DE2249722A1

DE2249722A1 - Filter fuer zweiwertige impulssignale

Info

Publication number: DE2249722A1
Application number: DE2249722A
Authority: DE
Inventors: Petrus Josephus Van Gerwen
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1971-10-16
Filing date: 1972-10-11
Publication date: 1973-04-19
Also published as: GB1412010A; DE2249722C3; CH555113A; AT318000B; JPS5335423B2; DE2249722B2; FR2157511A5; AU4781372A; JPS4848047A; BE790160A; DK131256C; SE379611B; AU473602B2; NL7114263A; IT975250B; CA975437A; DK131256B; US3801934A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Filter für zweiwertige Impulssignale, die einer durch einen Taktimpulsgenerator gesteuerten gesonderten Signalquelle entnommen werden, welches Filter ein an die Signalquelle angeschlossenes Schieberegister mit einer Anzahl von Schieberegisterelementen enthält, deren Inhalt durch einen an das Schieberegister angeschlossenen Schiebeimpulsgenerator mit einer Schiebefrequenz gleich einem Vielfachen der Taktfrequenz verschoben wird, wobei die Schieberegisterelemente über Wägungsnetzwerke an ein Zusammen— fügungsnetzwerk angeschlossen sind, z.B..zur Anwendung für Impulskodemodulation, synchrone Telegraphie u.dgl. Hierbei können die liägungsne tzwerke als Dämpfungswider-

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stände, Verstärker, geschaltete Stromquellen u.dgl. ausgebildet werden.

Wie bereits in der deutschen Auslege schrift 1.275-589 erläutert, ist ein derartiges Filter besonders geeignet für Impulsübertragung, da beliebige Amplituden-Frequenz-Kurven mit linearen Phasen-Frequenz-Kurve in guter Annäherung erhalten werden können, und auch bei Änderung der Taktfrequenz die Grenzfrequenz des Filters unter Beibehaltung der Form der übertragungsfunktion der Taktfrequenz folgt. Weiter enthält ein derartiges Filter keine reaktiven Kom- * ponenten, so dass dieses Filter nur aus Widerständen und aktiven Elementen aufgebaut ist, was insbesondere bei der Integration solcher Filter in einem Halbleiterkörper von besonderem Vorteil ist. Die Annäherung einer gewünschten Übertragungsfunktion wird dabei um so besser, je grosser die Anzahl N der Schieberegisterelemente und zugehörigen Wägungsnetzwerke gewählt wird. So zeigen z.B. die Fig. 5 und 6 der oben erwähnten Auslegeschrift eine für ein Tiefpassfilter gewünschte cosinusförmige Amplituden-Frequenz-Kurve und die Näherung für N= '\k bzw. N = 2k. Es ist ersichtlich, dass die Abweichung der Näherung durch diese Vergrösserung von N am wenigsten bei der Grenz frequenz vermindert wird und zwar wird die entsprechende Dämpfung bei der Grenzfrequenz nur vom Wert l<) dB für N= I k auf einen Wert 2k dB für N = '2k erhöht, wie angegeben Ln Fig. 7- Wird jedoch bei der Grenz frequenz eine sehr hohe Dämpfung von '»0 dB oder mehr verlangt, z.B. für die zu-

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sätzliche Übertragung eines Pilotsignals, dann ist dazu eine übermässig hohe Anzahl von z.B. I50 bis 200 Schieberegisterelementen und zugehörigen Wägungsnetzwerken erforderlich, so dass sich die Integration in einem Halbleiterkörper des Filters kaum noch verwirklichen lässt.

Die Erfindung bezweckt, eine neue Art des eingangs erwähnten Filters zu schaffen, wobei sich unter Beibehaltung aller vorteilhaften Eigenschaften mit nur einer relativ geringen Anzahl von Schieberegisterelementen und zugehörigen Wägungsnetzwerken dennoch exakte Nullstellen der Amplituden-Frequenz-Kurve verwirklichen lassen.

Das erfindungsgemasse Filter weist das Kennzeichen auf, dass von den aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen eine- erste Gruppe von k aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen mit einem ersten Satz von Wägungsnetzwerken zxir Bildung einer ersten das Impuls Spektrum in seiner Bandbreite begrenzenden Übertragungsfunktion H(LO ) verbunden ist, und weiter mindestens eine zweite Gruppe von k aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen mit einem zweiten Satz von Wägungsnetzwerken zur Bildung einer der ersten gleichförmigen zweiten Übertragungsfunktion
D.H( £/? ) verbunden ist, wobei D eine Konstante ist und
wobei jeweils einander entsprechende Wägungsnetzwerke der verschiedenen Sätze in einem Abstand von V Schieberegisterelementen von einander entfernt sind, wobei die Ausgangssignale der Wägungsnetzwerke der verschiedenen Sätze in dem Zusammenfügungsnetzwerk zusammengefügt werden um an

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-h- PHN. 5856 ι

I geeigneten Stellen im Ubertragungsband Komponenten des

Impulsspektrums zu unterdrücken. <

l Die Erfindung und ihre Vorteile werden nun an Hand ^

der Figuren näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein bekanntes Filter, wie beschrieben in der oben erwähnten Auslegeschrift,

Flg. 2 einige Amplitude-Frequenz-Kurven,

Fig. 3 die entsprechenden Dämpfung—»Frequenz-Kurven zur Erläuterung des Filters nach Fig. 1,

Fig. k ein erfindungsgemässes Filter,

Fig. 5 und 6 einige Amplitude-Frequenz-Kurven zur Erläuterung des Filtere nach Fig. 4,

Fig. 7 eine Abwandlung des in Fig. h dargestellten erfindungsgemässen Filters,

Fig. β und 9 einige Amplitude-Frequenz-Kurven zur Erläuterung dee Filters nach Fig. 7.

Fig. 10 eine Abwandlung der in Fig. 7 dargestellten Filtere für analoge Signale.

Das bekannte Filter in Fig. 1 ist für zweiwertige Impulssignale, die einer Signalquelle 1 entnommen werden, eingerichtet, wobei die Signalquelle t durch einen Taktimpulsgenerator 2 mit einer Taktfrequenz f_ von z.B. 2 kHz synchronisiert wird, was einer Taktperiode T von 0,5 rast, ' . entspricht.

Wie in der kben erwähnten Auslegeschrift angegeben, enthält das Filter ein an die Signalquelle 1 angeschlossenes ' Schieberegister 3 mit einer Anzahl von z.B. 20 Schiebere- '

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-5- PHN. 5856

gisterelementen S₁ — S_p , deren Inhalt durch einen an das Schieberegister J angeschlossenen Schiebeimpulsgenerator h mit einer Schiebefrequenz f gleich einem Vielfachen der Taktfrequenz f_ verschoben wird, wobei die Schieberegisterelemente S - S über Wägungsnetzwerke W₁ - W₂₁ an ein Zusammenfügungsnetzwerk 5 angeschlossen sind. Das Schieberegister 3 wird z.B. durch einen Anzahl bistabiler Kippschaltungen, und der Schiebeimpulsgenerator h wird durch einen astabilen Multivibrator gebildet. Dieser-astabile Multivibrator wird durch den Taktimpulsgenerator 2 synchronisiert und liefert Schiebeimpulse mit einer Schiebeperiode s von z.B. O_f1 ms, was einer Schiebefrequenz f_s = 1/s = 5 f_T entspricht.

