DE1537626B2 - Verfahren zur selbsttätigen frequenzabhängigen Leitungs- und/oder Echoentzerrung von Ubertragungsleitungen der Nachrichtentechnik und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur selbsttätigen frequenzabhängigen Leitungs- und/oder Echoentzerrung von Ubertragungsleitungen der Nachrichtentechnik und auf Schaltungsanordnungen zur Durchführung des Verfahrens.

Ubertragungsleitungen der Nachrichtentechnik weisen meistens für das zu übertragende Frequenzband frequenzabhängige Eigenschaften auf, deren Einfluß durch sogenannte Entzerrer ausgeglichen wird. Da sich die Ubertragungseigenschaften aber auch über die Zeit ändern, genügt nicht ein einmaliger Ausgleich, sondern es muß in gewissen Fällen ein solcher Entzerrer in seiner Einstellung veränderbar sein, um diese zeitlichen Änderungen auch ausgleichen zu können.

Als Entzerrer werden Netzwerke eingesetzt, die in bezug auf den zu entzerrenden Übertragungsweg den umgekehrten Dämpfungsverlauf aufweisen, so daß an ihrem Ausgange der Signalverlauf mit dem des ausgesendeten Signals wieder übereinstimmt. Bei zeitlichen Änderungen der Ubertragungseigenschaften der Leitung muß also ein Entzerrer nachgeregelt werden, wenn nicht die auftretenden Änderungen vernachlässigbar klein sind.

Erfolgt aber z. B. eine übertragung von Daten über eine aus Teilnehmerleitungen vermittlungstechnisch aufgebaute Verbindung, so muß eine Entzerrung des Verbindungsweges erfolgen, wenn die Leitungseigenschaften für eine möglichst schnelle Datenübertragung ausgenutzt werden sollen.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur selbsttätigen frequenzabhängigen Leitungs- und/oder Echoentzerrung von Ubertragungsleitungen der Nachrichtentechnik anzugeben, bei dem bei zeitlichen Änderungen der Ubertragungseigenschaften der Leitung kein Nachstellen des Entzerrers von Hand notwendig ist, vielmehr jeweils selbsttätig ein Abgleich des als Entzerrer eingesetzten Anpassungsnetzwerkes erfolgt.

Die gestellte Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß mittels eines !Correlators durch Kreuzkorrelation aus Eingangs- und Ausgangssignal der zu entzerrenden Leitung sowie aus dem Ausgangssignal eines zur Entzerrung eingesetzten, in seinen Eigenschaften elektrisch einstellbaren Anpassungsnetzwerkes die Korrelationskoeffizienten ermittelt und mit diesen das Anpassungsnetzwerk eingestellt wird, wobei das entzerrte Signal dem Ausgang des Anpassungsnetzwerkes entnommen wird.

Zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird eine Schaltungsanordnung eingesetzt, die so aufgebaut ist, daß in einem Korrelator, bestehend aus eines ersten Kettenschaltung orthogonaler Netzwerke und mit den Ausgängen jedes Kettengliedes verbundener erster Eingänge erster Multiplikationsstufen und diesen nachgeschalteten Integrationsstufen, die Korrelationskoeffizienten durch Kreuzkorrelation aus dem Eingangssignal und einem Fehlersignal y (t) abgeleitet werden, daß diese Korrelationskoeffizienten zur Einstellung eines Anpassungsnetzwerkes, bestehend aus einer zweiten Kettenschaltung orthogonaler Netzwerke und mit den Ausgängen jeden Kettengliedes verbundener erster Eingänge zweiter Multiplikationsstufen und diesen nachgeschalteter Additionsstufen, dadurch verwendet werden, daß sie den zweiten Eingängen der zweiten Multiplikationsstufen zugeführt werden, daß ferner dem Ausgange einer aus den Additionsstufen gebildeten Kettenschaltung das Ausgangssignal [χ" (ί)] entnommen wird, wobei gleichzeitig aus diesem .Ausgangssignal [x" (t)] und einem aus dem Ausgangssignal der übertragungsleitung abgeleiteten Leitsignal [χ'·(ί)] ^{m emer} Differenzstufe das Fehlersignal [y (i)] abgeleitet und dieses den zweiten Eingängen der ersten Multiplikationsstufen simultan zugeführt wird;

In Fortbildung der Erfindung wird eine Reihe von Varianten obiger Anordnung angegeben.

Die Erfindung soll nun an Hand der Figuren eingehend beschrieben werden. Es zeigt dabei

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerkes,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer alternativen Lösung mit nur einer Kettenschaltung von orthogonalen Netzwerken, . .

F i g. 3 ein Blockschaltbild eines einzelnen Gliedes der Anordnung nach F i g. 2, das vorteilhaft mit inte-

grierten Schaltkreisen zu realisieren ist, :

F i g. 4 eine Aufstellung der in den F i g. 5 bis 9 verwendeten Schaltzeichen,

F i g. 5 ein einzelnes in Brückenschaltung realisiertes Netzwerkglied,

F i g. 6 die Zusammenschaltung einzelner Glieder zu einem selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerk, F i g. 7 den Aufbau eines Pseudo-Zufallsgenerators, F i g. 8 ein digital arbeitendes selbstabgleichendes

Anpassungsnetzwerk,

F i g. 9 ein als Entzerrer verwendetes selbstabgleichendes Anpassungsnetzwerk,

F i g. 10 einen solchen Entzerrer, bei dem kein Pseudo-Zufallssignal über die übertragungsleitung mitübertragen wird.

Die Anordnung benötigt für das Anpassungsnetzwerk und für das Ableiten der Einstellkoeffizienten je eine Anordnung von orthogonalen Netzwerken. Die Orthogonalitätsbedingung für diese Netzwerke ist wie folgt festgelegt.

Jede Anordnung hat einen Eingang und eine Anzahl von Ausgängen, dabei ist das Pulsübertragungsverhalten zwischen dem Eingang und einem Ausgang orthogonal zu dem zwischen dem Eingang und einem anderen Ausgang in dem Sinne, daß, wenn Θ_η (τ) das Impulsübertragungsverhalten zwischen dem Eingang und dem η-ten Ausgang ist,

Θ_η(τ) ■ άτ

=' 0 für m 4= η
= K_m Für m = η

worin K_m eine von 0 verschiedene Konstante ist, die in den meisten praktischen Fällen gleich 1 ist.

Auf Grund dieser Orthogonalitätsbedingung ist der Kreuzkorrelationskoeffizient zwischen einem Signal y (i) und dem Signal χ (f) am η-ten Ausgang der orthogonalen Netzwerksanordnung der m-te Transforma-' tionskoeffizient der Kreuzkorrelationsfunktion des Signals y (i) und des Eingangssignals χ (ί) entsprechend der Transformationsgleichung

+■ cc

Wenn als orthogonale Netzwerksanordnung eine Verzögerungsleitung eingesetzt wird, kann die Transformation durch einen Abtastvorgang ersetzt werden, wobei die Abtastproben der Kreuzkorrelationsfunktion des Eingangssignals χ (ί) in bezug auf die Verzögerungsleitung und das Differenzsignal Signal y (t) dann die Transformationskoeffizienten ersetzen.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung steht am Punkt A eines linearen Netzwerkes das Signal χ (ί) und am Punkt B das Signal x' (t) an. Das eine Signal unterscheidet sich von dem anderen durch die Beeinflussung, die es beim Durchlaufen des Netzwerkes erfährt, wobei in dieser Figur die übertragungsrichtung nicht festgelegt ist. Ein selbstabgleichendes Anpassungsnetzwerk h'{T) soll nun die Eigenschaften haben, daß sein Ausgangssignal x"[t) so weitgehend wie möglich mit x'(t) übereinstimmt. Dieses wird durch derartiges Ändern der von den Ausgangssignalen des Korrektors abhängigen Eingangssignale a„ der Steueranschlüsse des Anpassungsnetzwerkes erreicht, daß der quadratische Mittelwert der Abweichung von x'(t) gegenüber x"(t) seinen Minimalbetrag aufweist. Unter Verwendung der gleichen Eingangssignale a„ für die Steueranschlüsse eines zweiten Anpassungsnetzwerkes kann ein von den Signalverhältnissen des ersten unabhängige Anpassungsnetzwerk mit gleichem übertragungsverhalten eingestellt werden.

