DE1487359B2 - Automatisches Steuersystem der Frequenzcharakteristik von Verstärkern - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein autGinatischesSteuersyslem der Frequenzcharaktcristik von Verstärkern zur Übertragung von Musik und Sprache mit einem Tiefpaßfilter und einem nichtlinearen Dämpfungskreis in einem Gegenkopplungszweig.

Die Erfindung befaßt sich also mit Tonfrequenzverstärkern, die zusammen mit Lautsprechern bei elektrischen Plattenspielern, Lautsprecheranlagen od. dgl. verwendet werden. Es soll bei derartigen Vorrichtungen ermöglicht werden, die Frequenzcharakteristik in der Nähe der unteren Grenze des Frequenzbereiches automatisch zu verändern und so eine Anpassung an den Amplitudenverlauf des Eingangssignals zu erhalten.

Herkömmliche Vorrichtungen mit Frequenzcharakteristiken, die in Übereinstimmung mit dem Amplitudenverlauf des elektrischen Eingangssignals veränderlich sind, waren kompliziert in ihrem Aufbau. Sie hatten außerdem den Nachteil, daß es entweder zu nichtlinearen Verzerrungen kam, wenn die Anpassung schnell erfolgte, oder daß man lange Ansprechzeiten in Kauf nehmen mußte. Bei langen Ansprechzeiten war die Einrichtung aber nicht mehr in der Lage, schnellen Änderungen des Eingangssignals zu folgen.

Eine bekannte Schaltung dieser Art ist einem Aufsatz von L. O. D öl an sky, »Electronically Controled Audio Filters« (in Proc. IRE, 43, S. 1580 bis 1586) zu entnehmen. Die dort beschriebene Schaltung benutzt zum Erhalt der veränderlichen Frequenz-Charakteristik einen komplizierten Impedanzkonverter.

Es sind auch schon Verstärker bekannt (P i t s c h, »Lehrbuch der Funkempfangstechnik«, 1964, Bd. II, Fig. 732 und 734), deren Frequenzcharakteristik durch Ändern der Verstärkerwirkung geändert werden kann. Dazu ist eine Steuergleichspannung erforderlich. Gegebenenfalls wird der Ausgang des Verstärkers auf die Eingangsseite rückgekoppelt, was über eine Steuerröhre geschieht. Der Grad der Rückkopplung ist dabei durch das Regeln des Innenwiderstandes der Steuerröhre steuerbar. Für diese Regelung wird die Steuergleichspannung benutzt, mit deren Hilfe die Frequenzcharakteristik geändert werden soll. Zwischen Änderung der Steuergleichspannung und der dadurch bedingten Änderung der Frequenzcharakteristik tritt aber eine unerwünschte Verzögerung ein. Überdies muß mit einer eigenen Steuergleichspannung gearbeitet werden.

Es ist weiter auch schon ein Verstärker bekannt (USA.-Patentschrift 3 024 306), bei demein spannungsabhängiges veränderliches Schaltelement, beispielsweise ein Kondensator, in einem Rückkopplungskreis angeordnet ist. Bei einer solchen Anordnung wird ein verzerrtes Signal, so wie es ist, rückgekoppelt. Am Verstärkerausgang tritt deshalb diese Verzerrung ebenfalls auf. Der Ausgang des Verstärkers wird so einen ziemlich hohen Anteil an harmonischen Schwingungen enthalten. Das ist bei Tonfrequenzverstärkern nicht zulässig.

Die Erfindung stellt sich die Aufgabe, einen verzerrungsfrei arbeitenden Verstärker zu schaffen, der eine Baß- oder Niederfrequenzcharakteristik aufweist, die in Abhängigkeit vom Eingangssignal verzögerungsfrei veränderlich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die lonfrequente Spannung vom Ausgang des Verstärkers zunächst über den Dämpfungskreis und danach über das Tiefpaßfilter zum Eingang des Verstärkers zurückgeführt wird und der Dämpfungskreis ein nichtlineares Widcrstandselement, wie einen spannungsabhängigen Widerstand, aufweist, dessen Wirkwiderstand sich mit der angelegten Spannung verändert.

Bei dieser Anordnung werden die im Dämpfungskreis erzeugten harmonischen Schwingungen dadurch eliminiert, daß man seinen Ausgang durch ein Tiefpaßfilter schickt. Gleichzeitig erhält man eine brauchbare Frequenzcharakteristik. Durch die Rückkopplung auf die Eingangsseite des Verstärkers wird eine automatische frequenzempfindliche Steuerung geringer Verzerrung erhalten.

