DE1537658A1 - Signalumsetzerschaltung - Google Patents
SignalumsetzerschaltungInfo
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- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 11
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 11
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 11
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 11
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 230000008859 change Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 3
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000006266 hibernation Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
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- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/213—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
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- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
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- H03F3/347—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only in integrated circuits
-
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G11/00—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general
- H03G11/002—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general without controlling loop
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G11/00—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general
- H03G11/06—Limiters of angle-modulated signals; such limiters combined with discriminators
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45498—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CSC comprising only resistors
-
- H—ELECTRICITY
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45701—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising one resistor
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45722—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising one or more source followers, as post buffer or driver stages, in cascade in the LC
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Description
6532-67/Kö/Ro.
RCA 55 798
US Ser.No, 604,977
US Filing date:
December 27* 1966
US Filing date:
December 27* 1966
Radio Corporation of America, New York, N.Y., V,St.A.
Die Erfindung betrifft Schaltungsanordnungen wie Signalumsetzerschaltungen,
insbesondere Verstärker-Begrenzerschaltungen, die sich wirtschaftlich in integrierter Form herstellen lassen.
Der Ausdruck "integrierte Schaltung" bezeichnet hier einen einheitlichen oder monolithischen Halbleiterbaustein, der einem
Netzwerk von untereinander verschalteten aktiven und passiven Schaltungselementen gleichwertig ist. Beim Aufbau von Verstärkerschaltungen
in integrierter Form ergeben sich verschiedene Probleme. Beispielsweise bei in Kaskade geschalteten RC-Verstärkern
ist in manchen Fällen die Verwendung von Koppelkondensatoren zwischen den einzelnen Stufen nachteilig. Und zwar nimmt der
Koppelkondensator auch bei verhältnismäßig kleiner Kapazität ziemlich viel Platz in der integrierten Schaltung ein. Durch die
kleine Koppelkapazität werden im Frequenzgang des Verstärkers nicht nur die niedrigen sondern auch die hohen Frequenzen be-
9 0 9 8 8 4/0719 ßAD
schnitten, so daß die Verstärkung bei der gewünschten Signal-'
frequenz beschränkt ist, wobei die bei Kondensatoren in integrierten Schaltungen auftretende parasitäre Nebenschlußkapazität
die hohen Frequenzen zusätzlich noch beeinträchtigt. Außerdem läßt die derzeitige Technologie der Kondensatorherstellung in
integrierter Form Insofer-n zu wünschen übrig, als nicht selten
Kurzschlüsse zwischen den Kondensatorplatten oder -belägen auftreten.
Bei galvanisch gekoppelten Verstärkern in Kaskadenschaltung bildet die am Ausgang einer Stufe anstehende Gleichspannung die
Eingangsspannung für die nächstfolgende Stufe. Man verwendet daher für die Einstellung des gewünschten Arbeitspunktes der einzelnen
Stufen komplizierte Vorspann-Netzwerke. Zusätzlich muß eine Gleichstromrückkopplung
für die Arbeitspunktstabilisierung vorgesehen werden. Wenn mit einem einzigen integrierten Schaltungsbaustein
eine beträchtliche Verstärkung erzielt v/erden soll, erhöht sich
durch die Phasenverschiebungen in der Rückkopplungsschleife die Wahrscheinlichkeit, daß die Schaltung unstabil wird.
Eine erfindungsgemäße Verstärkerstufe enthält drei Transistoren. Zwei der Transistoren sind als emittergekoppelter Verstärker
geschaltet, wobei der,erste Transistor in Kollektorschaltung mit Basis als Eingang und der zweite Transistor in
Basisschaltung mit Emitter als Eingang und Kollektor als Ausgang arbeitet. Der als Emitterfolger geschaltete dritte Transistor ist
galvanisch an den Kollektor des zweiten Transistors angekoppelt.
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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung hat der dem ersten
und dem zweiten Transistor gemeinsame Emitterwiderstand einen Wert, der ungefähr halb so groß ist wie der Wert des Kollektorarbeitswiderstandes
des zweiten Transistors. Durch diese Proportionierung der Widerstände wird die Ausgangsspannung gegen Temperaturänderungen
oder Betriebsspannungsschwankungen stabilisiert. Ein an den Kollektor des dritten Transistors angeschalteter Widerstand
sorgt außerdem für eine symmetrische Begrenzung der der Basis des ersten Transistors zugeführten Eingangssignale.
Eine derartige Verstärkerstufe ähnelt der in der USA-Patentanmeldung
Serial No. 396 l40 (eingereicht am 14.Q.1964) beschriebenen
Anordnung. Ähnlich wie bei dieser Anordnung können mehrere solche Stufen in Kaskade geschaltet werden, um beispielsweise den
Tonkanal eines Fernsehempfängers zu bilden.
Fig. 1 das Schaltschema einer erfindungsgemäSen Verstärkerstufe;
Fig. 2 das Schaltschema einer kombinierten Betriebsspannungsversorgungs-
und Verstärkeranordnung gemäß der genannten USA-Patentanmeldung Serial No. 396 14O zur Erleichterung des Verständnieses
der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 das Schaltschema einer anderen kombinierten Betriebsspannungsversorgungs-
und Verstärkeranordnung zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 das Schaltschema einer erfinclungsgemäßen Verstärkerstufe
in Verbindung mit der Betriebsspannungsversorgungsschaltung nach Fig. 3J
909884/0719
BAD
Fig. 5 das Schaltschema der Verstärkerstufe nach Fig. 4 in
Verbindung mit einer anderen Betriebsspannungsversorgungsschaltung,·
und '
Fig. 6 das Schaltschema eines in integrierter Form aufbaubaren
Winkelmodulationssignal-Verarbeitungskanals für Fernsehempfänger.
Fig. 1 zeigt eine galvanisch gekoppelte Verstärkerstufe 10,
die einen Grundbaustein für integrierte Schaltungen bilden kann. Die Verstärkerstufe 10 enthält drei Transistoren 12, 14 und 16,
die als emittergekoppelter, einen Emitterfolger aussteuernder Verstärker geschaltet sind.
Der emittergekoppelte Verstärker enthält den Transistor 12'
in Kollektorschaltung, der den in Basisschaltung arbeitenden Transistor 14 aussteuert. Eingangssignale aus einer Quelle 18,
die nicht unbedingt im integrierten Schaltungsbaustein enthalten zu sein braucht, werden der Basis des Transistors 12 zugeführt.
Die Kopplung zwischen den Transistoren 12 und 14 erfolgt durch die Emitter-Direktverbindung und den Widerstand 20, der zwischen
die beiden zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 12 und und den negativen Pol 22 einer Betriebsspannungsquelle geschaltet
ist. Die Basis des Transistors 14 liegt an einem Bezugspotentialpunkt, beispielsweise Masse.
Ein Arbeitswiderstand 24 ist zwischen den Kollektor des
Transistors 14 und den positiven Pol 26 der Betriebsspannungsquelle
geschaltet. Die am Arbeitswiderstand 24 erscheinenden
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verstärkten Signale werden galvanisch auf die Basis des Transistors
l6 gekoppelt, der als Emitterfolger geschaltet ist. Die Ausgangssignale der Stufe 10 erscheinen am Arbeitswiderstand 28
des Emitterfolgers. Ein weiterer Widerstand JO ist zwischen den
Kollektor des Transistors 16 und den positiven Pol 26 geschaltet.