Eine gewünschte Übertragungsfunktion G ( LC?) wird nun bei dieser Schiebeperiode s durch geeignete Bemessung der respektiven Wägungskoeffizienten C _1O, C , .»..., C , C, C , ...., C , C_ der Wägungsnetzwerke W₁,

W₁₂,... , W₂₀, W₂₁ erzielt. In

der obenerwähnten Auslegeschrift wurde auf mathematischem Wege nachgewiesen, dass mit N Schieberegisterelementen und mit Wägungsnetzwerken von denen ausgehend von den Enden des Schieberegisters 3 zu seiner Mitte, je zwei einander gleich sind und deren Wägungskoeffizienten C der Beziehung:

C_ = C mit p= 1, 2, . , N/2 ( 1)

entsprechen, eine übertragungsfunktion erhalten wird, deren Amplitude-Frequenz-Kurve G( UP ) die Form:

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N/2

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224972?

G(Uj) = C_o + 2- 2Ccoe(p«i₈) (2)

ρ= 1

aufweist und deren Phase-Frequenz-Kurve 0(t*/ ) einen genau linearen Verlauf nach:

*H *V ) = -(N IV s)/2 (3)

hat. Die Amplitude-Frequenz-Kurve bildet also eine in Cosinus-Tennen entwickelte Fourier-Reihe, deren Periodizität Λ durch:

JIs = 2 tf (k)

gegeben ist. Zur Erzielung einer gewünschten Amplitude— Frequenz-Kurve G (^O ) können die Koeffizienten C in der Fourier-Reihe mit Hilfe der Beziehung:

C = (1/-Λ- ) . C G ( to ).cos(p Lü a).d LO (5)

ο
bestimmt werden. Die Form der Amplitude-Frequenz-Kurve ist dass völlig bestimmt, aber das periodische Verhalten der Fourier-Reihe hat zur Folge, dass die gewünschte Amplitude-Frequenz-Kurve $ich mit einer Periodizität-i*. im Frequenzspektrum wiederholt, so dass zusätzliche Durchlassbereiche des Filters gebildet werden. Für die Praxis sind diese zusätzliche Durchlassbereiche nicht störend, weil bei genügend hohem Wert der PeriodizitätJi- und somit nach Formel (h) bei genügend kleinem Wert der Schiebeperiode s der Frequenzabstand zwischen dem gewünschten und dem nächstfolgendem zusätzlichen Durchlassbereich genügend gross ist, um die zusätzlichen Durchlassbereiche mittels eines einfachen Sperrfilters 6 am Ausgang des Suzam— menfügungsnetzwerkes 5 unterdrücken zu können, ohne dass dabei die Anplitude-Freqiieiiz—Kurve

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und die lineare Phase-Frequenz-Kürve im gewünschten Durchlassbereich merklich beeinflusst werden. Das Sperrfilter 6 wird z.B. durch einen Tiefpass gebildet, der aus einem Kondensator und einem Widerstand besteht.

Der Anwendungsbereich wird wesentlich dadurch vergrössert, dass den Schieberegisterelementen auch die invertierten Impulssignale entnommen werden» welche bei Ausbildung der Schieberegisterelemente als bistabile Kippschaltungen nebst den Impulssignalen an den Ausgängen der Kippschaltungen auftreten* Dadurch können negative Koeffizienten C in der Fourier-Reihe erzielt werden. Weiter kann dadurch eine Amplitude-Frequenz<-Kurve <*( IO ) in Form einer in Sinustennen entwickelten Fouitier-Reihe bei einer linearen Phase-Frequenz-Kurve erhalten werden. Zu diesem Zweck sind die Wägungsnetzwerke wieder, ausgehend von den Enden des Schieberegisters 3 zu seiner Mitte, je zwei einander gleich gemacht, aber das mittlere Wägungsnetzwerk W₁₁ hat jetzt einen Wägungskoeffizient C_q gleich Null und den diesem Wägungsnetzwerk W₁₁ folgenden Wägungsnetzwerken W₁₂ - W__? wird das invertierte Impulssignal zugeführt, so dass bei N Schieberegisterelementen die Wägungskoeffizienten C der Beziehung

C_ = -C mit ρ = 1_t 2,....... N/2 (6)

entsprechen. Für die Übertragungsfunktion gilt dann:

N/2
ei ü> ) .=- j£ 2C sin(p UJf s)

P=1
0(U?) = -(N u>s)/2 +

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Die lineare Phase-Frequenz-Kurve 0( LO ) nach Formel (7) weist somit eine Phasenverschiebung "SC/2 in bezug auf 0( U? ) nach Formel (3) auf. Die Koeffizienten C in der Fourier-Reihe lassen sich jetzt aus der Beziehung:

C = (1/JL). J G_Q(to ).sin(pw s).dtü (8)

ermitteln.

Durch geeignete Vahl der Koeffizienten der Wägungsnetzwerke kann auf diese Veise jede beliebige Amplitude-Frequenz-Kurve mit einer linearen Phase-Frequenz-Kurve erzielt werden. Ausser Ubertragungsfuktionen mit einer linearen Phase-Frequenz-Kurve können mit dem Filter nach Fig. 1 auch Ubertragungsfunktionen erzielt werden, deren Phase-Frequenz-Kurve keinen linearen Verlauf aufweist. Dazu wird die Cosinus-Reihe nach Formel (2) für den reellen Teil und die Sinus-Reihe nach Formel (7) für den imaginären Teil dieser Übertragungsfunktion verwendet, wobei die Wägungskoeffizient jedes Wägungsnetzwerkes durch die algebraische Summe des betreffenden Koeffizienten C nach Formel (5) und des betreffenden Koeffizienten C nach Formel (8)

P ^v '

gebildet wird.

Nun wird an Hand der vorhergehenden Betrachtungen auf die Bauweise eines Tiefpassfilters mit linearer Phase-Frequenz-Kurve für die bereits erwähnten Impulssignale mit einer Taktfrequenz f = 1/T eingegangen, wobei die Amplitude-Frequenz-Kurve einen sinusförmigen Verlauf bis zur halben Taktfrequenz f = 1/2T aufweist und alle Frequenzkomponenten oberhalb der Frequenz f unterdrückt. Diese Amplitude-

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Fre.quenz-Kurve ist in Fig. 2 durch, die gestrichelte Kurve a angegeben und kann mathematisch geschrieben werden als

wobei iO die der halben Taktfrequenz f entsprechende Kreisfrequenz ist mit IO - 2 Ή" f = ^/Τ*

ο ο

Entsprechend der vorhergehenden Erläuterung kann zur •terwirklichung von G ( Uf ) nach Formel (9) die in Sinustermen entwickelte Fourier-Reihe nach Formel (7) verwendet werden, deren Koeffizienten C durch Einsetzen der Formel (9) in die Formel (8) erhalten werden. Um dafür zu sorgen, dass der Frequenzabstand zwischen dem gewünschten und dem nächstfolgenden zusätzlichen Durchlassbereich einen genügend grossen Wert hat, soll das verhältnis zwischen der Grenzfrequenz U) des Filters und der Periodizität SL genügend gross gemacht werden, z.B. LO^/SL = I/10. Mit diesem Verhältnis sind die Koeffizienten C und somit die Wägungsnetzwerke W₁-W^₁

ganz bestimmt, insbesondere findet man für diese Koeffizienten C die Werte
P

ρ " JW

Unter Benutzung der erwähnten Bedingung J^ /SL = I/IO, der Beziehung nach Formel (4) : Λ· s = 2λ und der Beziehung to _o = 3t"/T, wird für die Schiebeperiode s des Schieberegisters 3 die Beziehung s = T/5 gefunden. Das bedeutet also, dass der an den Taktimpulsgenerator 2 angeschlossene Schiebeimpulsgenerator k als ein Frequenzvervielfacher mit

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einem Vervielfachungsfaktor gleich 5 wirken soll.