Weiter ist das nichtlineare Widerstandselement, dessen Widerstand direkt durch die Größe des Tonfrequenzsignals geändert wird, in den Rückkoppelkreis eingesetzt. Da weiter das Signal auf die Eingangsseite des Verstärkers über den Tiefpaßfilter rückgekoppelt ist, entsteht keine Verzögerung der Steuerwirkung. Zusätzlich ist dabei kein weiteres Steuersignal wie die bei den bekannten Verstärkern erforderliche Steuergleichspannung erforderlich.

Man erhält so einen Tonfrequenzverstärker, bei dem das Baßband des Eingangssignals gedämpft wird, wenn das Signal schwach ist. Vom menschlichen Gehör als besonders störend empfundene Niederfrequenzgeräusche, wie das Brummen oder Rumpeln eines Plattenspielers, sind damit ausgeschaltet.

Beim erfindungsgemäßen Verstärker ist überdies das Baßband des Eingangssignals auch dann gedämpft, wenn das Signal stark ist. Dadurch werden starke Verzerrungen vermieden, die auf Grund der Sättigung des Verstärkers mit Niederfrequenzsignalen großer Amplitude auftreten könnten, und zwar inbesondere dann, wenn der jeweilige Verstärker nur eine begrenzte Ausgangsleistung aufweist.

Schließlich kann beim erfindungsgemäßen Verstärker der Niederfrequenzbereich des Eingangssignals automatisch angehoben werden, wodurch bei schwachen Signalen ein Lautstärkeausgleich erzielt wird.

In der Zeichnung ist die Erfindung beispielsweise veranschaulicht, und zwar zeigt

F i g. 1 die Schaltung einer Ausführungsform der Erfindung,

F i g. 2 die Spannungs-Strom-Kennlinie des in der Schaltung von F i g. 1 verwendeten nichtlinearen Widerstandselementes,

F i g. 3 eine Darstellung der mit der Schaltung von F i g. 1 erzielbaren Frequenzcharakteristik,
F i g. 4 die Schaltung der in F i g. 1 verwendbaren Form eines Tiefpaßfilters,

F i g. 5 die Frequenzcharakteristik der Schaltung von F i g. 1 mit dem Tiefpaßfilter nach F i g. 4, F i g. 6 eine ausgeführte Schaltung nach den Schaltprinzipien von F i g. 1,

F i g. 7 das mit der Schaltung Von F i g. 6 erzielbare Verhältnis von Ausgangsspannung zur Frequenz für verschiedene Signalpegel,

F i g. 8 die Verzerrungs-Frequenz-Kennlinien der Schaltung von F i g. 6 für verschiedene Signalpegel, F i g. 9 die Schaltung einer abgewandelten Ausführungsform eines Tiefpaßfilters für Fig. 1,

F i g. 10 die Frequenzcharakteristik der Schaltung

von F i g. 1 mit dem Tiefpaßfilter von Fig. 9, Fig. 11 eine teilweise nach der Schaltung von F i g. 1 angeordnete Schaltung mit dem Tiefpaßfilter von F i g. 9,

Fig. 12 das Verhältnis der Ausgangsspannung zur

Frequenz bei der Schaltung von F ig. 11 für verschiedene Signalpegel,

F i g. 13 die Schaltung einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 14 eine graphische Darstellung zum Erläutern der Arbeitsweise der Schaltung von F i g. 13,

F i g. 15 die Schaltung einer weiteren Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 16 die Schaltung einer der Ausführungsform von Fig. 15 ähnlichen Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 17 und 18 Frequenzcharakteristiken der Schaltung nach Fig. 16.