In den Figuren einschließlich der F i g. 1 sei nun stets χ (f) das Eingangssignal, x'\t) das Leitsignal und x"{t) das Ausgangssignal.

Das in F i g. 1 dargestellte selbstabgleichende Anpassungsnetzwerk besteht aus zwei Hauptteilen, einem Korrelator 1 und einem Anpassungsfilter 2. Das Eingangssignal χ (r) liegt einmal an dem einen Eingang des Korrektors 1 und weiterhin an dem Eingang der als Anpassungsfilter 2 dienenden zweiten orthogonalen Netzwerksanordnung. Im Korrelator ist der Ausgang4 jedes Kettengliedes der ersten orthogonalen Netzwerksanordnung mit dem einen Eingang je einer Multiplikationsstufe 5 verbunden. Am zweiten Eingang des Korrelators 1 liegt das Differenzsignal y (t) zwischen dem Leitsignal x'(t) und dem Ausgangssignal x"(t). Dieses Differenzsignal y (f) wird dabei als weiterer Faktor den anderen Eingängen der Multiplikationsstufen 5 eingegeben, deren Ausgangssignale je einer Integrationsstufe 7 zugeführt werden. Der Korrelator 1 bestimmt auf diese Weise die Transformationskoeffizienten der Kreuzkorrelationsfunktion von χ (t) und y (t)·

Das Anpassungsfilter 2 besteht wiederum aus einer Anordnung von orthogonalen Netzwerken 8. An ihrem Eingang 9 liegt das Signal χ (t), und die Ausgänge ihrer Abgriffspunkte sind mit dem einen Eingang je einer Multiplikationsstufe 10 verbunden, an deren anderen Eingängen jeweils die Ausgänge der Integrationsstufen (7) des Korrelators 1 liegen. Die Ausgangssignale dieser Multiplikationsstufen werden über Summiereinrichtungen 11 zum Ausgangssignal x" (t) zusammengesetzt, das dem einen Eingang einer Differenzstufe 12 zugeführt wird, an deren anderem Eingang das Leitsignal x'(t) liegt. Der Ausgang dieser Stufe liefert das Fehlersignal y (t) für den Korrelator 1.

F i g. 2 zeigt nun ein nach den bisher beschriebenen Prinzipien mit orthogonalen Netzwerken 13 aufgebautes selbstabgleichendes Anpassungsnetzwerk, bei dem nur eine einzige orthogonale Netzwerkanordnung verwendet wird und bei der die Signale an ihren Abgriffen sowohl den außerdem mit dem Fehlersignal y(t) beaufschlagten Multiplikationsstufen 14 des Korrelators als auch den einen Eingängen der Multiplikationsstufen 15 des Anpassungsnetzwerkes, an deren anderen Eingängen die Ausgänge der Integrationsstufen 16 des Korrelators liegen, zugeführt werden. Das Impulsübertragungsverhalten dieser Netzwerke kann durch eine Reihe von orthogonalen Funktionen ausgedrückt werden, so daß

worin d_mn das Kroenecker δ ist,
d_mn = 1 für/n=n,

ö_mn = ΟΓύτηιφη.

Das Impulsübertragungsverhalten des Anpassungsnetzwerkes bestimmt sich hieraus zu

wobei /_η(ί) das Ausgangssignal des «-ten Integrationsgliedes zur Zeit ist.

Für die Anordnung nach F i g. 2 ergibt sich hieraus

*"(*) = Σ. -UO j x(t - τ) ■ Θ_π(τ) ■ dr (6)

oder + *, ~^x .,

x"(t) =J X(t - r) ·1_/_η(ί) · Θ_η(τ) ■ dr. (7)

— Ο) ~

Unter Berücksichtigung von Gleichung (5) ergibt sich

X"(t) =Jx(i-T)-Ä'(r)-dr.

— *

Es ist nicht beweisbar, daß ein Anpassungsprozeß vorliegt, also die Funktion über eine gewisse Zeit zu einem Endwert konvergiert. Da die Signale χ (ί) und x'(t) keiner stetigen Funktion folgen, sondern Signale mit statistischer Verteilung sind, ist der Begriff Konvergenz nur im statistischen Sinne nach Art eines durchschnittlichen Konvergenzverhaltens sinnvoll. Es soll durch Betrachtung des Anpassungsprozesses zur Zeit, bei der das Anpassungsfilter der Ubertragungsfunktion h'(r, t) folgt und die Fehlerfunktion y (t) ist, unter statistischen Gesichtspunkten und bei einer Zeit (i + Ii), bei der die übertragungsfunktion«' (τ, t) + . l«'(r, f) und die Fehlerfunktion y (i) + \y(t) ist, dieses bewiesen werden. Es soll gezeigt werden, daß die Fouriertransformation von y (t) für alle die Frequenzen gegen O geht, bei denen auch die entsprechende Komponente des Leistungsspektrums von χ (/) gegen O geht.

7 8

Die Ausgangssignale /„ der Integrationsstufen sind

UO = y J y(t') ■ J x(S - r) ■ ö„(t) ■ dr · di'. (9)

— X — X

Sie ändern sich in einer Zeit At um

+ τ.

AI_n(I)= ψ-y(t) Jx(t-T)-Ö„(r)-dr. (10)

Dieses ist ein Momentanwert für/„(t)zur Zeit t und ist eine Funktion von x(t) und y(t). Die Mittelwerte sind dabei aber nicht funktionell von y(t) oder x(f) abhängig.

+ τ
AI_n= lim'-_T=7 .-IUO'dt (11)

+ r +x.
= ^=- lim —— f y(t) ■ f x(t - r) · Θ_η(τ) ■ dr · di.- (12)

I T —*x ^ J J

Aus Gleichung 6 kann man die Mittelwertsdifferenz von x'(f) daraus bestimmen, wenn man einmal den Anpassungsprozeß bei der Zeit ί oder einer anderen Zeit t = A t abbricht.

+ X

J X(t - τ) · 6>„(r) · dr (13)

,v ^+r

^- lim -^- f y(i') · f x(t' - r) · 0„(r) · dr · dt'-f x(t - r) ■ 0_n(r) · dr. (14)

T r-»x 2TJJ J

Durch Umordnen und Ersatz einer der zwei verschiedenen mit τ bezeichneten Variablen durch σ erhält man

+ T' +X +00

X⁷Oj"=-^- um -^r f y(T') Γχ(ί'- τ) ·5~ [©„(τ) ■ Γ x(t- σ) · ©„(σ) ■ d<r]dr- dt. (15)

ι ι ' rxj ^. J. j j η = 0 *

_ 7- - X - X

Um hieraus 6>_n(r) zu eliminieren, sei ^N

gesetzt, dann ergibt sich

+1

Γ γ ^{Ν Ν} r

μ(τ) ■ Θ_η(τ) · dr = X^ <**.' ^Θ™(^τ)' ^dr =ΣΖ^α-.

.-οο _4'"=ο «=ο _4

hieraus ergibt sich unter Berücksichtigung von Gleichung 3

+ oo

JV(r) · 6>„(r) · dr = fl„ (18)

- CO

und ferner

ν γ ν

JZ&_n(r) μ(τ') · θ_π(τ) · dr = ^Z ^θ» ' ^απ = ^(^τ) ■

η = O ^₀₀ η = O

Die Summe in Gleichung 15 wird zu χ (ί - τ) und so

+ r + χ

Jx⁷W = -γ- ^_x Tr J ^^(ί/)' J ^x(t' -^τ)'^x(t -^τ)άτ'^dt> ■ ⁽²⁰⁾

Durch Umordnung ergibt sich hieraus

+ χ + T

Jx⁷U) = -γ- J χ(ί - τ) Um -^rJ y(S)-x(S-T)-dS-dr. (21)

- τ

Das Integral über t' auf der rechten Seite der Gleichung 21 ist die Kreuzkorrelationsfunktion von y und x.

+ r

■ dt (22)

- r

+ X

Δχ'(Τ) = ~ J X(t - r) · ψ_νχ(τ) ■ dr.

(23)

Zunächst soll nun die Fourier-Transformation von Gleichung 23 durchgeführt werden. Die Fourier-Transformation einer Kreuzkorrelationsfunktion von zwei Funktionen ist gleich dem Produkt der Fourier-Transformation der einen Funktion mit dem komplex konjugierten Wert der Fourier-Transformation der anderen, verzögerten Funktion, d. h.

