodulator mit einem Prequenzdiskrimlnatortransformator, dessen Primärwicklung im Kollektorkreis des achten Transistors liegt und mit dessen Sekundärwicklungen zwei Gleichrichterelemente gekoppelt sind, und mit einem mit den Gleichrichterelementen und mit mindestens einem Teil der Sekundärwicklung in Reihe geschalteten ohmschen Arbeitswider-Standsnetzwerk.

14.) Schaltung nach Anspruch 1J5, dadurch gekennzeichnet, daß das Arbeitswiderstandsnetzwerk aus einem dreizehnten und einem vierzehnten Widerstand besteht und daß an den Verbindungspunkt dieser Widerstände eine Transistor-Endverstärkerstufe ^angeschlossen ist.

15·) Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Schaltungselemente mit Ausnahme des Frequenzdiskriminatortransformators in einer einzigen integrierten Schaltung angeordnet sind.

16.) Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch zwei an eine Speisespannungsklemme anschließbare Klemmen, an deren eine ein erstes Halbleiterbauelement mit seiner Eingangselektrode angeschlossen ist; einen ersten und einen zweiten Widerstand und ein zweites Halbleiterbauelement, das mit seiner Eingangs- und Ausgangselektrode in Reihe zwischen die beiden Klemmen geschaltet ist, wobei seine Eingangselektrode an das vom ersten Widerstand entfernte,Ende des

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zweiten Widerstands und seine Ausgangselektrode an die zweite Klemme angeschlossen sind; einen Transistor mit Basis, Emitter und Kollektor; einen zwischen den Emitter dieses Transistors und die zweite Klemme geschalteten dritten Widerstand; eine galvanische Kopplung zwischen dem Kollektor des Transistors und der ' ersten Klemme; eine galvanische Kopplung zwischen der Basis des Transistors und dem Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Widerstands; eine Anzahl von Halbleiterverstärkerelementen, die durch Widerstände-untereinander verschaltet sind; und eine Einrichtung, durch welche an der Ausgangselektrode des ersten Halbleiterbauelements eine Gleichspannung entwickelt wird, die in Bezug auf die am Emitter des Transistors entwickelte Gleichspannung das gleiche Verhältnis hat wie der Wert des ersten Widerstands in Bezug auf den Wert des zweiten Widerstands plus 1.

17·) Schaltung nach Anspruch 16, dadurch g e k e η η. ζ e i c h η e t , daß mindestens entweder das erste oder das zweite Halbleiterbauelement eine Diode ist, deren Eingangselektrode durch die Anode und deren Ausgangselektrode durch die Kathode gebildet wird.

lö.) Schaltung nach Anspruch ΐβ, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens entweder das erste oder das zweite Halbleiterbauelement ein als Emitterfolger geschalteter Transistor ist, dessen Eingangselektrode durch die Basis und dessen Ausgangselektrode durch den Emitter gebildet wird.

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19·)" Schaltung nach Anspruch l6, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Halbleiterbauelemente durch je eine Diode mit Anode als Eingangselektrode und Kathode als Ausgangselektrode gebildet werden.

20.) Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß sie in integrierter Form ausgeführt ist.

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