Gemäß F i g. 1 läuft ein an die Eingangsklemme 1 gelegtes elektrisches Signal über den Summierungspunkt 2 zu einem eine Elektronenröhre oder einen Transistor verwendeten Tonfrequenzverstärker 3, dessen Ausgangsspannung die Schwingspule eines Lautsprechers 4 erregt. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 3 wird über einen nichtlinearen Dämpfungskreis geleitet, der aus Widerständen 5 und 6 und einem nichtlinearen Widerstandselement 7 besteht, das eine Spannungs-Strom-Charakteristik gemäß F i g. 2 aufweist, und weiter über ein Tiefpaßfilter 8 zurück zum Summierungspunkt 2 an der Eingangsseite des Verstärkers 3 in negativem Sinn, um der Eingangsspannung entgegenzuwirken. Bei Anwendung der Rückkopplungstheorie auf eine solche Schaltanordnung erhält man das folgende Verhältnis zwischen der an die Eingangsklemme 1 gelegten Eingangsspannung Ei und der Ausgangsspannung E₀ des Verstärkers 3,

'X β H(S)

(1)

worin K den Verstärkungsfaktor des Verstärkers, β den Dämpfungsfaktor des die Widerstände 5, 6 und das nichtlineare Widerstandselement 7 umfassenden nichtlinearen Dämpfungskreises und H (s) die Übertragungsfunktion des Tiefpaßfilters 8 bedeutet, wobei s die Komplexfrequenz darstellt. Unter der Annahme, daß das Eingangssignal sinuswellenförmig ist und daher s =jω, wobei ω eine Kreisfrequenz ist, werden zunächst die durch die obengenannte Formel (1) wiedergegebenen Charakteristiken in Betracht gezogen. Da Hochfrequenzsignale das Tiefpaßfilter nicht durchlaufen können, wird Η(]ω) auf Null verringert, wenn ω unendlich wird, und daher gilt:

ten, das Eingangs-Ausgangs-Verhältnis hat einen bestimmten Wert K im Hochfrequenzbereich, während das Verhältnis im Niederfrequenzbereich

einen durch die Formel (3) ausgedrückten Wert aufweist, in dessen Nenner der Dämpfungsfaktor β

ίο des nichtlinearen Dämpfungskreises enthalten ist und der sich demnach mit dem Pegel des Signals verändert. Bei höherem Signalpegel zeigt das nichtlineare Widerstandselement 7 einen verringerten Wirkwiderstandswert, woraus sich ein entsprechend verringerter Dämpfungsfaktor β des Dämpfungskreises ergibt, was zu einem erhöhten Wert von

|ω —Ο

führt. Wenn andererseits der Signalpegel abfällt, erhöht sich der äquivalente Widerstandswert des nichtlinearen Widerstandselementes und demnach der Dämpfungsfaktor β des Kreises, wodurch der Wert von

Ei _m — O

verringert wird.

Die vorstehend genannten Charakteristiken werden nun im einzelnen in Verbindung mit einer besonderen Schaltanordnung des Tiefpaßfilters geprüft. Wenn zunächst das Tiefpaßfilter die Form eines einfachen Widerstandskapazitätsnetzes aufweist, beispielsweise

wie in F i g. 4 dargestellt, wird die Übertragungsfunktion H (s) des Tiefpaßfilters durch folgende Formel ausgedrückt:

H(s) =

ß₁ ω₀

S + CO₀

worin ω₀ die Grenzkreisfrequenz des Filters bedeutet, was durch folgende Formel ausgedrückt wird:

R_sa +

und

C₈ d

J°-j —> K.

*^ϊ \ω — oo

(2)

Da das Tiefpaßfilter Niederfrequenzsignale mit einer gewissen Dämpfung überträgt, wird H(joi) auf eine Konstante /J₁ verringert, wenn ω auf Null verringert wird, woraus sich folgendes ergibt:

wobei R_sa, Rsb und R₈₀ die Widerstandswerte der Widerstände 8 σ, Sb und 8 c und C₈ <j die Kapazität des Kondensators Sd bedeutet. Durch Einsetzen der Formel (4) in die Formel (1) erhält man

K(s + ω₀)

Ei

s+(I

Ei ω —O

1 + Xßßi

(3)

Demnach verändert sich der Absolutwert des Verhältnisses der Ausgangsspannung E₀ des Verstärkers 3 zu der an die Eingangsklemme 1 gelegten

Eingangsspannung £i, nämlich \ -_P° ' (das der Einfach-

heit halber im folgenden als Eingangs-Ausgangs-Verhältnis bezeichnet wird) mit der Signalfrequenz, wie schematisch in F i g. 3 dargestellt. Mit anderen Wor-Das durch die Formel (5) ausgedrückte Eingangs-Ausgangs-Verhältnis -=*- ist in F i g. 5 in etwa darge-