Mit Hilfe der errechneten Werte der Wägungskoeffizienten C und des Wertes der Schiebeperiode s kann die Amplitude-Frequenz-Kurve g(LO ) entsprechend der Fourier-Reihe nach Formel (7) mit N/2 Sinustermen festgelegt werden. Im angegebenen Ausführungsbeispiel ist N/2 = 10 und die so erhaltene Näherung der gewünschten Amplitude-Frequenz-Kurve a ist in Fig. 2 durch die Kurve b dargestellt. Wird nun die Anzahl N/2 der Sinustermen in der Fourier-Reihe(7) vergrössert zu 20, das bedeutet also eine Vergrösserung der Anzahlen N und (n+1) von Schieberegisterelementen bzw. Wägungsnetzwerken von den Werten 20 bzw. 2 1 zu den Werten 4o bzw. Η~\, dann wird die durch Kurve c in Fig. 2 darget stellte Näherung der gewünschten Kurve a erhalten.

Der Einfluss der Vergrösserung der Anzahl N/2 der Termen in der Fourier-Reihe(7) wird noch deutlicher gezeigt in Fig. 31 wobei die den Amplitude-Frequenz-Kurven a, b, c In Fig. 2 entsprechenden Dämpfung->Frequenz-Kurven d, e, f mit Hilfe der Beziehung -20 log G( UJ ) in dB gemessen dargestellt sind. Aus Fig. 3 geht hervor, dass durch die Vergrösserung von N sowohl eine bessere Annäherung an die gewünschte Dämpfung-Frequenz-Kurve d im Durchlassbereich M·* % CO als auch eine Erhöhung der minimalen Dämpfung im Sperrbereich Us "^ UJ erhalten wird. Es ist jedoch ebenfalls ersichtlich, dass die Abweichung der Näherung durch die Vergrösserung von N am wenigsten bei der Grenzfrequenz UD herabgesetzt wird. So hat die Dämpfung

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bei der Grenzfrequenz Lü für N = 20 den Wert 15 dB (vergl. Kurve e in Fig. 3) und für N = 40 den nur um 6 dB höheren Wert 21 dB (vergl. Kurve f in Fig. 3).

Wird aber gerade bei dieser Grenzfrequenz (Λ? eine sehr hohe Dämpfung von ko dB oder mehr verlangt, um a.B'. neben den ImpulsSignalen ein Pilotsignal ohne merkliche Beeinflussung durch die Impulssignale übertragen zu können, dann ist dazu eine besonders hohe Anzahl von z.B. 150 bis 200 Termen in der Fourier-Reihe (7) erforderlich. Das bedeutet also, dass das Filter eine Anzahl von 300 bis 400 Schieberegisterelementen und zugehörigen Wägungsnetzwerken enthalten soll, welche sehr hohe Anzahl einer Integration in einem Halbleiterkörper des Filters in der Praxis im Wege steht. Einerseits können dann die Toleranzen in den Abmessungen bei der wegen dieser hohen Anzahl zwangsläufig grossen Fläche des Substrates nicht mehr eingehalten werden, andererseits werden die gegenseitigen Verhältnisse der Wägungskoeffizienten bei dieser hohen Anzahl so gross, dass die Wägungsnetwerke nicht mehr mit der erforderlichen Genauigkeit verwirklicht werden können.

Unter Aufrechterhaltung aller im vorstehenden erwähnten vorteilhaften Eigenschaften werden bei dem in Fig. ^4 gezeigten Filter nach der Erfindung trotz einer relativ geringen Anzahl von Schieberegisterelementen und zugehörigen Wägungsnetzwerken exakte Nullstellen der Amplitude-Frequenz-Kurve verwirklicht.

Zu diesem Zweck ist in dem erfindungsgemässen Filter

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nach Fig, k von den N aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen S-S eine erste Gruppe von k aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen S₁-S, mit einen ersten Satz 7 von Wägungsnetzwerkeri W'-W' ₁ zur Bildung einer ersten das ImpulsSpektrum in seiner Bandbreite begrenzenden Übertragungsfunktion H( Io ) verbunden, und weiter mindestens eine zweite Gruppe von k aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen S ₁ - S mit einem zweiten Satz 8 von Wägungswerken W"_w - W .. zur Bildung einer der ersten

XN ■"■ J£. T^- I JN "T^- I

gleichförmigen zweiten Übertragungsfunktion D.Hi Uf ) verbunden, wobei D eine Konstante ist und Wobei jeweils einander entsprechende Wägungsnetzwerke W¹ , V , ₁; W· ,

¥"_N___{k 2}; ; V'_k+-|, W"_{N 1} der verschiedenen SStze 7,

in einem Abstand von V Schieberegisterelementen voneinander entfernt sind, wobei die Ausgangssignale der Wägungsnetzwerke ¥' - W' _Λ und W" , - W" , der verschiedenen 1 k+1 N-k+1 N+1

Sätze 7t 8 in dem Zusammenfügungsnetzwerk 5 zusammengefügt werden um an geeigneten Stellen im Übertragungsband Komponenten des Impulsspektrums zu unterdrücken.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Filters in Fig.k wird als erstes Beispiel zugenommmeri, dass die Konstante D den Wert 1 hat, d.h. dass die beiden Sätze 7_f 8 Wägungsnetzwerke W₁ - W'_k bzw. W" - W" zur Bildung einer selben Übertragungsfunktion H( LO ) benutzt werden. Weiter wird angenommen, dass die Ausgangssignale des zweiten Satzes 8 von Wägungsnetzwerken W" - W"

JN ·"· JtHp I IH "T^- ι

in dem Zusammenfügungsnetzwerk 5 von den Ausgangssignalen

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des ersten Satzes 7 von Wägungsnetzwerken W> - W subtrahiert werden. Die auf diese Weise erzielte Gesamtübertragungsfunktion F( UD ) des Filters ist somit zusammengesetzt aus der mit Hilfe des ersten Satzes 7 "von Wägungsnetzwerken W' .. - W¹ erhaltenen Übertragungsfunktion H( CQ ) und der mit Hilfe des zweiten Satzes 8 von Wägungsnetzwerken W" ₁ - W" ₁ erhaltenen Übertragungsfunktion: '

e-J ^ωγ3Μω ) (11)

— i IO Vs

wobei der Faktor e die durch V Schieberegisterelemente S₁ - S , bei einer Schiebeperiode s herbeigeführte konstante Verzögerung Vs der dem Filter zugeführten Impulssignale andeutet (in Fig. k ist ja V = N-k). Durch die Subtraktion in dem Zusammenfügungsnetzwerk 5 wird dann für F( UP ) die Beziehung:

F( O> ) = H( tu ) - H( U? ) .e"^d ^ ^VS (12)

erhalten. Wird nun diese konstante Verzögerung Vs gleich einem ganzen Vielfachen der Taktperiode T z.B. gleich 2T gemacht, dann kann für F(Lu ) geschrieben werden:

F(io ) = H( LO ).(1 - e"^2d ^Φ ^T) " ( 13)

oder nach einiger Umrechnung:

F( LO ) = C_o.H( to ).e~J ^^.slniuD T) (iH)

wobei C eine Konstante ist.