(τ)] = Τ(ω)-Χ*(ω). (24)

Die Fourier-Transformation von einem Integral über mehrere unabhängige Veränderliche ist das Produkt der Funktionen mit mehreren Veränderlichen.

Hierdurch ergibt sich

Weil aber

ist, ist x'(i) nicht von den Ausgangssignalen der Integrationsglieder funktionell abhängig, so daß x'(t) = 0 und

Δ Y(o>) = -ΔΧ"(ω) = -γΧ(ω) ■ Υ(ω) ■ Χ*(ω). (27)

Χ{ο>) ■ Χ*(υ>) ist das Leistungsspektrum von x(t). Setzt man dieses gleich Ρ_χ{ω), ergibt sich

(28)

Υ(ω)

Aus Gleichung 28 geht also hervor, daß das Durchschnittsergebnis eines für eine weitere Zeit Δ t durchgeführten Anpassungsvorganges in einer Verringerung des Fehlerspektrums proportional zu seiner und der Größe des Leistungsspektrums des Eingangssignals χ (ί) ist.

Da keine Einschränkungen für die Wahl von χ (ί) und χ'(ί) gemacht wurden, können dieses auch voneinander unabhängige Variable mit statistischer Verteilung sein. Es kann also mittels des Filters eine statistisch verteilte Variable χ (ί) in eine andere x' (i) übergeführt werden. Dabei muß berücksichtigt werden, daß h' (r) auch keinen Einschränkungen unterliegen darf, daß sich h' (τ) über einen beliebigen Zeitbereich erstrecken kann, wenn χ (t) in x'(t) übergeführt werden soll. Allerdings müssen für τ aus physikalischen Gründen die Grenzen 0 und oo ausgeschlossen werden.

Bei den vorangehenden Ausführungen waren ganz allgemein orthogonale Netzwerke betrachtet worden. Diese können aus L/C-Kreisen oder Netzwerken, deren Impulsübertragungsverhalten oder Impulsverzögerungsverhalten der Laguerre- oder Legendre-Funktion folgt, bestehen. Netzwerke mit Laguerre- oder Legendre-Verhalten sind leichter mit konzentrierten Schaltelementen aufzubauen, während die Realisation von Verzögerungsleitungen in Digitalis technik einfach durchzuführen ist. Digitaltechnik ist z. B. vorteilhaft für Stufenanordnungen, wie sie in der später erläuterten F i g. 3 dargestellt sind. Da nur wenige Verbindungsleitungen zu den benachbarten Stufen benötigt werden, ist eine Ausbildung als integrierter_ Schaltkreis vorteilhaft. Jede dieser Stufen enthält ein Verzögerungsglied oder ein Schieberegister, zwei Multiplikationsstufen, eine Integrationsstufe und eine Additionsstufe. Ob dabei eine oder mehrere solcher Stufen auf einem Schaltkreis untergebracht werden, die Anzahl der Anschlußpunkte bleibt dabei gleich.

(25) In F i g. 5 ist eine Anordnung für ein selbstabgleichendes Anpassungsnetzwerkelement dargestellt, bei dem die Charakteristik des benötigten Netzwerkes durch eine mäßige Anzahl von Laguerre Polynomen

(26) bestimmt wird, die sich für eine statistische Berechnung des Steuersignals hinreichend langsam ändern, aber doch schnell genug, um auftretenden Änderungen folgen zu können.

Wenn mittels eines selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerkes ein Ubertragungskanal entzerrt werden soll, ist die benötigte Änderungsgeschwindigkeit der Netzwerkeigenschaften hinreichend klein. Wenn allerdings für Daten- oder Sprachübertragung eine aus Teilnehmerleitungen aufgebaute Verbindung entzerrt werden soll, so muß die Einstellung extrem schnell erfolgen, da jetzt nicht nur die Zeit des Verbindungsaufbaues, sondern auch die der Entzerrereinstellung für eine zufriedenstellende übertragung verlorengeht.

F i g. 5 zeigt eine in ihrer Wirkungsweise der F i g. 3 entsprechende Einheit. Es entsprechen die gestrichelt eingerahmten Teile der Figur jeweils einer Einrichtung der F i g. 3. Es entspricht das Laguerre Netzwerk 22 dem Verzögerungsnetzwerk 17, die statistische Multiplikationsstufe 25 der Multiplikationsstufe 18, der Zweirichtungszähler 24 der Integrationsstufe 19, und die Stufe 23 entspricht der Multiplikationsstufe 20 und der Additionsstufe 21 zusammen. Die Arbeitsweise der einzelnen Stufen sei jetzt be-

55 schrieben.

Laguerre-Netzwerke

Laguerre-Netzwerke bilden ein Mittel, um unter sich gleichartige Netzwerkelemente zu einer Kettenschaltung in der Weise zusammenzuschalten, daß die Ausgänge der einzelnen Kreise abwechselnd zueinander orthogonal sind. Die Laguerre-Netzwerke können, wie in F i g. 5 gezeigt, in der herkömmlichen Analogtechnik realisiert werden. Wenn die orthogonalen Netzwerke z. B. mit Legendre-Netzwerken realisiert werden, so läßt sich keine Kettenschaltung aus unter sich gleichartigen Kreisen mehr aufbauen, da die zwar in gleicher Weise aneinandergereihten

Kreise untereinander unterschiedliche Komponenten aufweisen. Obwohl aber die Komponenten von Stufe zu Stufe unterschiedlich sind, lassen sich hiermit untereinander gleiche Baugruppen mit solchen anderen orthogonalen Netzwerken für ein selbstabgleichendes Filter erstellen.

Das in F i g. 5 dargestellte Laguerre-Netzwerk ist ein mit gegengekoppelten Operationsverstärkern (26, 27) aufgebautes lineares Netzwerk, das folgendes komplexes Frequenzübertragungsverhalten zwischen Eingang und tt-tem Ausgang aufweist:

Uoj) =

hierin ist

(P-j ω)"

(ρ

P =

für w = 0, 1,2 ...,

2K₁(C₁+C₂) ·"

(29)

(30)

Der gewünschte Frequenzbereich wird durch die Kondensatoren Cl und C 2 bestimmt. Hierbei ist Cl ein fest eingebauter Kondensator, dessen Wert der höchsten benötigten Frequenz entspricht, C 2 dagegen ein extern zuschaltbarer Kondensator, mit dem sich die gewünschte Frequenz einstellen läßt. Widerstände mit gleichen Widerstandswerten sind hier mit R1 bzw. R 2 bezeichnet.

Statistische Multiplikationsstufe

Da das Ausgangssignal der Multiplikationsstufen (5 bzw. 14 bzw. 18 in den Fig. 1,2 und 3) integriert wird, und da für sich nur langsam verändernde Ubertragungswege auch nur eine geringe Einstellgeschwindigkeit benötigt wird, kann das Produkt aus dem Fehlersignal und dem Ausgangssignal des orthogonalen Netzwerkes in einer stochastischen Multiplikationsstufe gebildet werden, wie sie von J e s ρ e r s und C h u in der britischen Patentschrift 1 031 982 zur Berechnung von Korrelationsfunktionen beschrieben wurden. Das Fehlersignal weist statistische Verteilung auf. Das Ausgangssignal des orthogonalen Netzwerkes wird durch Vergleich mit einem als Bezugssignal dienenden Signal eines Pseudozufallsgenerators in der Vergleichsstufe 30 in ein Signal mit statistischer Verteilung umgewandelt. Wenn zu irgendeinem Zeitpunkt das Ausgangssignal x_r des orthogonalen Netzwerkes größer ist als der gleichzeitige Augenblickswert des Bezugssignals, gibt der Komparator an seinem Ausgang eine »1«, ist x_r kleiner als das Bezugssignal, dann gibt er eine »0«. Die Wahrscheinlichkeit für das Auftreten der »1« am Ausgang ist gegeben durch

x_r+x
2x

(31)

worin ± ic die Spitzenabweichung zwischen Signal χ und Bezug ist. Ähnlich ist die Wahrscheinlichkeit für den Wert »1« bei der statistischen Form des Fehlersignals gegeben durch

y + y 2y

(32)

wenn das Fehlersignal y ist, worin ± y entsprechend die Spitzenabweichung zwischen Signal y und Bezug ist.