-CW

stellt. Auch in diesem Fall verändern sich die Charakteristiken im Niederfrequenzbereich mit dem Signalpegel wie im Fall der Fig. 3. Eine besondere Form einer das Tiefpaßfilter der F i g. 4 einschließenden Schaltung ist in F i g. 6 veranschaulicht. In dieser Figur stellt ein durch unterbrochene Linien gekennzeichneter Bereich die erfindungsgemäße Schaltung dar, und der

5 6

übrige Bereich zeigt einen herkömmlichen Gegentakt- zeigt die Frequenzcharakteristik des Verzerrungsverstärker mit einem Ausgang, der dazu geeignet ist, faktors, gemessen an der Schaltung gemäß F i g. 6 eine Leistung von 20 Watt bei einer Belastung mit für verschiedene Signalpegel. Wie ersichtlich, ist der 400 Ohm mit einem Spannungsgewinn von K — 100 Verzerrungsfaktor bei niederen Frequenzen bedeutend zu liefern. Die durch die unterbrochenen Linien 5 höher, was jedoch in der Praxis keinen beachtlichen begrenzte Schaltung umfaßt einen Kondensator Se, Nachteil bildet, da es für das menschliche Ohr außerder dazu verwendet wird, die Verlagerung des Arbeits- ordentlich schwer ist, Verzerrungen bei Frequenzen punktes des nichtlinearen Widerstandselementes 7 von 100 Hz oder weniger zu registrieren. Im übrigen durch die an die Vakuumröhre V₁ gelegte Kathoden- übersteigt der Verzerrungsfaktor in dem 200 Hz spannung zu verhinern, und der eine so große Kapa- io übersteigenden Frequenzbereich, in dem Verzerrungen zität aufweist, daß die Charakteristiken des Filters eine Rolle spielen, niemals 3 °/₀. Es ist daher ,ersichtlich, nicht beeinflußt werden. Die in dieser Schaltung daß die Schaltanordnung in der Praxis vom Standvorhandenen Bestandteile sind folgende: punkt der Verzerrung gesehen kein Problem darstellt. Widerstand 5 4 7 Kiloohm Tatsächlich zeigen mit diesem Verstärker durchgeführte Nichtlineares Widerstands- ' ¹⁵ Hörproben, daß bei schwachen Signalen Geräusche

element 7 Siliziumdioden- ^wie Brummen und Rumpeln des Plattenspielers wirk-

Varistor SV-I ^{sam unter}"^ruc'^ct werden und daß durch das Hinzu-

(Hersteller Electric fügen der erfindungsgemäßen Schaltung praktisch

Manufacturing Co ^ke'^{ne wahrnenmbare} Verstärkung der Verzerrung

Japan) ' ^{20 vemrsacht wird}-

■ Widerstand Sa 470 Ohm .,^Die Verwendung einer LC-Schaltung als Tiefpaß-Widerstand Sb 390 Ohm ^filter'^WI^^{in F} Ϊ S- ⁹ dargestellt, an Stelle der Schaltung

Widerstand 8c 200 0hm S^emai ^F!^g-⁴.^ei^{glbt öne}. „«Jarfere Grenzcharak-

Kondensator Sd 10 Mikrofarad ^tenstlk- ?^ie, Schaltung gemäß F ι g. 9 hat eine ÜberKondensator Se 100 Mikrofarad ²* tragungsfunktion H(s), die durch folgende Formel ausVakuumröhre V₁ 6A U6 S^{edruckt wird:}

Vakuumröhre V₂ 1/2 12AX7 β₁ω₀ ²

Vakuumröhren K₃, F₄ .... 27GB5 χ 2 "W- _{j2 +} ^^ ₊ ^₂ , W

Eine Schaltung mit diesen Eigenschaften wurde 30 worin

hergestellt und mit einer Last in Form eines Wirk- -1 / 2

Widerstands von 400 Ohm verbunden. Diese Schaltung ^ωο ⁼ |/

zeigte ein Eingangs-Ausgangs-Verhältnis im Vergleich zu den Frequenzcharakteristiken für verschiedene Signalpegel, wie in F i g. 7 dargestellt. Aus dieser 35

Figur ist klar ersichtlich, daß sich die Frequenz- -. J-. i~q I/ C₈ a

charakteristik mit dem Signalpegel verändert. C₀ = — V /—— R«a -\

Darüber hinaus verändert sich bei der keine Ver- 21/2 \]/ ^

zögerungen verursachenden Elemente enthaltenden
Schaltung gemäß F i g. 6 die Frequenzcharakteristik 40 _ R_sc

augenblicklich entsprechend der Veränderung des ^¹ ^ UT^ '