Die Betriebsspannungsquelle (nicht gezeigt) ist eine Dreipol
einrichtung, die gegenüber Masse symmetrische positive und negative Spannungen liefert. Beispielsweise können die Spannungen
an den Klemmen 26 und 22 +2,0 Volt bzw. -2,0 Volt gegenüber Masse
betragen.
Im vorliegenden Falle ist der emittergekoppelte·Verstärker
dadurch symmetriert, daß die Basen der Transistoren 12 und 14
auf im wesentlichen dem gleichen Potential (Masse) gehalten werden.
Die Verstärkerstufe 10 kann weitere, in der gleichen Weise aufgebauten
Verstärkerstufen direkt aussteuern, wenn der Emitter des Transistors l6 gleichspannungsmäßig auf Massepotential gehalten
wird. In diesem Fall ist der emittergekoppelte Verstärker der nachgeschalteten Stufen symmetriert, da die Basen des ersten
Transistors dieser Stufen gleichstrommäßig Massepotential führen.
Soweit bisher beschrieben, ist die Verstärkerstufe 10 nach Fig. 1 der in der genannten USA-Patentanmeldung Serial No.
396 14O beschriebenen Anordnung weitgehend ähnlich. Wie in dieser USA-Patentanmeldung erläutert, läßt sich die Verstärkerstufe
gegen Temperaturänderungen und Betriebsspannungsschwankungen dadurch stabilisieren, daß man den Widerstand 24 doppelt so groß
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BAD
wie den Widerstand 20 bemißt. Zum Unterschied von der genannten USA-Patentanmeldung enthält die vorliegende Verstärkerstufe zusätzlich
den Widerstand JO im Kollektorkreis Emitterfolgertransistors
16. Die sich aus dieser Maßnahme ergebenden Vorteile werden aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich werden.
Fig. 2 zeigt eine Verstärkerstufe 11 gemäß der genannten
USA-Patentanmeldung in Verbindung mit einer unsymmetrischen Betriebsspannungsversorgungsschaltung
45, bei der sämtliche Spannungen
positiv gegenüber Masse sind. Einander entsprechende Elemente in Fig. 1-5 sind jeweils mit gleichen Bezugszeichen versehen.
In Fig. 2 sind ein Widerstand 50 und sechs Gleichrichter 51*
52, 55, 54, 55 und 56, die alle auf einem integrierten Schaltungsplättchen
ausgebildet sind, in Reihe zwischen den positiven und den negativen Pol 60 bzw, 62 einer Gleichstromquelle geschaltet,
deren Spannung etwas schwanken kann. Die Gleichrichter 51-56
sind so gepolt, daß sie durch die Spannungsquelle in der Durchlaßrichtung
gespannt werden und bei verhältnismäßig starken Schwankungen der Speisespannung einen im wesentlichen konstanten
Spannungsabfall liefern. Die volle Spannung an den sechs Gleichrichtern
dient als Kollektorspannung für die Transistoren 12, 14
und l6, während die Spannung an den Gleichrichtern 54-56 die
Basisspannung für die Transistoren 12 und 14 liefert. t
Da der Spannungsabfall pro Gleichrichter des verwendeten Typs ungefähr 0,7 Volt beträgt, ist die Kollektorspannung unge-
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fähr 4,2 Volt, während zwischen den Basen der Transistoren 12 und
14 und Masse eine Spannung von ungefähr 2,1 Volt liegt. Dadurch,
• daß die Basisspannung der Transistoren 12 und 14 die Hälfte der
Kollektorbetriebsspannung beträgt und der gemeinsame Emitterwiderstand 20 halb so groß bemessen wird wie der Kollektorarbeitswiderstand
24, erreicht man, daß der Spannungsabfall an diesen Widerständen gleich ist.
Der Gleichspannungspegel an den zusammengeschalteten Emittern
der Transistoren 12 und 14 im Ruhezustand ist um einen Betrag,
der gleich ist dem Spannungsabfall (V. ) am Basis-Emitterübergang des Transistors 14, kleiner als der Gleichspannungspegel an der
Basis dieses Transistors. Da dieser Spannungsabfall V, ebenfalls 0,7 Volt beträgt, ist die Spannung an den Emittern ungefähr 1,4
Volt gegenüber Masse. Der Spannungsabfall am Widerstand 20 und folglich auch der am Widerstand 24 betragen somit 1,4 Volt, so
daß am Kollektor des Transistors 14 eine Spannung von +2,8 Volt gegenüber Masse herrscht.
Da die Spannung am Emitter des Transistors 16 um 1 Vfee oder
0,7 Volt kleiner ist als die Kollektorspannung des Transistors
(der Spannungsabfall am Basis-Emitterübergang des Transistors 16), ist deren Ruhewert 2,1 Volt in Bezug auf Masse. Bei die gleiche
Ruhespannung führendem Basiseingang des Transistors 12 und Emitterausgang
des Transistors 16 können nachgeschaltete Verstärkerstufen
direkt in Kaskade geschaltet werden, ohne daß komplizierte Vorspann-Netzwerke vorgesehen werden müssen.
909 8 8 4/0719 bad original
Ein Merkmal der kombinierten Verstärker-Spannungsversorgungsschaltung
nach Fig. 2 besteht darin, daß sie die der Basis des
Transistors 12 zugeführten Signale symmetrisch begrenzt. Wenn die ■-,
von der Quelle 18 gelieferten Signale in ihrer Amplitude ansteigen*
(positiver werden), wird der Transistor 12 stärker leitend. Der Transistor 14 wird entsprechend schwächer leitend und bei Erreichen
einer bestimmten Eingangssignalamplitude schließlich gesperrt. Bei Erreichen des Sperrzustandes steigt die Kollektorspannung
des Transistors 14 auf 4,2 Volt, d.h. um 1,4 Volt gegenüber dem
Ruhezustand an.
Wenn die von der Quelle 18 gelieferten Signale in ihrer Amplitude abnehmen (weniger positiv werden), erfolgt der umgekehrte
Vorgang, d.h. der Transistor 12 wird weniger leitend, während die Leitfähigkeit des Transistors l4 zunimmt. Die Kollektorspannung
des Transistors 14 nimmt dann entsprechend ab, während die
Emitterspannung dieses Transistors ansteigt, und zwar solange, bis eine Signalamplitude erreicht ist, bei welcher der Stromfluß
durch den Transistor 14 sein Maximum erreicht und dieser Transistor gesättigt wird. Die Kollektorspannung des Transistors 14
fällt dann auf den Pegel der Emitterspannung, d.h. auf 1,4 Volt
(die Basisspannung minus den Abfall Vfee) ab, was einem Abfall von
ungefähr 1,4 Volt vom Ruhespannungswert entspricht.