Das dem Filter in Fig. 4 zugeführte Impuls Spektrum er-r fährt somit eine Begrenzung in seiner Bandbreite entsprechend der Übertragungsfunktion H( U) ), eine konstante Verzögerung

— i i/o T um eine Taktperiode T entsprechend dem Faktor e ^u ν und ausserdem eine multiplative Amplitudenänderung entsprechend dem Absolutwert S( UJ ) von sin( 4/ T) .

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In Fig. 5 ist bei a der Verlauf von S( iO ) dargestellt, woraus sich ergibt, dass S( <-^ ) bei der Frequenz LJJ =0 und in regelmässigen Frequenzabständen bei den Frequenzen

Φ = η U> = χγ'Ίί/Ύ mit η= 1, 2, 3 eine exakte

Nullstelle aufweist. Dem gemäss werden durch das Filter nach Fig. 4 gerade bei diesen Frequenzen ¹^ = O und LO-n'Tf/T die Komponenten des Impulspsektrums völlig unterdrückt, da ja S( Uj ) ein multiplikativer Beatandteil der Gesamtüber tragungs funkt ion Pi LO ) ist, wie ersichtlich aus der Formel (Ik).

Der Verlauf der das ImpulsSpektrum in seiner Bandbreite begrenzenden Übertragungsfunktion H( Ia> ) bei einer gewünschten Gesamtübertragungsfunktion des Filters wird mit Hilfe der Formel (14) bestimmt, wobei die ideale Verzögerung

- i KjJ T
T entsprechend dem Faktor e ausser Betracht gelassen werden kann. Wird z.B. die bereits im vorhergehenden erwähnte Amplitude-Frequenz-Kurve G ( UJ ), welche bei b in Fig. 5 nochmals dargestellt ist, verlangt, dann wird durch Einsetzung von G ( Ui ) nach Formel (9) in die Formel (lh) für Pi OO ) und durch Weglassung der Konstanten C sowie des Faktors e~^ ^ ^T für den Absolutwert / H( lO )I von Hi u? ) die Beziehung:

isin(ii, T), Lo 4i. LO _o (15) 0 , t*s > tv ο

erhalten, woraus sich für Jh( Uj )I folgende Beziehung ergibt:

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H(

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1» u> \ ω _ο

(16)

ο, μ > a, ■

In Fig. 5 ist bei £ der Verlauf von J H( Ia? ) J nach Formel (16) dargestellt. Auch aus Fig. 5 ist ersichtlich, dass zur Verwirklichung von G ( Uj ) bei b mit Hilfe eines Filters, dessen GeSamtübertragungsfunktion F( <Ό ) die bei a_ gezeigte S( Lo ) als multiplikativer Bestandteil enthält, ein Verlauf des Absolutwertes J H( UJ )j der das ImpulsSpektrum in seiner Bandbreite begrenzenden H( LO ) gemäss c^ erforderlich ist.

Auf die im vorhergehenden ausführlich erläuterte weise kann |h( U? )| nach Formel (16) mit Hilfe einer in Cosinustermen entwickelten Fourier-Reihe entsprechend der Formel (2) verwirklicht werden, wobei jedoch für N in Formel (2) jetzt die Anzahl k der Schieberegisterelejraente in den beiden Gruppen S^ - S, bzw. S₁-S eingesetzt werden soll» Die Wägungskoeffizienten C¹ bzw. C" der beiden einander gleichen Sätze 7, 8 von Wägungsnetzwerken W - ¥» bzw. ¥" - W" werden dann durch Einsetzen der Formel (16) in einer der Formel (5) entsprechende Beziehung erhaltene Insbesondere Werden für diese Koeffizienten unter Einhaltung der bezüglich der Fig. 1 gegebenen Werte für Taktfrequenz und Schiebefrequenz die folgenden Verte gefunden:

P = 1, 2, ,k/2

Die so erhaltene, k/2 Cosinustermen enthaltende Fourier-

I ""^ I 1 " f" -

Annäherung H( tv ) J des Absolutwertes J h( ίο )| der gewünschten Übertragungsfunktion H( U? ) ist hiermit festgelegt. In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. k ist z.B.

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2249722 Hi U^)J ist in Fig. 5 t>ei d_ dargestellt.

Trotz der Tatsache, dass diese Annäherung !Hi Uf )| mit nur 12 Cosinustermen gerade bei der Grenzfrequenz lo - ^t /T erheblich von der gewünschten |h( IAJ )| nach Formel (16) abweicht, weist die Annäherung der gewünschten Gesamtübertragungsfunkr· tion Pi 1*2 ) nach Formel (lh) ausser einer Nullstelle bei der Frequenz LO = 0 auch bei dieser Grenzfrequenz Uj = tt> eine genaue Nullstelle auf, da die gesamte Amplitude-Frequenz-Kurve I Pi Uj )j des Filters erhalten wird durch Multiplikation dieser Annäherung I H( 6t? ) j mit dem Absolutwert S( IAS ) von sin( IO T), der bei diesem Frequenzen W = 0 und ^=U* eine exakte Nullstelle aufweist. In Fig. 5 ist bei e_ die so erh( (*? ) I . s( W )

des Filters in Fig. 4 dargestellt.

Die zur Erzielung der gewünschten Nullstellen in der Gesamtübertragungsfunktion benutzte Funktion S( LO ) wiederholt sich mit einer Periodizität LO , die entsprechend der erwähnten Bedingung LO /JL = 1/10 um einen Faktor 10 kleiner als die Periodizität .A. der das ImpulsSpektrum in seiner Bandbreite begrenzenden Funktion H( U-' ) ist. An und für sich ist diese kleine Periodizität U> beschwerlich, insbe-

sondere weil die zusätzlichen Durchlassbereiche von S(*-^ ) sich unmittelbar an den gewünschten Durchlassbereich bJ ^- UJ des Filters anscli ] iessen, wie aus dem bei a in Fig. 5 dargestellten Verlauf von S( U> ) ersichtlich ist. Für die praktische Verwirklichung der Gesantübertragungsfunktion F( Uj )

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des Filters sind diese zusätzlichen Durchlassbereiche jedoch nicht störend, da die das ImpulsSpektrum in seiner Bandbreite begrenzende Übertragungsfunktion H( (Ό ) mit der um einen Faktor 10 grösseren Periodizität Λ-ebenfalls ein multiplikativer Bestandteil von F( LO ) ist und mithin diese zusätzlichen Durchlassbereiche von S(to ) durch die hohe Dämpfung von Hi tA* ) im Sperrbereich to >■ u? unterdrückt werden, wie aus der gesamten Amplitude-Frequenz-Kurve des Filters bei _e_ in Fig. 5 ersichtlich ist.

Durch Anwendung der erfindungsgemässen Massnahmen wie also ein Filter erzielt, dessen Amplitude-Frequenz-Kurve trotz ihre bewirklichung mit einer nur relativ geringen Anzahl von Schieberegisterelementen und zugehörigen Wägungsnetzwerken die Komponenten des Impulsspektrums an gewünschten Stellen völlig unterdrückt. So haben Untersuchungen ergeben, dass bei dem bekannten Filter in Fig. zur Erzielung einer Dämpfung von 4o dB eine Anzahl von 300 bis 400 Schieberegisterelementen und zugehörigen Wägungsnetzwerken erforderlich ist, während' dagegen unter übrigens gleichen Umständen bei dem Filter nach der Erfindung in Fig. k mit einer Anzahl von nur N = V+k = =0+24 = 34 Schieberegisterelementen und 2(k+i) = 50 Wägungsnetzwerken bei der Grenzfrequenz lO ohne Schwierigkeiten eine Dämpfung von 50 dB erzielt wird. Einerseits ist also trotz einer Verminderung der Anzahl von Schieberegisterelementen um Faktoren in der Grössenordnung von 6 bis 8 an gewünschten Stellen im Ubertragungsband eine sehr hohe

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Dämpfung gesichert, und andererseits sind durch diese erhebliche Verminderung der Anzahl von Schieberegisterelernenten die Voraussetzungen für eine praktische Herstellung des Filters als integrierter Schaltkreis reichlich erfüllt, sowohl hinsichtlich der einzuhaltenden Toleranzen in den Abmessungen als auch hinsichtlich der Genauig— keitsforderungen an die Wägungsnetzwerke.