Die beiden Signale mit statistischer Verteilung liegen an den Eingängen einer exclusiven ODER-Schaltung 31, die an ihrem Ausgang eine »1« gibt, wenn an einem und nur an einem Eingang eine »1« ansteht. Die Wahrscheinlichkeit für das Auftreten einer »1« am Ausgang der exklusiven ODER-Schaltung ist gegeben durch

P_0/p(l) =

+ P,(0) ■ P_Xr(l)

2x

xy -

■_ry-xy-x_ry)

(33)

2xy

wobei ± xy die Spitzenabweichung des Produktes xy ist. Durch Vergleich mit den Gleichungen für P_x (1) und P_y(l) geht hervor, daß dieses die statistische Form von xy ist.

Zweirichtungszähler

Der Integrationsprozeß wird mit Hilfe eines Zweirichtungszählers 24 durchgeführt. Jedesmal, wenn ein Taktimpuls an den Zähler angelegt wird, wird der Zählwert in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal der statistischen Multiplikationsstufe erhöht oder erniedrigt, und zwar wird er erniedrigt, wenn das Ausgangssignal eine »1« ist, und erhöht, wenn es eine »0« ist.

Der sich bei K Taktimpulsen einstellende Mittelwert ist

+ K ■ P_0/p für (0) und - KP_Qlp für (1)

P_0/p
und bezogen auf x_r und y

(34)

Mittl. Zählwert = kJ J(P_o/p(0) -P_0lp(l))p(x„y)dx_r ■ dy

<O +00+00

⁼ Ts \ x_r-yp(Xr,y)-dx_r-dy.

xy j j

(35)

Dieses ist das Integral über das Produkt der beiden unabhängigen Veränderlichen x_r und y.

Der Aufbau des Zweirichtungsbinärzählers ist völlig konventionell und kann beispielsweise einem Handbuch über den Einsatz von integrierten logischen Schaltkreisen entnommen werden.

Kombinierte Multiplikations- und Additionseinrichturig (F i g. 5:25)

In einem Operationsverstärker wird das Ausgangssignal des benachbarten Filterelementes und das Signal des eigenen orthogonalen Netzwerkes verarbeitet. Der Signalteil des eigenen Netzwerkes wird durch ein binär abgestuftes Widerstandsnetzwerk 33

eingestellt, das durch analog betätigte Schaltstufen 34 durch die hauptwertbestimmenden Digits der Zählstufe 24 gesteuert wird. Durch Zufügen eines konstanten Teiles des Ausgangssignals der orthogonalen Netzwerkes zu dem positiven Eingang des Operationsverstärkers erhält man eine komplexe Multiplikation.

Zusammenschaltung der einzelnen Filterglieder
zum selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerk

F i g. 6 zeigt, wie eine Anzahl solcher Filterelemente (36, 37) miteinander verbunden werden, um hieraus ein selbstabgleichendes Anpassungsnetzwerk zu bilden. Nicht eingezeichnet sind dabei die Versorgungsspannungsleitungen, die aber in gleicher Weise von Einheit zu Einheit durchgeschleift werden können wie z. B. die Taktimpulse. Hierbei kann das Verdrahten der einzelnen Anpassungsnetzwerkelemente mittels Sammelschienen, wie bei in der Technik gedruckter Schaltungen aufgebauten Moduln allgemein üblich, erfolgen, es können aber, wie in F i g. 6 dargestellt, die Anschlußpunkte ankommend (39, 41, 43) und abgehend (38, 40, 42) einzeln herausgeführt sein, so daß so auch Einzelverdrahtung möglich ist.

Mit dem ersten Filterelement der Kette ist ein Komparator 44 verbunden, der das Fehlersignal von der analogen in die statistisch verteilte Form umwandelt. Hierbei wird das Fehlersignal als Differenz zwischen dem Leitsignal und dem Ausgangssignal erhalten, wobei diese Differenzbildung in dem Komparator 44 selbst durch geeignete Anschaltung an einen hierfür eingesetzten gegengekoppelten Operationsverstärker mitübernommen werden kann.

Taktimpulse werden einmal an die Filtergliederkette und weiterhin an zwei Pseudozufallsgeneratoren 46 und 47 angelegt. Diese erzeugen jeweils zwischen zwei Taktimpulsen in der Amplitude gleichbleibende Signale, wobei die Amplitudenfolge einer statischen Verteilung unterliegt und die Amplitude beider Generatoren zueinander in keinem funktionellen Verhältnis stehen. Die Wahrscheinlichkeit für eine in bezug auf die Signalamplituden, mit denen das Ausgangssignal der Generatoren 46 und 47 verglichen wird, gleichmäßige Verteilung der Amplitudenwerte ist als gegeben zu betrachten.

F i g. 7 zeigt nun eine Realisationsmöglichkeit eines solchen Pseudozufallsgenerators, der quantisiert abgestufte Ausgangssignale mit gleicher Wahrscheinlichkeit des Auftretens der einzelnen Amplitudenstufen liefert. Eine Anzahl von als Rauschquellen 48 ... 50 eingesetzter Zenerdioden wird so mit Komparatorschaltungen 51 ... 53 verbunden, daß diese entweder den Ausgangspegel 0 oder einen hiervon abweichenden mit gleicher Auftrittswahrscheinlichkeit liefern. Bistabile Schaltkreise 54 ... 56 tasten bei jedem Taktimpuls die Komparatorschaltungen 51 ... 53 ab. Die Ausgangssignale der bistabilen Schaltkreise 54 ... 56 werden dann mit Hilfe von binär abgestuften Widerständen 57 und eines Operationsverstärkers 58 dekodiert. Bei jedem Taktimpuls werden die Schaltkreise durch die Komparatorschaltungen 51 ... 53 eingestellt, so daß eine binäre Zufallszahl von iV-Digits markiert wird, die bis zum nächsten Taktimpuls erhalten bleibt. Durch die Dekodierung erhält man einen von 2^ möglichen Pegelwerten, wobei für ein Einstellen der einzelnen Werte gleiche Wahrscheinlichkeit besteht.

Aufbau der selbstabgleichen Anpaßnetzwerkelemente

Die beschriebenen Anordnungen wurden im Hinblick auf den Einsatz von integrierten Schaltkreisen gestaltet. Jedes Anpassungsnetzwerkelement kann aus einer Anzahl von integrierten logischen Schaltkreisen, integrierten linearen Schaltkreisen sowie einer Anzahl von Kondensatoren und Widerständen realisiert werden. Es soll nicht daran gedacht werden, das ganze Netzwerkelement mit herkömmlichen Bauteilen (Transistoren, Dioden usw.) aufzubauen. Ebenso ist nicht prinzipiell daran gedacht, dieses völlig als einen einzigen integrierten Schaltkreis aufzubauen, da es aus einer Kombination von analog und digital arbeitenden Netzwerken besteht. Es kann dagegen zur Zeit gut, wie in F i g. 5 durch die gestrichelten Einrahmungen angedeutet, aus mehreren speziellen, teilweise einander entsprechenden integrierten Bausteinen aufgebaut werden.

Alternative Ausbildungsformen

Die vorhergehend beschriebene Realisationsmöglichkeit ist zweckmäßig für die Fälle, in denen das gewünschte Impulsübertragungsverhalten durch Laguerre- oder ähnliche Netzwerke realisiert werden kann und dabei die Änderungsgeschwindigkeit so niedrig liegt, daß ihr mit der beschriebenen statistischen Ermittlung gefolgt werden kann. Für andere Einsatzfälle können andere Ausführungsformen der einzelnen Netzwerke eingesetzt werden. Die sich hierbei ergebenden Möglichkeiten·, das beschriebene Anpassungsnetzwerk abzuändern, sind so zahlreich, daß sie nicht erschöpfend aufgeführt werden können.