Starke Eingangssignale an der Basis des Transistors 12 bewirken
also, daß die Signalspannung am Kollektor des Transistors 14 um im wesentlichen gleiche Beträge bis zum positiven und zum
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8A0
negativen Spitzenwert ausschwingt. Wird dieses symmetrisch begrenzte
Signal über den Emitterfolgertransistor 16 auf z.B. einen PM-Diskriminator gekoppelt, so sind etwaige Amplitudenverzerrungen
im Eingangssignal praktisch beseitigt, so daß der Diskriminator verzerrungs- und störungsfrei arbeiten kann.
Fig. 3 zeigt die Verstärkerstufe gemäß der genannten USA-Patentanmeldung
Serial No. 396 I2K) in Verbindung mit einer Betriebsspannungsversorgungsschaltung,
wie sie in der USA-Patentanmeldung Serial No. 510 307 (eingereicht am 29.ll.i965) beschrieben ist. Diese Spannungsversörgungssehaltung ist der Gleichriehterschaltung
nach Fig. 2 insofern ähnlich, als sie für die Transistoren 12 und 14 eine Basisvorspannung liefert, die halb so groß ist
wie die Kollektorbetriebsspannung. Außerdem wird in beiden Fällen die Vorspannung auch bei Temperaturechwankungen und Speisespannungeschwankungen (z.B. an der Spannungsklemme 62 in Fig. 2).auf diesem
Verhältniswert gehalten. Die Spannungsversorgungsschaltung nach der USA-Patentanmeldung Serial No. 510 307 unterscheidet sich jedoch
von der Gleichrichterschaltung insofern, als der Absolutwert der Vorspannung zusätzlich bei Temperaturänderungen konstant gehalten
wird. Durch Temperaturänderungen können die Spannungsabfälle V, an den einzelnen Gleichrichtern in Fig. 2 verändert
be
werden, so daß die von den Gleichrichtern 54-56 gelieferte Vorspannung
sich entsprechend ändert.
In Fig., 3 enthält die Betriebsspannungsversorgungsschaltung 65
zwei Transistoren 70 und 72. Der Transistor 70 arbeitet in gegen-
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BAD
gekoppelter Emitterschaltung mit über einen ersten Widerstand 76
mit einer Speisespannungsklemme 74 verbundenem Kollektor und über einen zweiten Widerstand 80 mit einem Bezugspotentialpunkt 78 verbundenem
Emitter. Der. andere Transistor 72 arbeitet in Kollektorschaltung mit direkt an die Speisespannungsklemme 74 angeschaltetem Kollektor und über einen dritten Widerstand 82 mit dem Bezugspotentialpunkt
78 verbundenem Emitter.
Der Emitter des Transistors 72 ist außerdem mit der Basis des Transistors 70 und mit der Basis des Transistors 14 der Verstärkerstufe
10 verbunden, während der Kollektor des Transistors 70 zusätzlich mit der Basis des Transistors 72 verbunden ist. Die
Speisespannungsklemme 74 und der Bezugspunkt 78 sind über eine
Speisespannungsquelle entsprechender Polung (nicht gezeigt) schaltbar,
wobei die Klemme 74 außerdem die Kollektorbetriebsspannung
für die Transistoren 12, 14 und 16 der Verstärkerstufe liefert.
Beispielsweise können die Klemmen 74 und 78 an +7*0 Volt bzw.
Masse angeschlossen sein, während der Widerstand 76 ungefähr den gleichen Wert hat wie der Widerstand 80. Bei so bemessenen Widerständen
76 und 80 herrseht am Emitter des Transistors 72 eine Gleichspannung von 3,5 Volt, d.h. die Hälfte der Spannung am vom
Transistor 70 entfernten Ende des Widerstands 76.
Der Gleichspannungspegel an den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 12 und 14 im Ruhezustand beträgt in diesem VaXl
2,8 Volt, d.h. die von der Versorgungsschaltung 65 gelieferten 3,5 Volt, abzüglich des Spannungsabfalls^ Ybe des Transistors 14
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- - u ■-
von 0,7 Volt. Der Spannungsabfall am Widerstand 20 und folglich der am Widerstand 24 beträgt, wie beschrieben, 2,8 Volt, so daß
- die Kollektorspannung des Transistors 14 einen Wert von 7,0 Volt
«dnus 2,8 Volt, also +4,2 Volt hat. Da die Emitterspannung des
Transistors 16 den Wert** 1 Vbe oder 0,7 Volt minus der Kollektorspannung
hat, beträgt die Ruhespannung 2,5 Volt in Bezug auf
Masse. Wie in Fig. 2 führen der Basiseingang des Transistors 12 und
der Emitterausgang des Transistors 16 die gleiche Ruhespannung,
wodurch sich die Kaskadenschaltung mehrerer Verstärkerstufen vereinfacht.
Die Anordnung nach Fig. > kann jedoch außerstande sein, die der
Basis des Transistors 12 zugeführten Signale symmetrisch zu begrenzen.
Und zwar wird bei zunehmendem Amplitudenanstieg (in positiver
Richtung) der von der Qielle 18 gelieferten Signale schließlich ein Wert erreicht, bei dem der Transistor 14 gesperrt
wird. Die Kollektorspannung des Transistors 14 ist dann auf 7#0 Volt, d.h. um 2,8 Volt gegenüber dem Ruhezustand angestiegen.
Umgekehrt wird bei Amplitudenverringerung der Signale von der Quelle Io schließlich ein Wert erreicht, bei dem der
Transistor 14 gesättigt ist. Da die Kollektorspannung des Transistors 14 dann auf den gleichen Wert wie die Emitterspannung,
nämlich 2,8 Volt (die Basisspannung von 3,5 Volt minus den Abfall
V. ) abgefallen ist und nichtjmehr niedriger werden kann, ist dann die Kollektorspannung um 1,4 V gegenüber der Ruhespannung
abgefallen.
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BAD
Dies bedeutet, daß bei der Anordnung nach Fig. 3 die Signalspannung
am Kollektor des Transistors 14 in der positiven Richtung'
um einen größeren Betrag (2,8 Volt) ausschwingt als in der nega-%
tiven Richtung (1,4 Volt). Diese unsymmetrische Begrenzung der Eingangssignale der Verstärkerstufe 11 hat eine Verschiebung der
Abtrenn- oder Abkappachse des Verstärkers zur Folge, wodurch die Leistungsfähigkeit des Verstärkers beeinträchtigt wird. Dadurch
können Verzerrungen und Störungen in das Ausgangssignal eines
nachgeschalteten FM-Diskriminators, der von den Kollektorsignalen
über denEmitterfolgertransistor 16 gespeist wird, eingeführt werden.
Diese unmittelbaren Wirkungen einer unsymmetrischen Begrenzung treten ferner im allgemeinen immer darin auf, wenn die Verstärkerstufe
11 nach Fig. 3 mit Kollektor- und Basisspannungen
arbeitet, die von den im Zusammenhang.mit Fig. 2 genannten Werten
von 4,2 Volt bzw. 2,1 Volt abweichen.