An Stelle einer Subtraktion der Ausgangssignale der beiden Sätze 7_f 8 von Wägungsnetzwerken, wie beim oben erläuterten Beispiel, kann in dem Zusammenfügungsnetzwerk 5 des Filters in Fig. h auch eine Addition dieser Ausgangssignale durchgeführt werden. Auf die im vorstehenden angegebene Weise wird dann für die GeSamtübertragungefunktion F(UP ) des Filters die Beziehung:

F( UJ ) = E(Lo ) + H(u> ).e"^J ***** <18)

erhalten. Wird die konstante Verzögerung Vs jetzt z.B. gleich T gemacht, dann kann für F( Uj ) geschrieben werden;

F( io ) = H( UJ ).(1 ₊ e~^d ^^T) (19)

F( Lo ) = C .H( U) ) .eJ ^^Ty/2.cos( LO T/2) (20)

wobei C eine Konstante ist. Ausser der Bandbreitebec

grenzung entsprechend der Funktion H(U>) und der konstanten Verzögerung T/2 gemäss dem Faktor e~^J erfährt das dem Filter zugeführte ImpulsSpektrum jetzt eine multiplikativ« Amplitudenänderung entsprechend dem Absolutwert C{ UJ ) von cos( it> T/2) .

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-19- . PHN. 5856

In Fig. 6 ist bei a der Verlauf von C( LP ) dargestellt, woraus ersichtlich ist, dass C( *** ) bei La = ^_q =*5£/T eine erste Nullstelle aufweist und die übrigen Nullstellen in gleichen Frequenzabständen 2 -MyT voneinander liegen. Auf ähnliche Weise wie im ersten Beispiel kann der Verlauf des Absolutwertes J h( ^) der das ImpulsSpektrum in seiner Bandbreite begrenzenden Fuktion H( U? ) bestimmt werden. Wird für F( U) ) z.B. die bei b in Fig. 6 dargestellte Amplitude -Frequenz-Kurve mit einem cosinusförmigen Verlauf bis zur halben Taktfrequenz (^O = /^ /T verlangt, so wird mit Hilfe von Formel (20) für j Hi U> )| der bei £ in Fig. 6 gezeigte Verlauf erhalten. Dieser Verlauf von j Hi LO )J entspricht gerade der in Formel (16) gegebenen. Beziehung und kann somit in genau gleicher Weise mit Hilfe der in Formel (17) gegebenen Werte der Wägungskoeffizienten verwirklicht werden. Vollständigkeitshalber ist die so erhaltene Fourier-Annäherung { H(u> )f bei d_ in Fig. 6 nochmals dargestellt (vergl, el in Fig. 5)· Obwohl nur eine Näherung j ll( U-? )j der gewünschten |h( Lo )jnach Formel (16) erzielt wird, weist auch hier die in Fig. 6 bei e_ gezeigte gesamte Amplitude-Frequenz-Kurve I F( ίο )ί des Filters bei der Grenzfrequenz Ie = Lo dennoch eine genaue Nullstelle H( tt-* ) J mit dem Absolutwert C( to ) von cos( U? τ/2).

vStatt der in obigen Beispielen erwähnten Werte können für die Verzögerung Vs auch andere? Werte verwendet werden, wobei entsprechend der verwendeten Verzögerungen r'T gleich

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-20- PHN. 5856

einem Vielfachen der Taktperiode T für die Gesamtübertragungsfunktion T{ to ) des Filters die Beziehung:

F( LO ) = C .H(OJ ).e~^J ¹^ ^rT/2.sin( to rT/2) (21 ) erhalten wird, falls im Zusammenfugungsnetzwerk 5 eine Subtraktion der AusgangsSignale der beiden Sätze 7» 8 von
Wägungsnetzwerken durchgeführt wird (vergl. Formel (14)).
Dabei werden bei den Frequenzen:

W = 2m ( 5f/rT) (22)

m = O, 1,2,3,

Komponenten des dem Filter zugeführten Impulsspektrums
unterdrückt. Falls im Zusammenfugungsnetzwerk 5 eine Addition durchgeführt wird (vergl. Formel (20)), gilt für F(tO ) die Beziehung:

F(U? ) = C .H(to).e"^jWrT/2.cos(iorT/2) (23) und werden bei den Frequenzen:

ω = (2m+i).( #VrT) (24)

m = 0, 1,2,3,

Komponenten des Impulsspektrums unterdrückt.

Fig. 7 zeigt eine Abwandlung des in Fig. k dargestellten erfindungsgemässen Filters, in dem mehrere Sätze 7» 8, 9_f 10, 11, 12, 13 von Wägungsnetzwerken mit dem Schieberegister 3
verbunden sind. Jeder Satz 7-13 enthält (k+1) Wägungsnetzwerke, die an eine Gruppe von k aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen angeschlossen sind. Da der Aufbau und der Anschluss der verschiedenen Sätze 7-13 in Fig. 7 dem Aufbau und dem Anschluss der Sätze 7, 8 in Fig. k entsprechen, sind diese in Fig. 7 einfachheitshalber nicht im Detail gezeigt.

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-21- FiEsr. 5856

Auch in Fig. 7 sind jeweils einander entsprechende Wägungs-

netzwerke zweier benachbarten Sätze 7» 8; 8, 9?· 12,

in einem Abstand von V Schieberegisterelementen von einander entfernt. Die verschiedenen Sätze 7-13 werden zur Bildung einer Reihe gleichförmiger Ubertragungsfunktionen D .h( to ) benutzt, wobei die Konstante D für die respektiven Sätze 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13 den Wert D₃, D₂, D₁, D_Q,-D__1f D_₂, D _ hat und wobei die GeSamtübertragungsfunktion F( U? ) des Filters in Fig. 7 auf ähnliche Weise wie beim Filter in Fig. k aus diese Funktionen D .H( Iv ) zusammengesetzt wird.

Wenn die Ausgangssignale der verschiedenen Sätze 7-13 im Zusammenfugungsnetzwerk 5 addiert werden und weiter die konstante Verzögerung, die durch die Schieberegisterelemente zwischen dem Eingang des Schieberegisters 3 und dem ersten Wägungsnetzwexvk des mittleren Satzes 10 bei einer bestimmten Schiebeperiode 5 herbeigeführt wird, ausser Betracht gelassen wird, gibt der mittlere Satz 10 folgenden Beitrag zu F( ^ ) : .