Allgemein ausgedrückt, es kann eine Ausführungsform eines orthogonalen Netzwerkes mit einer anderen Ausführung einer Multiplikationsstufe bzw. eine Ausführung der Multiplikationsstufe mit einer anderen Ausführungsform einer Integrationseinrichtung usw.

zusammengeschaltet werden, einzige Einschränkung dabei ist nur, daß der miteinander verbundene Ausgang bzw. Eingang zweier solcher Stufen für gleiche Arbeitsweise, also für analoge oder für digitale Signalverarbeitung ausgelegt ist. Da einige Stufenarten nun analoge in digitale Signale oder digitale in analoge Signale umwandeln, kann auch keine Aufteilung in analoge und digitale Bauteile erfolgen. Es sollen nun einige zweckmäßige Ausführungen der einzelnen Bauteile beschrieben werden.

Orthogonale Netzwerke

Hierfür können eine Anzahl von Operationsverstärker enthaltende Netzwerke mit Allpaßverhalten des Phasenganges, ähnlich den beschriebenen Laguerre-Netzwerken eingesetzt werden. Solche Netzwerke sind im Kapitel 19 des Buches von Y.W.Lee »Statistical Theory of Communications«, New York 1960, beschrieben. Diese weisen die Konfiguration von Kettenschaltungen auf und liefern, wenn sie mit Operationsverstärkern aufgebaut sind, an ihrem Ausgange Analogsignale.

Es können auch Bandpässe in Form gedämpfter Resonanzkreise eingesetzt werden. Diese werden dann nicht in Kaskade als Kettenschaltung geschaltet, sondern ihre Eingänge liegen parallel. Auch die Ausgänge dieser Bandpässe liefern Analogsignale.

Die einzig zweckmäßige Form eines orthogonalen Netzwerkes, das an seinem Ausgange digitale Signale

liefert, ist eine digitale Verzögerungsleitung. Diese wird gebildet aus einer Reihe von parallelen Schieberegistern, deren Eingänge mit den den verschiedenen Digits entsprechenden Ausgängen eines Analog-Digital-Parallelwandlers verbunden sind. Die Ausgänge aufeinanderfolgender Stufen der Schieberegister liefern dabei die gewünschten orthogonalen Signale.

Erste Multiplikationsstufe

IO

Die als statistische Multiplikationseinrichtung beschriebene Multiplikationsstufe muß zwei sich schnell ändernde Signale miteinander multiplizieren können. Da jedoch ihr Ausgangssignal integriert wird, erhält man nicht sämtliche Momentanwerte des Produktes, sondern nur einen quantisierten Mittelwert. Hierzu kann auch vorteilhaft eine kombinierte Pulslängen- und Amplitudenmodulation eingesetzt werden.

Eine Abtastimpulsfolge wird dabei durch das eine Eingangssignal in der Pulshöhe und durch das andere Eingangssignal in der Pulsbreite moduliert. Der Flächeninhalt der so entstehenden Impulse ist proportional dem gewünschten Produkt, jedoch enthält der so gebildete Pulszug eine Reihe von Oberwellen, die in dem Produkt selbst nicht enthalten sind.

Dieses würde eine Rolle spielen, wenn eine solche Anordnung als Modulator eingesetzt würde, im vorliegenden Falle ist es aber infolge der nachfolgenden Integration nicht störend. Alle diese Multiplikationsstufen der einzelnen Netzwerkelemente haben einen Eingang gemeinsam. Da die Pulslängenmodulation aufwendiger wie die Amplitudenmodulation ist, wird sie zweckmäßigerweise außerhalb der einzelnen Netzwerkelemente vorgenommen und das längenmodulierte Signal den gemeinsamen Eingängen zugeführt, so daß innerhalb jedes Elementes nur die Amplitudenmodulation mit dem Ausgangssignal des orthogonalen Netzwerkes vorgenommen wird. Integrierte logarithmische Verstärkerbausteine sind bereits listenmäßig erhältlich. Es ergibt sich hieraus die Möglichkeit des Aufbaues einer auf dem Logarithmus beruhenden Multiplikationsstufe, bei der von jedem Eingangssignal der Logarithmus gebildet wird, diese Logarithmen dann addiert werden und von ihrer Summe dann wieder als Ausgangswert der numerische Wert gebildet wird. Solch eine Anordnung kann als einziger integrierter Baustein realisiert werden.

Die anläßlich der F i g. 5 beschriebene zweite Ausgangsmultiplikationsstufe kann auch als erste Multiplikationsstufe verwendet werden, wenn das orthogonale Netzwerk Ausgangswerte in digitaler Form liefert und dabei das Signal für den anderen Eingang in analoger Form zur Verfügung steht bzw. umgekehrt bei analogem Ausgangssignal des orthogonalen Netzwerkes und digitaler Form des anderen Eingangssignals durch entsprechende Umwandlung.

Wenn sowohl das orthogonale Netzwerk digitale Ausgangssignale liefert und auch das Signal für den anderen Eingang in digitaler Form zur Verfügung steht, können auch herkömmliche digitale Multiplikationseinrichtungen eingesetzt werden. Dieses ist aber verhältnismäßig aufwendig, wenn nicht allein nur wenige, bestimmende Digits miteinander multipliziert zu werden brauchen. In gewissen Fällen kann es ausreichen, wenn als Faktoren allein das hauptbestimmende Digit jedes Signals verwendet wird. In diesem Falle kann die Multiplikationsstufe aus einer exklusiven ODER-Schaltuni: bestehen, deren Eingängen das hauptbestimmende Digit, ζ. B. die Polarität der Signale, zugeführt wird.

Integrator

Wenn das Eingangssignal des Integrators digitale Form aufweist, muß ein übliches digitales Addierwerk eingesetzt werden. Wenn das Eingangssignal nur aus einem einzelnen binären Digit wie bei der statistischen Multiplikation oder der Multiplikation des hauptbestimmenden Digits besteht, kann hierfür ein Zweirichtungszähler oder ein Langzeitanalogintegrator (z. B. Miller-Integrator) verwendet werden. Bei analogem Eingangssignal muß immer ein Langzeit-Analog-Integrator eingesetzt werden.

Zweite (Ausgangs-)Multiplikationsstufe

Die Anforderungen an diese Multiplikationsstufe bestehen darin, daß durch sie das vom orthogonalen Netzwerk kommende Eingangssignal nicht verzerrt wird. Für das andere — vom Integrator kommende — Eingangssignal braucht nicht gefordert zu werden, daß es streng linear entsprechend seiner Größe einwirkt, sondern die durch dieses Signal bewirkte Änderung braucht nur stetig zu sein. Es braucht dabei auch nicht die Möglichkeit schneller Signaländerungen berücksichtigt zu werden. Das sind die gleichen Forderungen, die auch für die Pegelregelung gestellt sind und berücksichtigt werden müssen. Es kann also ein für die Pegelregelung vorgesehener Verstärker, wie man ihn z. B. bei der automatischen Pegelregelung einsetzt, verwendet werden, wenn man Vorsorge trifft für ein mögliches Auftreten von Multiplikationsfaktoren mit negativen Vorzeichen.

Für Analog-Computer sind photoelektrische Multiplikatoren erhältlich, die den an die zweite Multiplikationsstufe zu stellenden Anforderungen genügen. Diese weisen einen ersten Eingang für einen Frequenzbereich von O ... 20 kHz und einen zweiten Eingang für einen Frequenzbereich von 0 ... 100 Hz auf. Diese Multiplikatoren reichen also für Anwendungsfälle aus, bei denen das Signal die obere Frequenzgrenze von 20 kHz nicht übersteigt.

Andere Multiplikatoren benutzen Anordnungen, bei denen Widerstände in Abhängigkeit von der Temperatur oder der auffallenden Lichtintensität in ihrem Werte verändert werden. Auch diese Einrichtungen können als zweite Multiplikationsstufe verwendet werden, wenn die Steuerparameter, wie Temperatur, Licht usw. vom Integratorausgang beeinflußt werden. Allerdings sind sie für die Ausbildung als kleiner Baustein in einem selbstabgleichenden Netzwerkelement weniger geeignet.

Ausgangs-Additionsstufe

Bei vielen Anwendungsfällen kann die Additionsstufe mit der Multiplikationsstufe vereinigt werden. Anderenfalls kann sie durch einen Operationsverstärker realisiert werden.