Fig. 4 zeigt die erfindungsgemäße Verstärkerstufe 10 in Verbindung mit der Spannungsversorgungsschaltung 65 nach Fig. 3/
die von 2,4 VbIt bzw. 2,1 Volt abweichende Kollektor- und Basisspannungen liefert. Wie bei der Anordnung nach Fig. 3 haben die
Ruhespannungen an der Basis und am Kollektor des Transistors 14 den Wert von -3,5 Volt bzw. 4,2 Volt. Jedoch werden bei dieser
Anordnung die Eingangssignale der Stufe 10 symmetrisch begrenzt, so daß ein nachgeschalteter Diskriminator verzerrungs- und störungsfrei
arbeiten kann.
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Es soll zunächst der Fall betrachtet werden, daß die von der
Quelle l8 gelieferten Signale in ihrer Amplitude abnehmen (weniger positiv werden). Dabei wird schließlich ein Wert erreicht, bei dem
der Transistor l4 sieh sättigt und seine Kollektorspannung auf
+2,8 Volt, den Wert der Emitterruhespannung, abfällt. Der Kollektorspannungsabfall
gegenüber dem Ruhewert beträgt wiederum 1,4 Volt, und es ergibt sich die gleiche Situation wie bei der Anordnung
nach Pig. 3·
Wenn die von der Quelle 18 gelieferten Signale in ihrer Amplitude ansteigen (positiver werden), wird wiederum schließlich
ein Wert erreicht, bei dem der Transistor 14 gesperrt wird. Während jedoch zuvor die Kollektorspannung des Transistors 14 in
positiver Richtung auf den 7*0 Volt-Pegel der Klemme 74 ausschwingen
konnte, wird jetzt durch den Widerstand ~$Q im Kollektorkreis
des Transistors 16 verhindert, daß dieser Pegel erreicht wird,
und zwar nimmt, wenn die Kollektorspannung des Transistors 14
positiver wird als +4,2 V, der Spannungsabfall am Widerstand 30
zu und fallt die Kollektorspannung des Transistors 16 ab.
Der Widerstand JO wird so bemessen, daß der Transistor 16
sich sättigt, wenn die Ausschwingung der Kollektorspannung des Transistors 14 den Wert +5,6 Volt erreicht. Der Basis-Kollektorübergang
des Transistors 16 wird dann in der Durchlaßrichtung gespannt und die Spannung am Kollektor des Transistors 14 wird
auf den Wert der Spannung am Kollektor des Transistors 16 minus
den Abfall von 1 V, angeklammert. Der Widerstand 28 wird in Bezug
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auf den Widerstand JO so bemessen, daß die Koliektorspannung des
Transistors 14 auf diesen Pegel von 5,6 Volt angeklammert wird. Dadurch wird außerdem die positive Ausschwingung der Kollektorspannung
des Transistors 14 auf diesen 5*6 Volt-Pegel, d.h. einen
Pegel, der um 1,4 Volt vom 4,2 Volt-Ruhepegel abweicht, begrenzt.
Bei dieser Anordnung wird das Signal am Kollektor des Transistors
14 symmetrisch begrenzt, indem es in positiver Richtung um nicht mehr als 1,4 Volt gegenüber dem Ruhepegel von 4,2 Volt
und um nicht mehr als 1,4 Volt von diesem Pegel in negativer
Richtung ausschwingt.
Die gleiche Begrerizerwirkung für positive Signalausschwingungen am Kollektor des Transistors 14 läßt sich mit einer entsprechend
gepolten Diode anstelle des Widerstands JO oder mit
einer oder mehreren Dioden in Verbindung mit einem Serienwiderstand und ebenso auch mit einem an den Kollektor des Transistors
angeschalteten Diodenbegrenzer .erreichen. Derartige Anordnungen '
sind jedoch komplizierter als die nach Pig. 4, die sowohl bei geregelten
als auch bei ungeregelten Betriebsspannungsversorgungsschaltungen
besonders gut arbeitet.
Das Problem der unsymmetrischen Begrenzung entstand deshalb, weil die Ruhespannung am Kollektor des Transistors 14 einen Wert
hat, der von der Hälfte der Summe der Kollektorbetriebsspannung und
der Ruhespannung am Emitter des Transistors 14 abweicht. Die XoI-lektorspannung
des Transistors 14 kann in diesem Fall stärker in der einen Richtung, beispielsweise beim Sperren des Transistors 14,
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als in der anderen Richtung, bei Sättigen des Transistors 14, ausschwingen.
Beim Verstärker 11 nach Fig. 2 führt der Kollektor des Transistors
14 eine Ruhespannung von 2,8 Volt, das ist die Hälfte der
Summe der von der Gleichrichteranordnung gelieferten Speisespannung von 4,2 Volt und der Ruhespannung von 1,4 Volt am Emitter
des Transistors 14. Die Schaltung 11, wie erwähnt, begrenzt symmetrisch.
Andererseits ist beim Verstärker 11 nach Fig. 3* wo die
Kollektorruhespannung des Transistors 14 den Wert von 4,2 Volt hat, diese Spannung kleiner als die Hälfte der Summe der 7*0
Volt-Speisespannung an der Klemme 74 und der 2,8 Volt-Emitterruhespannung
des Transistors 14. Die Schaltung H, wie erwähnt, begrenzt in diesem Fall nicht symmetrisch. Durch Einschalten des
zusätzlichen Widerstands 30 entsprechend Fig. 4 kann man jedoch
mit der Anordnung nach Fig. ~j> eine symmetrische Begrenzung erhalten,
obwohl die Kollektorruhespannung des Transistors 14 nicht diese HalbwertbeZiehung aufweist.
Fig. 5 zeigt die Verstärkerstufe 10 in Verbindung mit einer
anderen Betriebsspannungsversorgungsschaltung 85· Die Schaltung enthält einen in Kollektorschaltung arbeitenden' Transistor 90,
dessen Kollektor direkt an eine Speisespannungsklerame 92 ange
schaltet und dessen Emitter über einen Widerstand 94 mit dem
Bezugspunkt oder Masse verbunden ist. Die Reihenschaltung zweier
909884/0719
BAD
Widerstände 96 und 98 und einer Diode 100 ist zwischen die
Klemme 92 und Masse geschaltet, wobei die Diode 100 mit ihrer Kathode an Masse liegt.
Die Basis des Transistors 90 liegt am Verbindungspunkt der
Widerstände 96 und 9'ό, während der Emitter dieses Transistors mit
einer Klemme 102 und mit der Basis des Transistors 14 der Verstärkerstufe 10 verbunden ist. Die Schaltung 85 enthält außerdem
eine zweite Diode 106, deren Anode mit der Klemme 92 und deren
Kathode über eine Klemme IO8 und eine Leitung 110 mit der Speisespannungsklemme
74 der Verstärkerstufe 10 verbunden ist. In der Praxis sind u.U. die Klemmen 74, 102 und IO8 nicht als getrennte
Kontakte ausgebildet, indem bei einer integrierten Schaltung, wo am Rand eines Schaltungsplättchens eine nur beschränkte Anzahl
von äußeren Anschlüssen vorhanden sind, diese Klemmenpunkte intern
verschaltet statt gesondert herausgeführt sind.