D₀.H( IO ).
Die Sätze 9 und 11 geben dann zusammen einen Beitrag:

(D₁. J ^ω ^VS ₊ D__re-J ^toVeJ.H(l* )

zu f( U? ), welcher Beitrag sich unter der Annahme D ₁ = D₁ als :

2D₁COs(^ Vs).H(UP )

schreiben lässt. Ebenso geben die Sätze 8 und 12 bzw. 7 und 13 unter den Annahmen D = T) bzw. D „ = D folgende Bei-

— cC ti —j j

trage zu F(OO );

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-22- PHN. 5856

2D₂cos(2 Vo Vs).H( u? )

2D cos(3 LO Vs) .H( Ui ) .

Ohne weiteres können diese Betrachtungen auf eine Filter
mit einer willkürlichen Anzahl (X + 1) von Sätzen erweitert werden. Entsprechen die Konstanten D der Beziehung:

D = D mit χ = 1, 2 , X/2 (25)

so geben die Sätze mit einer gleichen Übertragungsfunktion
D .Il( U? ) zusammen einen Beitrag:

2D cos(xkJVs).H(W ) (26)

und kann die GeSamtübertragungsfunktion F(U> )geschrieben
werden als: γ/ο

F( to ) = H( UJ ) . j D_o + J 2D_xcos(x LO Vs) J = H( UJ ) .N_c( U> )

x= 1

(27)

wobei die bereits erwähnte konstante Verzögerung äusser
Betracht gelassen ist.

Falls im Zusammenfügungsnetzwerk 5 die Ausgangssignale der.Sätze 11, 12, 13 von den Ausgangssignalen der Sätze 7» 8, 9 subtrahiert werden, mit anderen Worten die Konstanten D

der Beziehung:

D = D mit x= 1, 2, , X/2 (28)

"™ Λ. Χ

entsprechen, und weiter die Konstante D des mittleren
Satzes 10 gleich Null gemacht ist, wird unter übrigens
gleichen Voraussetzungen für die GeSamtübertragungsfunktion Pi to ) des Filters in Fig. 7, abgesehen von einer Phasenverschiebung TC/2, die folgende Beziehung erhalten:

X/2
P( IO ) = H( LO ) . Γ X 2D_xsin(x I^ Vs) 1 = H( U> ) .N_fl( ίο ) (29)

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-23- snw. 5856

¥ie aus den Formeln (27) und (29) ersichtlich, wird in beiden Fällen die gewünschte das ImpulsSpektrum in seiner Bandbreite begrenzende Übertragungsfunktion H( U? ), deren Periodizität gemäss Formel (4) -A.= 2 ^C/s ist, mit einer Fourier-Reihe N ( to ) bzw. N ( Io ) bzw. N ( U> ) multipliziert,

C O S

deren Periodizität-Π-_ν durch:

_v = 2 5T/VS (30)

gegeben ist und also um einen Faktor V niedriger alsJl-ist. Diese kleine Periodizität J*-« ist für die praktische Verwirklichung der Gesamtübertragungsfunktion F( ^O ) jedoch nicht störend, wie bereits im vorhergehenden erläutert wurde.

Auf ähnliche Weise wie beim Filter in Fig. 4 können mit Hilfe dieser als Nullstellen-Fuktionen zu bezeichnenden Fourier-Beihen W(U?) bzw. N ( IO ) an gewünschten Stellen im Ubertragungsband Komponenten des dem Filter in Fig„ 7 zugeführten Impulsspektrums unterdrückt werden. Wenn bei der Fourier-Cosinus-Reihe N (Co ) alle Konstanten D mit geraden Indizes χ gleich Null gemacht werden, so weist N ( W ) immer bei den Frequenzen:

Ua =■ (2q+i).C$F/2Vs) mit q = 0, 1, 2, ..... (31) Nullstellen auf, unabhängig von den Werten der Konstanten D mit ungeraden Indizes x. Ebenso weist die Fourier-Sinus-Reihe N ( VO )immer bei den Frequenzen:

to = 2q.(· ^/2Vs) mit q = 0, 1, 2, (32)

Nullstellen auf, unabhängig von den Werten der Konstanten D

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-2k- PHN. 5856

Genau so wie beim Filter in Fig. k können diese Nullstellen von N ( W^ ) bzw. N ( ^O ) durch eine geeignete Wahl der Verzögerung Vs an eine gewünschten Stelle im Ubertragungsband
gelegt werden.

Wie vorhin bemerkt, ist die Lage der Nullstellen von
N ( VO ) bzw. N ( LO ) unabhängig von den Werten der Konstanten D , vorausgesetzt, dass bei N ( UJ ) alle Konstanten D mit geraden Indizes χ gleich Null sein. Diese Freiheit in der Wahl der Konstanten D macht ea beim Filter in Fig. 7
möglich, den Nullstellen-Funktionen N ( U> ) bzw. N„( (/j )
in den Frequenzbereichen zwischen ihre Nullstellen eine geeignete Form zu geben, wobei die Konstanten D auf die bereits erläuterte Weise mit Hilfe der bekannten, den Formeln (5) bzw. (8) entsprechenden Fourier-Vorschriften berechnet werden
können.

Wird nun ein Filter verlangt, dessen Gesamtübertragungsfunktion F( U* ) sowohl eine bestimmte Bandbreitenbegrenzung des Impulsspektrums als auch an geeigneten Stellen in Ubertragungsband eine Unterdrückung der Spektruinkomponenten bewirkt, so kann die Form der Nullstellen-Funktion N_(U> ) bzw. N ( iO ) derart gewählt werden, dass sie in den Nullstellen
eine Flanke mit vorbestimmter Steilheit und in den übrigen
Bereichen zwischen den Nullstellen einen konstanten Wert
aufweist. Folglich hängt der Verlauf von Ti U> ) in den Frequenzbereichen zwischen ihren Nullstellen nicht von der
Nullstellen-Funktion N_c(0-> ) bzw. N ( to ) ab und somit wird

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-25- PHiST. 5856

dieser Verlauf von F( £*-* ) dort nur durch H( *<·* ) bestimmt. Auf diese Weise kann der zusätzliche Freiheitsgrad in der Wahl der Konstanten D vorteilhaft zu einer praktischen Trennung der beiden Forderungen an F( CO ), nämlich eine bestimmte Bandbreidtenbegrenzung und eine Unterdrückung bestimmter Spektrumkomponenten, benutzt werden und zwar in dem Sinne, dass mit Hilfe von N ( IO ) bzw. N ( u> ) in geeigneter Form nur die Nullstellen-von F( M? ) gebildet werden und mit Hilfe von Hi Uj> ) nur die Forderung der Bandbreitebegrenzung erfüllt wird. Fig. 8 zeigt ein Beispiel einer solchen Trennung, wenn der bei a_ dargestellte Verlauf von / F( Lo )j verlangt wird. Aus Fig. 8 ist ersichtlich, dass der verlangte Verlauf von jF( to ) J sich einfach in eine Bandbreidtenbegrenzung entsprechend der bei b gezeigten / h( U) ) ι und eine Nullstellen-Funktion /n( Uj )[ der bei c_ gezeigten Form trennen lässt.