Eingangssignals, und daher bestehen keine Möglich- ^{8 sc}

keiten des Auftretens störender Ausgleichsvorgänge, R_sa = R₈b + Rsc,

selbst wenn die Stimme, Musik oder andere Eingangs- „ „,., , , ,,,., .. ,

signale schnelle Pegelveränderungen zeigen. Dies 45 ^R*^a> ^R»<»^R»^{c =} Widerstandswerte der Widerstände bedeutet offensichtlich, daß sich die Frequenzcharak- Sa, Xb, Ze,

teristik des über den Lautsprecher 4 wiedergegebenen c_sd = Kapazität des Kondensators Sd,

Tons ebenfalls mit äußerster Natürlichkeit verändert.

Auch hier wird jeder vom nichtlinearen Widerstands- £-8/ = Induktivität der Spule 8/.

element 7 abgeleitete Klirrfaktor durch das Tiefpaß- 50

filter wirkungsvoll ausgeschaltet, wobei keine Ver- Durch Einsetzen der Formel (6) in die Formel (1)

schlechterung der Tonqualität verursacht wird. F i g. 8 erhält man

K(s²

s² + 2 ζ₀ OJ₀ s + (1 + KßßJ ω₀ ²

s²+2

}Ί+Κββ₁

+ K β & ω₀) s + (l/l +Kßß₁

Das durch die Formel (7) ausgedrückte Eingangs-Ausgangs-Verhältnis

■—■ j ist in etwa in Fig. 10

dargestellt. Wie die vorher beschriebene Schaltung zeigt die Schaltung gemäß F i g. 9 eine Frequenzcharakteristik, die sich mit dem Signalpegel bei niedrigen Frequenzen verändert. Wenn jedoch in diesem Fall die Filterkonstanten so gewählt werden, daß sie einen niedrigen Wert für ς₀ ergeben, weist die Kurve der Frequenzcharakteristik, wie dargestellt, bei der

Kreisfrequenz ω₀ ein Minimum und bei ]/i 4- κββχ · ω₀ 6o ein Maximum auf. Es ergibt sich daher, daß Geräusche, beispielsweise Brummen, durch die Wahl einer Kreisfrequenz ω₀, die mit der des Geräusches übereinstimmt, wirksamer ausgeschaltet werden kann und daß dabei auf Grund des Maximums bei der Frequenz 65 von |/i + Kßßi · W₀ trotz der Dämpfung im Niederfrequenzbereich ein merklicher Baßeffekt erzielt werden kann. Versuche, die mit der Verstärkerschaltung gemäß F i g. 6 durchgeführt wurden, wobei der durch

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7 8

unterbrochene Linien eingeschlossene Teil durch die charakteristik der Verstärkung oder der Dämpfung des

Schaltung gemäß F i g. 11 ersetzt wurde, ergaben die Rückkopplungskreises, der aus einem ein nichtlineares

in F i g. 12 für verschiedene Signalpegel dargestellten Widerstandselement 7 und das] Tiefpaßfilter 8 um-

Frequenzcharakteristiken. In diesem Fall waren die fassenden Dämpfungskreis besteht. Wie bei der in

Bestandteile der Schaltung folgendermaßen eingeteilt: 5 F i g. 1 dargestellten Schaltung ist der Verstärkungsgrad des Rückkopplungskreises desto geringer, je

Widerstand 5 6,8 Kiloohm höher der Signalpegel ist, und je niedriger der Signal-Widerstand 6a 1,5 Kiloohm pegel ist, desto größer ist die erhaltene Verstärkung.

Widerstand 6b 390 Ohm Demnach zeigt die den Verstärker, den Lautsprecher

Nichtlineares Widerstands- io und den Rückkopplungskreis umfassende Schleife eine

element Siliziumdiode- Schleifenverstärkung, wie sie in Fig. 14b dargestellt

;. ^! Varistor SV-I ist. Herkömmlicherweise ist es bei einem Rückkopp-

(Hersteller: Electric lungssteuerungssystem bekannt, daß die Verstärkung Manufacturing Co., bei geschlossener Schleife im wesentlichen gleich dem Japan) 15 Reziprokwert der Verstärkung des Rückkopplungs-Widerstand 86 200 Ohm kreises ist, wenn die Schleifen verstärkung größer als

Widerstand 8c 200 Ohm 1 ist, und etwa gleich der Verstärkung des Vorwärts-

Kondensator 8d 10 Mikrofarad kreises, wenn die Schleifenverstärkung geringer ist als 1.