Die Spannungsversorgungsschaltung 85 liefert wie die Schaltung 65 in Fig. ; und 4 zwei Gleichspannungen im Verhältnis von
ungefähr 2:1. Wenn die Widerstände 96 und 98 gleiche Werte haben,
ist die Gleichspannung an der Basis des Transistors 90 gleich
der Hälfte der Differenz zwischen der Speisespannung an der
Klemme 92 und dem Durchlaßspannungsabfall an der Diode 100 plus diesem Durchlaßspannungsabfall. Die Gleichspannung am Emitter
des Transistors 90 ist dann gleich dieser Spannung minus dem
Spannungsabfall am Basis-Emitterübergang des Transistors 90, der
typischerweise gleich dem Spannungsabfall an der Diode 100 ist.
909884/0719 bA
Dadurch wird die Gleichspannung an der Klemme 102 gleich der Hälfte der Differenz zwischen der Speisespannung an der Klemme
und der Diodenkontaktspannung. Die Gleichspannung an der Klemme
108 ist andererseits gleich der Speisespannung an der Klemme 92
minus dem Durchlaßspannungsabfall an der Diode 106, d.h. gleich
der Differenz zwischen der Speisespannung und der Diodenkontaktspannung. Die Gleichspannung an der Klemme 108 ist also doppelt
so groß wie die an der Klemme 102.
Wenn beispielsweise die Spannung an der Klemme 92 7,7 Volt
und das Kontaktpotential oder der Spannungsabfall an den Dioden 100 und 106 je 0,7 Volt betragen, sind die Gleichspannungen an
den Klemmen 108 und 102 7,0 bzw. 3,5 Volt. Bei diesen Spannungsverhältnissen begrenzt die an diese Klemmen in Fig. 5 angeschaltete
Verstärkerstufe 10 symmetrisch, während die Verstärkerstufe 11 nach Fig. 2 ohne den Kollektorwiderstand JX) im Emitterfolgerkreis
dies nicht tut.
Die Spannungsversorgungsschaltung 85 hat außerdem die wünschenswerte
Eigenschaft, daß sie zwei Spannungen liefert, deren gegenseitiges Verhältnis auch bei Temperaturänderungen und Spannungsschwankungen
an der Klemme 92 erhalten bleibt. Beispielsweise bei einer Temperaturänderung wird eine etwa sich ergebende
Änderung des Spannungsabfalls am Basis-Emltterübergang des Transistors
90 durch eine entsprechende Änderung des Kontaktpotentials der Diode 100 verschoben. Bei gleichbemessenen Widerständen 96 und
98 und einer Speisespannung von 7,7 Volt an der Klemme 92 und bei
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einer Temperaturänderung, die eine Abwanderung des Spannungsabfalls V"be von 0,7 auf 0,9 Volt hervorruft, ergibt sich an der
Klemme 102 eine Gleichspannung von 3*4 Volt. Die Gleichspannung
an der Klemme 108 beträgt dann 6,8 Volt, d.h. die Speisespannung von 7*7 Volt minus das Kontaktpotential der Diode ΙΟβ (jetzt 0,9
Volt), was dem Doppelten der Spannung an der Klemme 102 entspricht
Wenn andererseits die Spannung an der Klemme 92 von 7*7 auf
7,9 Volt bei konstant bleibender Temperatur ansteigt, ergibt sich an der Klemme 108 eine Spannung von 7*2 Volt und an der Klemme
eine Spannung von 3,6 Volt. Wiederum bleibt das Verhältnis der beiden Gleichspannungen von 2:1 erhalten.
Mit der Spannunssversorgungsschaltung 85 nach Fig. 5 lassen
sich auch andere Spannungsverhältnisse als 2:1 erhalten, indem man für die Widerstände 96 und 98 entsprechend andere Widerstandsverhältnisse
wählt. Ist beispielsweise der Widerstand 96 doppelt
so groß wie der Widerstand 98, so ist die Gleichspannung an der Klemme 108 dreimal so groß wie die Gleichspannung an der Klemme
102. Allgemein gilt, daß das Verhältnis der Gleichspannungen an
den Klemmen 108 und 102 dem Widerstandsverhältnis der Widerstände 96 und 98 plus 1 proportional ist.
Die Diode 100 und/oder die Diode IO6 in der Schaltung 85
können durch einen Transistor in Emitterfolgerschaltung ersetzt werden, ohne daß die Stabilisiereigenschaften der Schaltung 85 bei
Temperatur- und SpannungsSchwankungen beeinträchtigt werden, da
der Spannungsabfall V^6 des Transistors im wesentlichen gleich ist
.90988A-/07 19 8ad or/g,Nal
und sich in der gleichen Weise ändert wie das Kontaktpotential der Diode. Eine derartige Transistorschältung ist auf der rechten
Seite von Fig. 5 gezeigt, wobei die Basis des Transistors 399 mit
entweder dem Widerstand 98 oder dem Widerstand 96 und der Emitter des Transistors 399 mi.t Masse bzw. der Klemme 108 verbunden sind.
Fig. 6 zeigt eine Winkelmodulationssignal-Verarbeitungsschaltung für Fernsehempfänger, die -sich in integrierter Form aufbauen
läßt. Der gestrichelte Block 200 stellt ein monolithisches Halbleiterschaltungsplättchen dar, das den Tonkanal des Empfängers
bildet. Das Plättchen hat an seinem Rand eine Anzahl von äußeren
Anschlußkontakten. Beispielsweise sind die Kontakte 202 und 204 an eine Quelle von FM-Schwingungen angeschlossen. Das Plättchen
200 kann eine Größe von ungefähr 1,5 χ 1,5 mm (60 χ 6θ Mil) oder
weniger haben.
Die beispielsweise vom Bideodetektor ader einem Videoverstärker
des Fernsehempfängers gelieferten FM-Signale werden zwischen der Klemme 206 und Masse zugeführt und Über einen Kondensator
208 auf einen Resonanzkreis 210 gekoppelt, der auf 4,5 MHz,
die Frequenz des Zwischenträgers zwischen dem Video- und dem Tonträger
%des Fernsehsignals gemä3 den US-Normen, abgestimmt ist.
Der Resonanzkreis 210 und der Koppelkondensator 208 befinden sich
in diesem Fall außerhalb des Schaltungsplättchens, an das sie über
die Kontakte 202 und 204 angeschlossen sind.
Der Anschlußkontakt 202 ist direkt mit einer ersten Verstärtcerstufe
212 mit drei Transistoren 214, 216 und 218 verbunden.
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Die Transistoren 214 und 2l6 sind als emittergekoppelter Verstärker
über Widerstände 220 und 222 mit Widerstandsverhältnis
2:1 verbunden, während der dritte Transistor 218 mittels der Widerstände 224 und 226 als Emitterfolger geschaltet ist. Wie im
Zusammenhang mit Fig. 1 erwähnt, bewirkt der Widerstand 224 eine symmetrische Begrenzung der Eingangssignale der Verstärkerstufe
212.
Die Verstärkerstufe 212 ist galvanisch mit einer gleichartigen
Verstärkerstufe 228 mit ebenfalls drei Transistoren 250,
2^2 und 2^4 gekoppelt. Die beiden Transistoren 2^0 und 2^2 sind
mittels der Widerstände 2^6 und 2^8 mit Widerstandsverhältnis
2:1 als emittergekoppelter Verstärker geschaltet, während der dritte Transistor 2^4 mittels der Widerstände 240 und 242 als
Emitterfolger geschaltet ist. Der Widerstand 240 sorgt wiederum für eine symmetrische Begrenzung der Eingangssignale der Stufe
223.