Im Beispiel der Fig. 8 wird eine Nullstelle bei der Frequenz ^ = U^ = ¹Jt/T verlangt. Die ideale Nullstellen-Funktion zur Verwirklichung dieser Nullstelle hat den bei a_ in Fig. 9 dargestellten Verlauf und weist somit eine Periodizität SL =4 **<. auf, woraus die Verzögerung V_g sich nach Formel (30) zu T/2 ergibt. Diese ideale Nullstellen-Funktion wird jetzt mit Hilfe der Foürier-Cosinus-Reihe N ( Uj ) aus Formel (27) verwirklicht, Wobei, wie erwähnt, alle Konstanten D mit geraden Indizes x gleich Null sind. Wird dieser Fourier-Cosinus-Reihe N ( to ) nach dem zweiten oder dritten Term abgebröchen,

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-26- PHM. 5856

so wird eine Näherung dos bei a_ gezeigten idealen Verlaufen erhalten, die in der Nullstelle bei der Frequenz t*-> eine für die Praxis bereits hinreichend steile Flanke aufweist,
jedoch in dem liereich unterhalb der Frequenz i-ü um einen
konstanten Wert schwingt. Diese Näherung mit zwei bzw. drei Termen ist bei b in Fig. 9 durch die Kurve N (LO ) bzw.

"""* c j

N c( ^ ) dargestellt. Infolge dieser Schwingungen hängt der Verlauf von F( ^ ) in dem Bereich unterhalb der Frequenz UJ noch immer von der Nullstellen-Funktion ab.

Die Schwingungen der Nullstellen-Funktion in den Bereichen zwischen ihren Nullstellen können jedoch völlig beseitigt werden, wenn an Stelle der Fourier-Reihenentwicklung mit einer beschränkten Zahl X/2 von Termen die zugehörige
FejeV-Reihenentwicklung zur Näherung der idealen Nullstellen-Funktion benutzt wird. Bekanntlich wird die Feje*r-Reihe durch die arithmetischen Mittelwerte der Teilsummen
einer Fourier-Reihe gebildet, wodurch ebenfalls eine trigonometrische Reihe erhalten wird, deren Koeffizienten D' sehr einfach aus den zugehörigen Fourier-Koeffizienten D mit
Hilfe nachstehender Beziehung:

^D'x ⁼ <¹ " ⁾-^Dx ^{mit x} = °> ¹» ²> X/2 (33)

zu berechnen sind. In Fig. 9 ist bei £ die Zu der Fourier-Cosinus-Reihe N _( *V ) bzw. N _( W ) gehörige FejiSr-Cosinus-

C J C JJ

Reihe N „_( UJ ) dargestellt, woraus hervorgeht, dass in dem Bereich unterhalb der Frequenz W die Schwingungen der Null· stellen-Funktion völlig verschwunden sind und somit der
Verlauf der Gesamtübertraifirngsfuriktion ¹F( U/ ) unterhalb der

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Frequenz (A? nahezu unabhängig ist von der Nullstellen-Funktion.

Auf diese Weise können beim erfindungsgemässen Filter in Fig. 7 die gewünschte Bandbreidtenbegrenzung und die gewünschte Unterdrückung bestimmter Spektrumkomponenten im Ubertragungsband praktisch unabhängig voneinander bewirkt werden. Ausserdem kann dabei eine Gesamtübertragungsfunktion F( U? ) mit einer genau linearen Phase-Frequenz-Kurve erzielt werden, da ja beide multiplikativen Bestand«- teile, H( f/u ) und N ( U? ) bzw. N ( Lo ) , mit je einer linearen Phase-Frequenz-Kurve verwirklicht werden können, wie im Vorstehenden ausführlich erläutert, und die gesamte Phase-Frequenz-Kurve sich durch Addition dieser beiden linearen Phase-Frequenz-Kurven ergibt.

Die bisher beschriebenen Filter können nicht hur für zweiwertige Impulssignale rechteckiger. Form, sondern auch für analoge Signale, z,B» in einem beschränkten Frequenzband übertragene Datensignale, benutzt werden. Fig. 10 zeigt eine Abwandlung des erfindungsgemasseri Filters in Fig. 7» die für solche analoge Signale eingerichtet ist. Dazu ist die an das Schieberegister 3 angeschlossene Signalquelle mit einem Analog-Digital-Wandler 14 versehen, der das zu filternde analoge Signal in eine dieses Signal kennzeichnende Impulsreihe umwandelt, und ist weiter in Kaskade mit dem Analog-Digital-Wandler lh und dem Schieberegister 3 ein Digital-Analog-Wandler 15 vorgesehen. Dieser Digital-Analog-Wandler 15 ist dabei bezüglich seines Einflusses auf das zu

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filternde analoge Signal die Invertierte des Analog-Digital-Wandtere 14, was bedeutet, dass bei unmittelbarer Zufuhr der Ausgangsimpulse des Analog-Digital-Wandlers \k an den Digital-Analog-Wandler 15 ein analoges Signal erhalten wird, dass, abgesehen von der Quantifizierungsungenauigkeit, dem dem Analog-Digital-Wandler 14 zugeführten analogen Signal entspricht .

Vie bereits in der deutschen Offenlegungsbhrift 15419^7 eingehend erläutert, wird der Filtervorgang des analogen Signals durch die Filterwirkung der Vorrichtung, bestehend aus dem Schieberegister 3» den damit verbundenen Sätzen 7-13 von Wägungsnetzwerken und dem Zusammenfügungsnetzwerk 5_f für die Ausgangsimpulse des Analog-Digital-Wandlers 14 bewirkt, welcher Filtervorgang ausserdem völlig unabhängig von der bei der Analog-Digital-Wandlung angewandten Impulskode ist. Die weitere Beschreibung ist daher auf nur einen Impulskode beschränkt, während hinsichtlich anderer Impulskoden auf obenerwähnte Offenlegungsschrift hingewiesen wird.

Insbesondere wird in Fig. 10 als Analog-Digital-Wandler 14 ein Deltamodulator verwendet, der durch einen an einen Impulsgenerator angeschlossenen Impulskodemodulator 16 gebildet wird, dessen Ausgangsimpulse über einen Impulsregenerator 17 einem Digital-Analog-Wandler 18 in Form eines integrierenden Netzwerkes zugeführt werden. Das Ausgangssignal des integrierenden Netzwerkes und das zu filternde analoge Signal werden einem Differenzbildner 19 zum Erzielen eines Differenzsignals zugeführt, das den Impulskodemodulator 16 steuert. Die Impulse für den Impulskodemodulator 16 werden

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bei der vorliegenden Ausführungsform demselben Impulsgenerator 2, der über den nachgeschalteten Frequenzvervielfacher h die Schiebeimpulse für das Schieberegister 3 liefert, entnommen.. Der zum Deltamodulator ^k gehörige Digital-Analog-Wandler 15 hat die Form eines integrierenden Netzwerkes, das dem integrierenden Netzwerk 18 im Deltamodulator 14 entspricht.

In dem Deltamodulator 14 werden durch den Impulsgenerator 2 dem Impulskodemodulator 16 Impulse mit einer Wiederholungsfrequenz geliefert, die mindestens zweimal höher als die höchste Frequenz in dem zu filternden analogen Signal ist. Liegt dieses analoge Signal z.B. in dem Frequenzband von 0-1 kHz. so ist diese Wiederholungsfrequenz z.B. 10 kHz. Je nachdem der Augenblickswert des Ausgangssignals des integrierenden Netzwerkes 18 kleiner oder grosser ist als das analoge Signal am Eingang des Differenzbildners 19, entsteht am Ausgang des Differenzbildners 19 ein Differenzsignal negativer oder positiver Polarität. In Abhängigkeit von dieser Polarität des Differenzsignals treten die vom Impulsgenerator 2 herrührenden Impulse wohl oder nicht am Ausgang des Impulskodemodulators 16 auf. Diese Impulse werden über, den Impulsregenerator 17 zum Unterdrücken der im Impulskodemodulator 16 entstandenen Änderungen der Amplitude, Dauer, Form oder AuftrittZeitpunktes dem integrierenden Netzwerk 18 zugeführt. Die Zeitkonstante dieses integrierenden Netzwerkes beträgt z.B. 10 ms.