Aufbau des selbstabgleichenden Filters
unter Einsatz weiterer konventioneller Bauelemente

Wenn auch die Konfiguration des selbstabgleichenden Filters sehr geeignet für eine Realisation mittels integrierter Schaltkreise ist, so sind doch keinerlei Vorurteile gegen einen Aufbau vorhanden, der integrierte Schaltkreise mehr oder weniger vermeidet. Für eine solche Einrichtung kann z. B. eine Ringverzögerungsleitung eingesetzt werden, um das Signal zu ver-

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zögern, wobei die hierbei erzielbare Gesamtverzögerung gleich der längsten gewünschten Verzögerung gewählt wird. In digitaler Form für jede Abtastperiode an den Eingang angelegte Abtastproben treten am Ausgang in rascher Folge nacheinander auf, und der Multiplikationsvorgang kann mit hoher Geschwindigkeit mittels nur zweier Multiplikationsstufen anstatt zweier je Filterstufe durchgeführt werden.

In F i g. 8 ist wieder x(t) das Eingangssignal des selbstabgleichenden Filters, x'(t) ist das Leitsignal. Beide Signale werden abgetastet und ihre Abtastwerte durch Analog-Digitalwandler 59 und 60 in digitale Form überführt. Hierbei können die Digitalsignale je nach der gewünschten Arbeitsgeschwindigkeit parallel- oder seriencodiert sein, die Konfiguration der F i g. 8 wird hierdurch nicht betroffen. In die Verzögerungsleitung 61 eingegebene digitale Abtastwerte zirkulieren in dieser dadurch, daß sie vom Ausgang auf den Eingang zurückgeführt werden. Wird ein neuer Abtastwert zur gleichen Zeit an den Eingang angelegt, bei dem am Ausgang ein älterer auftritt, so wird letzterer nicht zurückgeführt, sondern durch den neuen Abtastwert ersetzt. Auf diese Weise wird bei jeder Abtastperiode der Abtastwertzug in der Verzögerungsleitung aufgefrischt und läuft so nur unverändert während einer Abtastperiode um.

Wenn also vor der Auffrischung N Abtastwerte gespeichert wurden, wird diese Folge von N-Abtastwerten dem einen Eingang einer Multiplikationsstufe 62 in der Reihenfolge vom letzten bis zum ersten zugeführt. An dem anderen Multiplikationsstufeneingang wird der letzte Abtastwert des Fehlersignals während der ganzen Abtastperiode dauernd angelegt. Die Multiplikationsstufe ist so eine Hochgeschwindigkeitsmultiplikationseinrichtung, an deren Ausgänge nacheinander die Produkte der Abtastwerte mit dem Fehlersignal so auftreten, als wenn sie an den Ausgängen der vielen Multiplikationsstufen des vielstufigen selbsteinstellenden Filters nach F i g. 2 simultan auftreten würden.

In die zweite Verzögerungsleitung 63 werden nun die iV-Produkte eingegeben und zirkulieren durch Rückführung des Ausgangssignals auf den Eingang. Durch Einfügen einer Additionsstufe im Eingangskreis werden die rückgeführten Ausgangssignale zu den Eingangssignalen addiert.

An den Eingang der Multiplikationsstufe (64) wird nun an den einen Eingang die Folge von iV-Abtastwerten des Eingangssignals, wie sie der ersten Verzögerungsleitung (61) zugeführt werden, und an den anderen Eingang das Eingangssignal der zweiten Verzögerungsleitung (63) gelegt. Diese beiden Signale werden miteinander multipliziert und die Folge der Produkte wird in einem digitalen Speicher (65) addiert. Wenn die während einer Abtastperiode anfallenden Produkte addiert sind, wird ihre Summe in ein Ausgangs-Schieberegister (66) eingespeichert. All dieses geschieht, bevor die nächsten Abtastwerte von Eingangs- und Leitsignal eingegeben werden.

Aus der Differenz der im Ausgangs-Schieberegister eingespeicherten Werte und den Abtastwerten des Leitsignals wird das Fehlersignal ermittelt, während die in einem Digital-Analogwandler (67) dekodierte Folge der Speicherwerte nach Durchlaufen eines Tiefpasses das Ausgangssignal x"(t) bildet.

Die Art der bei dieser alternativen Anordnung vorgenommenen Signalverarbeitung stimmt mit einer entsprechenden vielstufigen Anordnung, bei der als orthogonalen Netzwerke Verzögerungsleitungen benutzt werden, überein, jedoch wird hier jeder Prozeß, wie Addition, Subtraktion und Multiplikation usw. durch eine einzige Einrichtung im Zeitmultiplex anstatt von mehreren Einrichtungen, und zwar einer je Stufe, im Wegemultiplex durchgeführt.

Diese Ausführungsart ist vorteilhaft für ein selbstabgleichendes Anpassungsnetzwerk, wenn die Signale nur einen genügend niedrigen Frequenzinhalt aufweisen, die Abtastgeschwindigkeit damit klein gegenüber der Arbeitsgeschwindigkeit der digitalen Kreise gewählt werden kann und wenn sich bei der vielstufigen Ausführung eine zu große Stufenzahl ergeben würde.

Bei dieser Variante bereitet alleinig die Realisation der Verzögerungsleitung gewisse Schwierigkeiten, wenn die Abtastperiode groß wird. Unter Annahme einer vorgegebenen festen Arbeitsgeschwindigkeit der digitalen Kreise, ist die mögliche Zahl der verzögert zu speichernde Abtastwerte bei fester Verzögerungszeit proportiopal der Länge der Abtastperiode, mit der das Signal abgetastet werden muß, und entsprechend muß bei fester Abtastperiode die Verzögerungszeit langer werden, um mehr Abtastwerte verzögert zu speichern. Mit im Handel erhältlichen akustischen Verzögerungsleitungen lassen sich etwa 1000 binäre Digits speichern. Wenn je eine Verzögerungsleitung für jedes Digit eines Parallel-Codes vorgesehen wird, kann ein selbstabgleichendes Filter damit aufgebaut werden, das in seinem Impulsübertragungsverhalten einem Vielstufenfilter mit 1000 Einzelstufen entspricht. Wenn nur zwei Verzögerungsleitungen eingesetzt werden und für die Codierung der Abtastwerte der Signale ein Seriencode mit 10 Digit verwendet wird, so entspricht das so aufgebaute selbstabgleichende Filter einem Vielstufenfilter mit 100 Stufen.'

Multiplikation nur der hauptwertigen Digits

Es ist für die erste Multiplikationsstufe bereits eine Anordnung beschrieben worden, bei der mittels einer exclusiven ODER-Schaltung nur als das hauptwertige Digit des Signals seine Polarität ausgewertet wird. Eine Verfeinerung dieser Methode besteht darin, ein Signal abzuleiten, bei dem nicht nur das Vorzeichen, sondern auch die Größenordnung der Amplitude mit dem wirklichen Produkt übereinstimmt. Es seien die Signale χ und y ausgedrückt durch ein Digit, das ihre Polarität bestimmt, und eine Anzahl von weiteren Digits, die ihre Amplitude kennzeichnen. Hierbei sei im Gegensatz zur üblichen Schreibweise eine negative Zahl als Komplement der gleichen positiven Zahl dargestellt, also + 7 = 00111; - 7= 11001. Mittels einer exclusiven ODER-Schaltung kann die Polarität des Produktes ζ aus der Polarität der Faktoren χ und y als ein Digit bestimmt werden, das dann an eine der Amplitude entsprechende binäre Stelle gesetzt wird, worin

r = m + η — 1

ist, worin m die Stelle des hauptkennzeichnenden Digits von .x und η die entsprechende von y ist. Als Beispiel diene

x=+ 00010110
y = - 00001011
ζ = - 000000011110010

19 20

Die Approximation ζ' von ζ hat dann negative klein, daß am Ausgang kein praktisch verwertbarer

Polarität und die Stellenzahl 8, also Effekt erzielt wird.