Die am Widerstand 242 abgenommenen Ausgangssignale der Verstärkerstufe
228 werden einer hochpegeligen Begrenzerstufe 244 mit Transistoren 246 und 248 und einem Emitterkoppelwiderstand
250 zugeführt. Der dem Transistor 248 enthaltende Teil der Stufe
244 ist über den Anschlußkontakt 252 an die Primärwicklung eines Diskriminatortransformators 254 angeschlossen. Die Sekundärwicklung
dieses Transformators ist über die Anschlußkontakte 256 und 258 mit dem restlichen Teil der Diskriminatorschaltung 260 verbunden.
Die Diskriminatorschaltung 260 ist symmetrtert, so daß
909884/0719 bad orig,nal
sie am Anschlußkontakt 262 eine Ausgangsgleichspannung liefert,
die sich bei Schwankungen des Signalpegels oder der Betriebsspannung "nicht ändert.
Die Diskriminatorschaltung 260 entspricht der in der USA-Patentanmeldung
Serial No. 521 652 (eingereicht am 28.2.1966)
beschriebenen Anordnung. Und zwar handelt es sich bei der Schaltung
260 um einen Ratiodetektor, jedoch ohne den großen, nicht
in integrierter Form ausführbaren Kondensator, der normalerweise für die Spitzengleichriehtung verwendet wird. Die beiden entgegengesetzt
gepolten Gleichrichter des Ratiodetektors bestehen aus Transistoren 264 und 266, während die Eigenkapazität "der integrierten Arbeitswiderstände 268 und 270 die Filterung der Signalfrequenz
und ihrer Harmonischen besorgt. Wie in aer USA-Patentanmeldung Serial No. 531 652 beschrieben, hat das Arbeiten des
Detektors auf eine im wesentlichen ohmsche Last den Vorteil, daß die Belastung der Skundär- und Primärwicklungen des Diskriminatortransformators
25^ durch das Diodennetzwerk des Detektors verringert
wird.
Bei herkömmlichen FM-Diskriminatorschaltungen wird die Spitze-Abtrennung
und die Linearität des Detektors durch eine Lastwiderstandsänderung
von + 20 % erheblich verändert. Jedoch kann die
durch die diffundierten Lastwiderstände 268 und 270 in der Schaltung
26Q bewirkte Belastung soweit erniedrigt werden, daß sie
im Hinblick-auf die Diskriminatoreigenschaften vernachlässigt
werden kann.
90988Λ/07 1 9
Die vom Diskriminator 26O gelieferten demodulierten Signale
gelangen über einen Lautstärkeregler 272 und den Anschlußkontakt 274 zu einer NF-Verstärkerstufe '276 mit Transistoren 278 und 28O
und einem Widerstand 232. Die verstärkten Ausgangssignale der Stufe276 werden galvanisch auf eine Treiberstufe 286 mit Transistoren
288/ 290 und 292 und Widerständen 284, 294 und 296 gekoppelt.
Die Ausgangssignale der Stufe 286 werden.vom Widerstand 296 über den äußeren Anschlußkontakt 298 des Hableiterplättchens
abgenommen.
Die Schaltung nach Fig. 6 ist der nach den Figuren 2-5 insofern
ähnlich, als die Betriebsspannung nicht symmetriert ist. d.h. sämtliche Spannungen in der Schaltung positiv gegenüber Masse sind.
Zu diesem Zweck ist eine Gleichspannungsquelle (deren Spannung etwas schwanken kann) mit ihrem positiven Pol an den Kontakt 3OO
und mit ihrem geerdeten negativen Pol an den Kontakt 302 angeschlossen.
Die ungeregelte Spannung zwischen den Kontakten 300 und 302 wird direkt dem Transistor 246 der hochpegeligen Begrenzerstufe 244 zugeführt.
Die SpeisespannungsSchwankung wird durch die Emitter-Basis-Durchbruchs
spannung eines Transistors JOb reguliert, der über einen
Widerstand 310 an den Kontakt JOO angeschlossen und dessen Kollektor
anschlußfrei ist. An den Kontakt J500 und den Transistor JOd
angeschlossene Transistoren 312 und J14 in Emitterfolgerschaltung
isolieren die geregelte Spannung, die den Verstärkerstufen 212 und 228 als Kollektprspeisespannungen zugeführt werden.
90988 4/0719 . -,>fft-
--te**i BAD ORIGINAL
Ein Kontakt 304 der Treiberstufe 286 ist über eine äußere
Leitung 306 direkt mit, dem Kontakt 300 verbunden, so daß die
■ Stufe 286 über den Kontakt 298 eine eintaktige Endstufe 526 aussteuern
kann. Die Stufe j526 enthält einen Endtransistor 328 und
zwei Widerstände 330 und 322, die für die Tertiärwicklung des
Dlskriminatortransformators 254 einen Rückweg nach Masse bilden.
Der Kontakt 304 kann stattdessen auch mit dem Kontakt .500 impedanzgekoppelt
sein, wobei über den Kontakt 304 die Endstufe im
B-Betrleb ausgesteuert werden kann.
Zwei Transistoren Jlö und 31c· UI"id drei Widerstände 320, 322
und 324 dienen als Vorspannschaltung 325 für die Verstärkerstufen
212, 228 und 244. Die Vorspannschaltung 325 ist der Betriebsspannungsversorgungsschaltung
65 nach Fig. 3 insofern ähnlich, als sie am Widerstand 324 eine Spannung liefert, die ungefähr
gleich der Hälfte der Speisespannung am vom Kollektor des Transistors 316 abgewandten Ende des Widerstands 320 und unabhängig von Temperatur- und Betriebsspannun.-sschwankungen ist.
Eine Arbeitspunktstabilisierung der Verstärkerstufen 212 und 228 wird mittels einer Gleichstrom-Rückkopplung über den Widerstand
334 über diese beiden Stufen erhalten., wobei ein Überbrükkungskondensator
336 mittels des Kontaktes 33^ an den Widerstand
534 angeschlossen ist. Die Bagrenzerstufe 244 wird dadurch automatisch
in ihrem Arbeitspunkt stabilisiert, weil die Rückkopplung über die Verstärkerstufen 212 und 223 die Spannung an der
Basis der Stufe 244 auf dem halben Wert der vorerwähnten Speisespannung hält.
909884/0719
BAD ORIGINAL
Die Begrenzerstufe 244 wird somit symmetriert, ohne daß sie
in der Rückkopplungsschleife liegt. Dies ist deshalb wünschens- , wert, weil die Schwingneigung der Rückkopplungsschleife umso ge-t
ringer ist, je weniger Stufen die Schleife enthält. Die Vorspannung für die Begrenzerstufe 244 wird dadurch weitgehend unabhängig
von der Transistorstromverstärkung gemacht, daß ein Widerstand JkO
in die Basisrückleitung des Transistors 214 eingeschaltet ist, der den gleichen Wert hat wie der in der Basisrückleitung des
Transistors 216 liegende Widerstand J5J54.