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Die vorstehend beschriebene Schleife hat die Neigung, das Differenzsignal Null werden zu lassen. Tritt z.B. ein Differenzsignal negativer Polarität auf. So wird dem integrierenden Netzwerk 18 ein Impuls zugeführt, der dem negativen Differenzsignal entgegenwirkt, während umgekehrt bei positivem Differenzsignal das integrierende Netzwerk 18 keinen Impuls erhält, was dem weiteren Fortbestehen des positiven Differenzsignals entgegenwirkt. Somit stellt das am Ausgang des integrierenden Netzwerkes 18 erscheinende Signal eine quantifizierte Näherung des zu filternden analogen Signals dar. Am Ausgang des Deltamodulators "\k tritt dann eine Reihe von Impulsen auf, die durch ihre An- und Abwesenheit das analoge Signal kennzeichnen.

Die durch den Deltamodulator ~\k gelieferte Impulsreihe wird über einen Impulsverbreiterer 20 dem Schieberegister zugeführt, das über die Sätze 7-13 von Wägungsnetzwerkeη mit dem Zusammenfügungsnetzwerk 5 verbunden ist, an dessen Ausgang der Digital-Analog-Wandler 15 angeschlossen ist. Wie in der obenerwähnten Offenlegungsschrift erläutert, erfolgt der Filtervorgang des analogen Signals ausschliesslich durch die Filterwirkung der Anordnung, bestehend aus dem Schieberegister 3, den damit verbundenen Sätzen 7-13 von Wägungsnetzwerken und dem Zusamraenfügungsnetswerk 5, für die Ausgangsimpulse des Deltamodulators 14. Folglich stimmt die Gesamtübertragungsfunktion des Filters in Fig. 10 für analoge Signale genau mit der Gesamtübertragungsfunktion f(IO ) des Filters in Fig. 7 für zweiwertige Impulssignale überein.

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Das Filter in Fig. 10 kann besonders vorteilhaft zur Erzielung schmallbandiger Sperrfilter, z.B. zur Sperrung von PilotSignalen,die in oder in der Nähe von dem Ubertragungsband von bandbegrenzten Datensignalen liegen, angewendet werden. Denn, ähnlich wie beim Filter in Fig. 7» ^nat das Filter in Fig. 10 eine lineare Phase-Frequenz-Kurve und weist somit keine Phasenverzerrung auf bei der Sperrung der Pilotsignale, solches im klaren Gegensatz zu den üblichen Sperrfiltern, wobei die Phasenverzerrung sich auf einen Frequenzbereich, der erheblich grosser als der eigentliche Sperrbereich ist, ausstreckt und somit unzulässige Verzerrungen in den ImpulsSignalen herbeiführt.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE:

(j · I Filter für zweiwertige Impulssignale, die einer durch einen Taktimpulsgenerator gesteuerten gesonderten Signalquelle entnommen werden, welches Filter ein an die Signalquelle angeschlossenes Schieberegister mit einer Anzahl von Schieberegisterelementen enthält, deren Inhalt durch einen an das Schieberegister angeschlossenen Schiebeimpulsgenerator mit einer Schiebefrequenz gleich einem Vielfachen der Taktfrequenz verschoben wird, wobei die Schieberegisterelemente über Wägungsnetzwerke an ein Zusammenfügungsnetzwerk angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, dass von den aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen eine erste Gruppe von k aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen mit einem ersten Satz von Wägungsnetzwerken zur Bildung einer ersten das Impulsspektrum in seiner Bandbreite begrenzenden übertragungsfunktion H( U/) verbunden ist, und weiter mindestens eine zweite Gruppe von k aufeinanderfolgenden Schieberegisterelementen mit einem zweiten Satz von Wägungsnetzwerken zur Bildung einer der ersten gleichförmigen zweiten Übertragungsfunktion D.H( CO ) verbunden ist, wobei D eine konstante ist und wobei jeweils einander entsprechende Wägungsnetzwerke der verschiedenen Sätze in einem Abstand von V Schieberegisterelementen von einander entfernt sind, wobei die Ausgangssignale der Wägungsnetzwerke der verschiedenen Sätze in dem Zusammenfügungsnetzwerk zusammengefügt werden um an geeigneten Stellen im Ubertragungsband Komponenten des Impulsspektrums zu unterdrücken.

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2. Filter nach Anspruch 1, wobei eine Anzahl (X+1) Sätze von Wägungsnetzwerken zur Bildung einer Reihe gleichförmiger Ubertragungsfunktionen D .H( IO ) mit dem Schieberegister verbun-

χ -X-

den ist, wobei die Sätze ausgehend vom Eingang des Schieberegisters zum Ausgang desselben entsprechend der Reihe X/2, Χ/2-1', ...... 2, 1, 0, -1, -2,......, -X/2+1, X/2 numeriert sind und D die zum Satz mit der Nummer χ in dieser Reihe gehörende Konstante ist, dadurch gekennzeichnet, dass zur Unterdrückung von Spektrumkomponenten an Stellen im Ubertragungsband die von den Werten der Konstanten D unabhängig sind, die Konstanten D mit geraden Indizes χ gleich Null und die Konstanten D mit ungeraden Indizes χ die Beziehung D = D erfüllen.

3· Filter nach Anspruch 1, in dem eine Anzahl (X+1) Sätze von Wägungsnetzwerken zur Bildung einer Reihe gleichförmiger Übertragungsfunktionen D .H( vO ) mit dem Schieberegister

Jx.

verbunden ist, wobei die Sätze ausgehend von Eingang des Schieberegisters zum Ausgang desselben entsprechend der

Reihe X/2, X/2-1 , 2, 1, 0, -1, -2,...,..,, -X/2+1,

X/2 numeriert sind und D die zum Satz mit der Nummer x? in dieser Reihe gehörende Konstante ist, dadurch gekennzeichnet, dass zur Unterdrückung von Spektrumkomponenten an Stellen im Übertragungsband die von den Werten der Konstanten D unabhängig sind, die Konstante D gleich Null ist und die übrigen Konstanten D die Beziehung D = -D erfüllen.

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h. Filter nach Anspruch 2 oder J, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung einer Übertragungsfunktion, die sich zwischen den gewünschten Unterdrückungsstellen im Ubertragungsband praktisch entsprechend der genannten, das Impulsspektrum in seine Bandbreite begrenzenden übertragungsfunktion Hi IP ) erstreckt, die Konstanten D die Beziehung:

erfüllen, wobei D¹ die Koeffizienten in der Fourier-' χ

Reihenentwicklung einer Übertragungsfunktion sind, deren Nullpunkte mit den genannten Unterdrückungsstellen zusammenfallen und deren Wert zwischen den Nullpunkten konstant ist, welche Konstante in angrenzenden Bereichen zwiwchen aufeinanderfolgenden Nullpunkten einen gleichen Wert, aber ein entgegengesetzes Vorzeichen aufweist.

5. Filter nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Filterung analoger Signale die an das Schieberegister angeschlossene Signalquelle mit einem Analog-Digital-Wandler versehen ist, der das zu filternde analoge Signal in eine dieses Signal kennzeichnende Impulsreihe umwandelt, welche Impulsreihe dem Schieberegister zugeführt wird, und dass weiter in Kaskade mit dem Analog-Digital-Wandler und dem Schieberegister ein Digital-Analog-Wandler aufgenommen ist.

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