' _ _mnmnnn nrinin Für diese Entzerrer müßte am einspeisungsfernen

ζ - -uuuuuuuiinuuiu _{Ende der verzerrenden} übertragungsleitung sowohl

Diese Multiplikationsart wird so durchgeführt, daß, 5 unverzerrtes Eingangssignal als auch verzerrtes Auswie bereits beschrieben, mittels einer exklusiven gangssignal zur Verfugung stehen, wobei das unver-ODER-Schaltung die Polarität festgestellt und diese zerrte Eingangssignal im allgemeinen nicht zu erdazu benutzt wird, um die Zählrichtung in einem halten ist. Da aber über einen nicht ausgeglichenen Zähler festzulegen. Jedoch wird der Taktimpuls dabei Ubertragungskanal keine Datenübertragung erfolgen nicht auf die erste Stufe des Zählers, sondern ent- io kann, muß während der Abgleichszeit ein Pseudosprechend der Amplitude des Signals in die r-te Zufallssignal übertragen und das gleiche PseudoStufe eingespeichert. Zufallssignal auch örtlich erzeugt werden. Die beiden Der Einsatz von solchen selbstabgleichenden Netz- Zufallssignale sind zur Abtastzeit mittels einer übwerken zum Ausgleich zeitvarianter Kanäle für die liehen Phasendetektoranordnung phasensynchroniübertragung digitaler Signale ist bereits behandelt 15 siert. Während der übrigen Zeit braucht die Synchroworden. Wenn über eine Telephonleitung eine Daten- nisation nicht phasenstarr zu sein, da Phasenfehler übertragung mit hoher übertragungsgeschwindigkeit sich wie eine zusätzliche Verzögerungsleitung in der erfolgen soll, muß ein selbstabgleichender Entzerrer, Anordnung und wie eine zusätzliche Verzögerung im der bei jeden neuen Verbindungsaufbau der hierdurch Ausgangssignal auswirken. Diese Verzögerung würde bedingten Änderung der Ubertragungseigenschaften 20 aber das Einfügen einer unerwünschten zusätzlichen folgt, eingesetzt werden. Ähnlich muß aber auch ein Verzögerungsleitung zur Folge haben, was aber verEntzerrer selbstabgleichend sein, wenn sich die über- mieden werden kann. Bei einem hinreichend langen tragungseigenschaften eines fest zugeordneten Kanals Pseudo-Zufallssignal wird zu gewissen Zeiten die in mit der Zeit ändern. In Fig. 9 ist nun eine Anord- der Anordnung zur Verfügung stehende Verzögerungsnung dargestellt, in der gezeigt wird, wie ein selbstab- 25 zeit ausreichen, so daß das Filter mit der Einstellung gleichendes Anpassungsnetzwerk als Leitungsentzerrer beginnt, wobei die Integrationsglieder der höhereingesetzt wird. Abgesehen von der zwischen der zahligen Netzwerkelemente ihren Einstellwert 0 nicht Signalquelle x'(i) und der Vergleichseinrichtung 69 verändern. Dieses ist der Fall, da die Einstellung so liegenden Verzögerungsleitung 68 ist die Anordnung erfolgt, daß ft"(r) ein gewisser Teil einer mit der konfigurationsgleich der in F i g. 1 dargestellten An- 30 Länge des Pseudo-Zufallssignals periodischen Wiederordnung. Als Leitsignal dient das in der Verzögerungs- holung von ft'(τ) ist. Wenn dabei die Phase des leitung 68 verzögerte Kanaleingangssignal. Als lineares Pseudo-Zufallssignals verändert wird, kann dabei Netzwerk A—B der F i g. 1 dient der Ubertragungs- auch die für eine optimale Ausnutzung der vorkanal selbst. Der Ausgang des selbstabgleichenden handenen Netzwerkverzögerungen benötigte Phase Filters ist der gewünschte Entzerrerausgang. Für die 35 eingestellt werden.

folgenden Betrachtungen sei berücksichtigt, daß die Ein solcher selbstabgleichender Entzerrer wird orthogonalen Netzwerke des selbstabgleichenden An- also mittels eines selbstabgleichenden Anpassungspassungsnetzwerkes selbst eine gewisse Verzögerung netzwerkes und Pseudozufallsgeneratoren aufgebaut, aufweisen. Hierbei wird der Eingang des zu entzerrenden Kanals Der zu entzerrende Ubertragungskanal habe ein 40 mit dem Ausgangssignal des ersten Pseudozufalls-Impulsübertragungsverhalten ft" (τ) und der Signal- generators beaufschlagt. Das Ausgangssignal des Überfluß erfolge von x'(6) nach χ (i). Es ist also tragungskanals wird dem Eingang des selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerkes zugeführt, dessen

V⁰ Ausgang das entzerrte Signal liefert. Das Leitsignal

x(t) = I x'(t — τ) · /j"(t) · άτ (36) 45 wird von einem zweiten Pseudo-Zufallsgenerator

-*co ähnlich dem ersten geliefert, dessen Ausgangsphase

j sich relativ zu dem Ausgang des ersten einstellen

läßt, damit die in dem selbstabgleichenden Anpassungs-

⁺/.^κ netzwerk selbst zur Verfügung stehenden Verzögerun-

x'(t) = I x(f — τ) · Λ'(τ) · di. (37) 50 gen optimal ausgenutzt werden können. Bei fest zu-

Ao geordneten und nur langsam zeitvarianten Uber-

tragungsleitungen oder in zwar vermittlungstechnisch

Ohne Einfügen einer Verzögerung T_ä ist es nicht aufgebauten, aber sich, in ihren Ubertragungseigen-

möglich x"(f) gleich x(f) zu machen. Also schäften dabei nicht sehr verändernden Leitungen

/*\ _ '(t—T\— "lt\ Π8Ϊ ⁵⁵ *"** ^{eme verz}°gerte Version des an dem Leitungs-

y\) — x y d) Xy)- (I eingang anliegenden Signals am Ausgang des De-

Es sei angenommen, daß durch Einfügen einer ge- tektors 72 (F i g. 10) auf. Dieses macht es möglich,

wissen Verzögerung zwischen x'(t) und der Ver- das selbstabgleichende Anpassungsnetzwerk als selbst-

gleichseinrichtung69 ein Impulsübertragungsverhalten abgleichenden Entzerrer einzusetzen, ohne daß ein

60 besonderes Pseudozufallssignal über den übertraft'^) ψ 0 (39) gungskanal übertragen werden muß.

Das Ausgangssignal des Detektors 72 dient als

für T₁^t 5Ξ r₂ und endliche Werte von T₁ und T₂ Leitsignal für das selbstabgleichende Anpassungsnetzerzielt werden kann. werk. Da das Kanaleingangssignal bis dahin den Für einen vollständigen Leitungsausgleich müßte 65 Ubertragungskanal 73, das Anpassungsnetzwerk 74 allerdings nun T₁ = — 00 und T₂ = + x> sein, da τ und den Detektor 72 durchlaufen muß, ist das Ausbei Signalen mit Zufallsverteilung beliebige Werte an- gangssignal des Detektors 72 gegenüber dem Kanalnehmen kann. Liegt T₁ und T₂ nahe bei r, ist /ι'(τ) so eingangssignal um eine Zeit T₀ zeitverzögert. Wenn

die Verzögerungszeit T₀ die gewünschte Zeitverzögerung T_d des Leitsignals übersteigt, muß auch das zum Korrelatorteil 75 des selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerks führende Signal T₀ — T_d verzögert werden. Die Anordnung nach Fig. 10 unterscheidet sich also gegenüber den vorher beschriebenen durch das Einfügen dieser Verzögerungsleitungen 76 und 77.

Da nun das Eingangssignal für das orthogonale Netzwerk des Korrelatorteiles verzögert ist, das für das Anpaßfilter dagegen nicht, kann nicht mehr wie in F i g. 2 dargestellt, die gleiche Kette orthogonaler Netzwerke für beide Teile verwendet werden. Wenn allerdings das orthonale Netzwerk aus Verzögerungsleitungen besteht, können Teile der Verzögerungsleitungen für Korrelator- und Anpaßfilterteil gemeinsam benutzt werden, allerdings sind dann korrespondierende erste und zweite Multiplikationsstufen nicht mehr wie bisher mit dem gleichen Verzögerungsleitungsabgriff verbunden.

Bei der in F i g. 10 beschriebenen Anwendung eines selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerks für einen selbstabgleichenden Entzerrer ist der Ubertragungskanalausgang unverzögert mit dem Eingang der orthogonalen Netzwerkkette des Anpassungsnetzwerks und verzögert mit dem Eingang der orthogonalen Netzwerkkette des Korrelators verbunden. Der Ausgang des Anpaßsungsnetzwerks liegt am Eingang des Detektors, dessen Ausgang das gewünschte Signal in digitaler Form liefert, das außerdem das eine Eingangssignal des Komparators ist, als dessen anderes Eingangssignal das verzögerte Ausgangssignal des Anpassungsnetzwerks dient.