Das Fehlen von Koppelkondensatoren zwischen den verschiedenen Verstärkerstufen des Halbleiterplättchens nach Fig. 6 wirkt sich
vorteilhaft auf sowohl die räumliche Gestaltung als auch die Leistung der integrierten Schaltung aus. Koppelkondensatoren be*·
nötigen, wie bereits, erwähnt, viel Platz in der integrierten
Schaltung und sie bringen außerdem eine parasitäre Kapazität ein, welche die Bandbreite der Schaltung beschneidet.
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Claims (1)
- Patentansprüche1.}) Signalumsetzerschaltung mit einer Betriebsspannungsquelle und einer Ausgangsklemme, gekennzeichnet durch zwei von der Betriebsspannungsquelle gespeiste Transistoren mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor, wobei die Basis des zweiten Transistors galvanisch mit dem Kollektor des ersten Transistors gekoppelt und der Emitter des zweiten Transistors an die Ausgangsklemme angeschlossen ist; eine Einrichtung mit einem ersten, an den Emitter und einem zweiten, an den Kollektor des ersten Transistors angeschlossenen Widerstand, durch welche am Kollektor des ersten Transistors eine mittlere Gleichspannung hergestellt wird, die in ihrem Wert von der halben Summe der Betriebsspannung und der durch die beiden Widerstände am Emitter des. ersten Transistors eingestellten Spannung ab-. weicht; und eine an den Kollektor des zweiten Transistors abgeschlossene Einrichtung mit einem dritten Widerstand, die am Kollektor des ersten Transistors Signalspannungsausschwingungen einer ersten Polarität erzeugt, derart, daß der Basis-Kollektorübergang des zweiten Transistors in der Durchlaßrichtung gespannt und die Signalspannungsausschwingungen am Kollektor des ersten Transistors auf einen Pegel begrenzt werden, der im wesentlichen zweimal so groß ist wie der Pegel, auf den am Kollektor des ersten Transistors die Signalspannungsausschwingungen in der entgegengesetzten Polaritätsrichtung begrenzt werden.909884/07192.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η zeichnet, daß die beiden Transistoren und die drei Widerstände in einer integrierten Schaltung enthalten sind.5.) Schaltung nach Anspruch 1 oder 2,· dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Widerstand so bemessen sind, daß zwischen Kollektor und Basis des ersten Transistors eine Spannung hergestellt wird, die im wesentlichen gleich einem ganzzahligen Vielfachen, einschließlich 1, der Spannung zwischen Basis und Emitter des zweiten Transistors ist, derart, daß die Ausgangsklemme auf im wesentlichen der gleichen Gleichspannung wie die Basis des ersten Transistors gehalten wird. .4.) Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der an den Kollektor des ersten Transistors angeschlossene erste Widerstand am Kollektor dieses, als Verstärker arbeitenden Transistors eine erste Ruhespannung herstellt; daß die zu verstärkenden Signale zwischen Emitter und Basis des ersten Transistors gelegt werden; daß am Emitter des zweiten Transistors eine zweite Ruhespannung hergestellt wird, und daß der dritte Widerstand bewirkt, daß der Kollektor-Basisübergang des zweiten Tranistors in der Durchlaßrichtung gespannt wird, wenn die Spannung am Kollektor des ersten Transistors vom Ruhe- : wert um einen Betrag ansteigt, der im wesentlichen gleich der Differenz zwischen "den beiden Ruhespannungen ist.909884/0719ßAD ORIGINAL5·) Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet-, daß ein dritter Transistor mit Basis, Emitter und Kollektor vorgesehen ist; daß durch den ersten und den zweiten Widerstand der erste und der zweite Transistor als emittergekoppelter Verstärker geschaltet ist, wobei der erste Widerstand in gemeinsamen Emitterkreis des ersten und des zweiten Tranistors liegt und der zweite Widerstand im Kollektorkreis des zweiten Transistors liegt; daß an die Basis des ersten Transistors ein Signaleingangskrelß angeschlossen ist; daß durch den dritten und einen vierten Widerstand der dritte Transistor als Emitterfolger geschaltet ist, wobei der dritte Widerstand im Kollektorkreis und der vierte Widerstand im Emitterkreis des dritten Transistors liegen; daß der Kollektor des zweiten Transistors galvanisch mit d^r Basis des dritten Transistors gekoppelt ist, derart, daß die Gleichspannung an der Basis des dritten Transistors im wesentlichen gli. h der Gleichspannung am Kollektor des zweiten Transistors ist; daß der zweite Transistor so vorgespannt ist, daß an seinem Kollektor eine erste Ruhespannung herrscht,, die den Kollektor-Basisübergang dieses Transistors um einen Betrag in der Sperrichtung spannt, der im wesentlichen gleich -der Basis-Emitter-Durchlaßspannung des dritten Transistors und einer zweiten Ruhespannung an dessen Emitter ist, derart, daß der. dritte Transistor in den Sättigungszustand gesteuert wird, wenn die Spannung am Kollektor des zweiten Transistors von ihrem Ruhewert um einen Betrag ansteigt, der im wesentlichen gleich der Differenz zwischen den beiden Ruhespanjnungen ist.909884/0719 BAD6.) Schaltung nach Anspruch 5# dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Widerstand am Emitter bzw. am Kollektor des zweiten Transistors eine erste bzw. eine zweite. Ruhe spannung herstellen; daß der zweite Widerstand im .f wesentlichen doppelt so groß bemessen ist wie der erste Widerstand; daß über die galvanische Kopplung zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors und der Basis des dritten Transistors die Ausgangssignale des emittergekoppelten Verstärkers auf den Emitterfolger gekoppelt werden; daß der dritte und der vierte Widerstand in ihrem Verhältnis so bemessen sind, daß der Kollektor-Basisübergang des dritten Transistors in der Durchlaßrichtung gespannt wird, wenn die Spannung am Kollektor des zweiten Transistors von ihrem Ruhewert um einen Betrag ansteigt, der im wesentlichen gleich der Differenz zwischen den beiden Ruhespannungen ist.7.) Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichne t , daß sie in integrierter Bauweise ausgeführt ist.δ.) Schaltung nach Anspruch 5* dadurch gekennz e i c h η e t , daß die drei Transistoren eine erste Verstärkerstufe bilden, bei welcher der zweite Widerstand doppelt so groß bemessen ist wie der erste Widerstand, der Signalelngangßkreis an die Basis des ersten Transistors angeschlossen ist und der emittergekoppelte Verstärker galvanisch mit dem Emitterfolger gekoppelt ist; und daß eine zweite Verstärkerstufe mit einem vierten, einem909884/0719fünften und einem sechsten Transistor mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor vorgesehen ist, in welcher mittels eines fünften und eines sechsten Widerstands der vierte und der fünfte Transistor als emittergekoppelter Verstärker geschaltet sind, wobei . der fünfte Widerstand im gemeinsamen Emitterkreis des vierten und des fünften TrarsLstors und der sechste Widerstand im Kollektorkreis des fünften Transistors liegen, der sechste Widerstand doppelt so groß bemessen ist wie der fünfte Widerstand, die Basis des vierten Transistors mit dem Emitter des dritten Transistors verbunden ist, mittels eines siebten und eines achten Widerstands der sechste Transistor als Emitterfolger geschaltet ist, der siebte Widerstand im Kollektorkreis und der achte Widerstand im Emitterkreis des sechsten Transistors liegen, und die Signale vom sechsten Widerstand galvanisch auf die Basis des sechsten Transistors gekoppelt werden.9.) Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte Verstärkerstufe mit einem siebten und einem achten Transistor mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor vorgesehen ist, wobei mittels eines neunten, im gemeinsamenEmitterkreis des siebten und des achten Transistors liegenden'Widerstands diese beiden Transistoren als emittergekoppel-ter Verstärker-geschaltet sind und wobei die Basis des siebten Transistors über einen Signaleingangskreis mit dem Emitter"des sechsten Transistors gekoppelt ist.909884/0719BAD10.) Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des sechsten Transistors über einen Gleichstromrückkopplungszweig mit der Basis des zweiten Transistors gekoppelt ist.11.) Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die dem siebten und dem achten Transistor zugeführte Betriebsgleichspannung größer ist als die den anderen Transistoren zugeführte Betriebsspannung.12.) Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsspannungsversorgungsschaltung für den ersten bis sechsten Transistor einen neunten und einen zehnten Transistor mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor enthält, wobei mittels eines zehnten und eines elften Widerstands der neunte Transistor in gegengekoppelter Emitterschaltung ausgelegt ist, der zehnte Widerstand im Kollektorkreis und der elfte Widerstand im Emitterkreis des neunten Transistors liegen, der zehnte Widerstand im wesentlichen den gleichen Wert hat wie der elfte Widerstand, der zehnte Transistor als Emitterfolger geschaltet ist, im Emitterkreis des zehnten Transistors ein zwölfter Widerstand liegt, der Kollektor des neunten galvanisch mit der Basis des zehnten Transistors gekoppelt ist, die Basis des neunten galvanisch mit dem Emitter des zehnten Transistors gekoppelt ist und die Betriebsspannung am zwölften Widerstand abgenommen wird.909884/07191.3.) Schaltung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Winkeldemodulator mit einem Prequenzdiskrimlnatortransformator, dessen Primärwicklung im Kollektorkreis des achten Transistors liegt und mit dessen Sekundärwicklungen zwei Gleichrichterelemente gekoppelt sind, und mit einem mit den Gleichrichterelementen und mit mindestens einem Teil der Sekundärwicklung in Reihe geschalteten ohmschen Arbeitswider-Standsnetzwerk.14.) Schaltung nach Anspruch 1J5, dadurch gekennzeichnet, daß das Arbeitswiderstandsnetzwerk aus einem dreizehnten und einem vierzehnten Widerstand besteht und daß an den Verbindungspunkt dieser Widerstände eine Transistor-Endverstärkerstufe ^angeschlossen ist.15·) Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Schaltungselemente mit Ausnahme des Frequenzdiskriminatortransformators in einer einzigen integrierten Schaltung angeordnet sind.16.) Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch zwei an eine Speisespannungsklemme anschließbare Klemmen, an deren eine ein erstes Halbleiterbauelement mit seiner Eingangselektrode angeschlossen ist; einen ersten und einen zweiten Widerstand und ein zweites Halbleiterbauelement, das mit seiner Eingangs- und Ausgangselektrode in Reihe zwischen die beiden Klemmen geschaltet ist, wobei seine Eingangselektrode an das vom ersten Widerstand entfernte,Ende des909884/0719zweiten Widerstands und seine Ausgangselektrode an die zweite Klemme angeschlossen sind; einen Transistor mit Basis, Emitter und Kollektor; einen zwischen den Emitter dieses Transistors und die zweite Klemme geschalteten dritten Widerstand; eine galvanische Kopplung zwischen dem Kollektor des Transistors und der ' ersten Klemme; eine galvanische Kopplung zwischen der Basis des Transistors und dem Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Widerstands; eine Anzahl von Halbleiterverstärkerelementen, die durch Widerstände-untereinander verschaltet sind; und eine Einrichtung, durch welche an der Ausgangselektrode des ersten Halbleiterbauelements eine Gleichspannung entwickelt wird, die in Bezug auf die am Emitter des Transistors entwickelte Gleichspannung das gleiche Verhältnis hat wie der Wert des ersten Widerstands in Bezug auf den Wert des zweiten Widerstands plus 1.17·) Schaltung nach Anspruch 16, dadurch g e k e η η. ζ e i c h η e t , daß mindestens entweder das erste oder das zweite Halbleiterbauelement eine Diode ist, deren Eingangselektrode durch die Anode und deren Ausgangselektrode durch die Kathode gebildet wird.lö.) Schaltung nach Anspruch ΐβ, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens entweder das erste oder das zweite Halbleiterbauelement ein als Emitterfolger geschalteter Transistor ist, dessen Eingangselektrode durch die Basis und dessen Ausgangselektrode durch den Emitter gebildet wird.909884/071919·)" Schaltung nach Anspruch l6, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Halbleiterbauelemente durch je eine Diode mit Anode als Eingangselektrode und Kathode als Ausgangselektrode gebildet werden.20.) Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß sie in integrierter Form ausgeführt ist.909884/0719
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US60497766A | 1966-12-27 | 1966-12-27 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1537658A1 true DE1537658A1 (de) | 1970-01-22 |
DE1537658B2 DE1537658B2 (de) | 1971-12-09 |
Family
ID=24421781
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1967R0047654 Granted DE1537658B2 (de) | 1966-12-27 | 1967-12-22 | Begrenzerverstaerker |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3569740A (de) |
BE (1) | BE708493A (de) |
DE (1) | DE1537658B2 (de) |
ES (1) | ES348619A1 (de) |
FR (1) | FR1549072A (de) |
GB (2) | GB1206479A (de) |
MY (2) | MY7300264A (de) |
NL (1) | NL6717569A (de) |
SE (1) | SE347096B (de) |
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- 1967-12-22 DE DE1967R0047654 patent/DE1537658B2/de active Granted
- 1967-12-22 BE BE708493D patent/BE708493A/xx unknown
- 1967-12-22 NL NL6717569A patent/NL6717569A/xx unknown
- 1967-12-22 SE SE17686/67A patent/SE347096B/xx unknown
- 1967-12-26 ES ES348619A patent/ES348619A1/es not_active Expired
- 1967-12-27 FR FR1549072D patent/FR1549072A/fr not_active Expired
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1973
- 1973-12-30 MY MY264/73A patent/MY7300264A/xx unknown
- 1973-12-30 MY MY265/73A patent/MY7300265A/xx unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
MY7300265A (en) | 1973-12-31 |
BE708493A (de) | 1968-05-02 |
US3569740A (en) | 1971-03-09 |
FR1549072A (de) | 1968-12-06 |
DE1537658B2 (de) | 1971-12-09 |
SE347096B (de) | 1972-07-24 |
GB1206479A (en) | 1970-09-23 |
NL6717569A (de) | 1968-06-28 |
ES348619A1 (es) | 1969-03-16 |
GB1206478A (en) | 1970-09-23 |
MY7300264A (en) | 1973-12-31 |
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E77 | Valid patent as to the heymanns-index 1977 | ||
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