Wenn die Anpassung einmal erfolgt ist und die Datenübertragung begonnen hat, können zeitlich langsame Änderungen der Ubertragungseigenschaften auftreten. Dieses kann zugelassen werden, da der Ausgang des Detektors eine Nachbildung der originalen Eingangssignale mit vernachlässigbaren Fehler jedoch einer zusätzlichen Verzögerung liefert.

Bei stark mit Geräuschen behafteten Ubertragungskanälen ist eine Vorverzerrung des Netzsignals vorteilhaft.

Wenn das auf der Empfangsseite des Ubertragungskanals anstehende Störgeräusch gleichmäßige Spektralverteilung über das Ubertragungsband aufweist, wird zweckmäßig das Netzsignal auf der Sendeseite bereits so vorverzerrt, daß es auf der Empfangsseite der übertragungsleitung entzerrt, also ohne frequenzabhängige Veränderung seines Spektralinhalts ankommt. Wenn der Netzkanal in beiden Ubertragungseinrichtungen gleiche Ubertragungseigenschaften aufweist, läßt sich dieses leicht durchführen. Hierzu wird auf der Sendeseite zwischen Signalquelle und Übertragungsleitung das selbstabgleichende Anpassungsnetzwerk geschaltet. Das Pseudo-Zufallssignal der Empfangsseite wird auf dem der übertragungsrichtung entgegengesetzt gerichteten Weg zur Sendeseite übertragen und so das Netzsignal entsprechend den Eigenschaften des Ubertragungsweges vorverzerrt.

Hierzu 9 Blatt Zeichnungen

Claims (14)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur selbsttätigen frequenzabhängigen Leitungs- und/oder Echoentzerrung von Ubertragungsleitungen der Nachrichtentechnik, dadurch gekennzeichnet, daß mittels eines Korrektors durch Kreuzkorrelation aus Eingangs- und Ausgangssignal der zu entzerrenden Leitung sowie aus dem Ausgangssignal eines zur Entzerrung eingesetzten, in seinen Eigenschaften elektrisch einstellbaren orthogonalen Anpassungsnetzwerkes die Korrelationskoeffizienten ermittelt und mit diesen das Anpassungsnetzwerk eingestellt wird, wobei das entzerrte Signal dem Ausgange des Anpassungsnetzwerkes entnommen wird.

2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in einem Korrelator (1), bestehend aus einer ersten Kettenschaltung orthogonaler Netzwerke (4) und mit den Ausgängen jedes Kettengliedes (4) verbundener erster Eingänge erster Multiplikationsstufen (5) und diesen nachgeschalteter Integrationsstufen (7), die Korrelationskoeffizienten durch Kreuzkorrelation aus dem Eingangssignal [x(i)] und einem Fehlersignal [y (t)] abgeleitet werden, daß diese Korrelationskoeffizienten zur Einstellung eines Anpassungsnetzwerkes (2), bestehend aus einer zweiten Kettenschaltung orthogonaler Netzwerke (8) und mit den Ausgängen jeden Kettengliedes (8) verbundener erster Eingänge zweiter Multiplikationsstufen (10) und diesen nachgeschalteten Additionsstufen (11), dadurch verwendet werden, daß sie den zweiten Eingängen der zweiten Multiplikationsstufen (10) zugeführt werden, daß ferner dem Ausgange einer aus den Additionsstufen (11) gebildeten Kettenschaltung das Ausgangssignal [x" (t)] entnommen. wird, wobei gleichzeitig aus diesem Ausgangssignal [x" (r)] und einem aus dem Ausgangssignal der übertragungsleitung abgeleiteten Leitsignal [x' (t)] in einer Differenzstufe (12) das Fehlersignal [y (r)] abgeleitet und dieses den zweiten Eingängen der ersten Multiplikationsstufen (5) simultan zugeführt wird (Fig. 1).

3. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für den Korrelator und das Anpassungsnetzwerk eine Kettenschaltung orthogonaler Netzwerke (17) gemeinsam verwendet werden, daß das Ausgangssignal der Kettenglieder (13) den ersten Eingängen der ersten und zweiten Multiplikationsstufen (14 bzw. 15) zugeführt wird, während an den zweiten Eingängen der ersten Multiplikationsstufen das Fehlersignal [y (i)] simultan anliegt, und dem zweiten Eingang der zweiten Multiplikationsstufen (15) das Ausgangssignal der ersten Multiplikationsstufe (14) nach Durchlaufen einer Integrationsstufe (16) zugeführt wird, daß die Ausgangssignale der zweiten Multiplikationsstufen (15) mittels einer Kette von Additionsschaltungen addiert das Ausgangssignal des Entzerrers bilden, aus dem zusammen mit dem Leitsignal [x' (f)] in einer Differenzstufe das Fehlersignai [y (r)] für den Korrelator gebildet wird (F i g. 2).

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal [y (i)] durch Differenzbildung zwischen dem Ausgangssignal [x" (t)] des selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerkes (70) und dem nach Verzögerung in einer Verzögerungsleitung (68) aus den Eingangssignal [x'(r)] abgeleiteten Leitsignal [x'(i—TJ] gewonnen wird (F i g. 9).

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl das dem Korrelatoreingang zugeführte Signal x{t) in einer ersten Verzögerungsleitung (76) als auch das dem Komparator^) zugeführte Ausgangssignal [x"(i)] in einer zweiten Verzögerungsleitung (77) um den Betrag T₀—T_d verzögert wird, daß das Fehlersignal Iy (i—T₀)] aus dem verzögerten Ausgangssignal [χ" (ί—T₀+TJ] und dem durch einen Detektor (72) aus dem Ausgangssignal [x" (r)] abgeleiteten Leitsignal [x (i—T₀)] gewonnen wird (F i g. 10).

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß als orthogonale Netzwerke Laguerre-Netzwerke eingesetzt werden.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß als orthogonale Netzwerke mit Operationsverstärkern aufgebaute _: Netzwerke mit Allpaßverhalten des Phasenganges. verwendet werden.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß als orthogonale Netzwerke Verzögerungsleitungen eingesetzt werden.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 öder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Baustufen der Anordnung wie orthogonale Kettenglieder, Multiplikations- und Integrationsstufen usw. in der Technik der integrierten Schaltkreise realisiert sind.

10. Verfahren nach Anspruch 1 in Verbindung mit einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei übertragung von Analogsignalen und Verwendung digital arbeitender Bausteine in dem als Entzerrer eingesetzten selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerk Analog-Digitalwandler (59,60) und Digital-Analog-Wandler (67) zum Umwandeln des analogen Signals in die digitale Form und ihre Rückumwandlung eingesetzt werden (F i g. 8).

11. Verfahren nach Anspruch 1 in Verbindung ■>' mit einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei Übertragung von digitalen Signalen und Verwendung analog arbeitender Bausteine in dem als Entzerrer eingesetzten selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerk Digital-Analog-Wandler und Analog-Digital-Wandler zum Umwandeln der digitalen Signale in ihre analoge Form und ihre Rückumwandlung eingesetzt werden.

12. Verfahren nach Anspruch 1 in Verbindung *" mit einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zum schnellen Ausgleich vermittlungstechnisch zusammengeschalteter Teilnehmerleitungen für eine schnelle Datenübertragung sendeseitig über den Kanal ein erstes Pseudozufallssignal eingespeist wird, das mit einem empfangsseitig erzeugten zweiten Pseudozufallssignal korreliert zur schnellen Einstellung des Entzerrers dient.

13. Verfahren nach Anspruch 1 in Verbindung mit einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei stark geräusch-

behafteten Ubertragungskanälen der Ausgleich als Vorverzerrung bereits sendeseitig erfolgt.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß bei Vorhandensein zweier entgegengesetzt gerichteter, gleichartiger Ubertragungskanäle zum schnellen Ausgleich vermittlungstechnisch zusammengeschalteter Teilnehmerleitung für eine schnelle Datenübertragung nur empfangsseitig ein Pseudozufallssignal erzeugt, zur Sendeseite rückübertragen wird und dort zur Einstellung des als Vorverzerrer eingesetzten selbstabgleichenden Anpassungsnetzwerkes dient.