Kondensator 8e 100 Mikrofarad Wenn deshalb der Stromkreis auf den Schleifen-Induktivität 8/ 1,5 Henry 20 verstärkungsgrad 1 gebracht wird, wie in Fig. 14b

dargestellt, wird eine Kegelgeschwindigkeitscharak-

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung, teristik erzielt, wie in Fig. 14c durch die dicke wie in Fig. 13 dargestellt, wird ein Lautsprecher4 durchgehende Linie dargestellt, mit einem schwachen verwendet, der einen Schwingungsgeschwindigkeits- oder geringen Signal (dargestellt durch die dicke detektor9 aufweist, dessen Ausgangssignal über einen 25 durchgehende Linie in Fig. 14b), da die Kegelein nichtlineares Widerstandselement 7 und ein Tief- geschwindigkeit des Lautsprechers etwa gleich derpaßfilter 8 umfassenden Dämpfungskreis auf die Ein- jenigen ist, die sich bei außerhalb des Winkelfrequenzgangsseite des Verstärkers rückgekoppelt wird. Der bereichs von Co₁ bis ω₂ geöffneter Schleife ergibt und Schwingungsgeschwindigkeitsdetektor 9 ist eng mit gleich dem Reziprokwert der Verstärkung des Rückdem Kegel (Membran) des Lautsprechers 4 verbunden 30 kopplungskreises im Bereich von (O₁ bis a>₂ ist. In und kann von jedem bekannten Typ, beispielsweise gleicher Weise wird mit einem starken oder großen elektromagnetisch oder piezoelektrisch sein. Ein im Signal (durch gestrichelte Linie in F i g. 14b dar-Handel erhältlicher Lautsprecher mit einem dyna- gestellt) eine Charakteristik erzielt, wie durch die gemischen Rückkopplungssystem kann leicht mit einem strichelte Linie in F i g. 14c veranschaulicht, wobei die solchen SchwingungsgeschwindigUeitsdetektor verwen- 35 Grenzkreisfrequenzen nach ω/ bzw. o>₂' verschoben det werden. sind. F i g. 14d zeigt den Ausgangsschalldruck des Unter der Annahme, daß die Schaltung gemäß Lautsprechers, der proportional zum Differential der F i g. 13 die gleichen Bestandteile wie die in F i g. 1 Kegelgeschwindigkeit ist, wie aus Formel (9) ersichtmit Ausnahme des Lautsprechers aufweist und daß der lieh. Es ist demnach zu bemerken, daß bei niedrigem Lautsprecher 4 ein trichterloser Lautsprecher ist, der 40 Signalpegel die Baßresonanzfrequenz des Lautsprechers einen Schwingungsgeschwindigkeitsdetektor enthält merklich erhöht wird, so daß die Dämpfung im Baß- und in einem geschlossenen Kästchen angeordnet ist, bereich verstärkt wird.

werden die Schwingungsgeschwindigkeit V und der F i g. 15 zeigt eine weitere Schaltanordnung gemäß

Ausgangsschalldruck P des Lautsprecherkegels in dem der Erfindung. Diese Anordnung hat den Zweck, den

Frequenzbereich, in dem der Kegel, wie bekannt, eine 45 gesamten Aufbau eines einen erfindungsgemäßen

reziproke Kolbenbewegung durchführt, durch folgende Stromkreis enthaltenden Stereophonwiedergabesystems

Formeln ausgedrückt: dadurch zu vereinfachen, daß bei Frequenzen von etwa

100 Hz die Signalkomponenten im rechten und linken

.. . _ ^}J2l?— _; (8) Kanal im wesentlichen gleiche Größe und Phase auf-

E₀ s² + 2 ζ,-OJr s + co_r ² ' 50 weisen. Gemäß F i g. 15 wird das Signal im linken

Kanal zur Klemme 1 geleitet und durch einen Ver-

JL- ₌ χ s——, ^1V"'(9) stärker 3 verstärkt, um als Ton von einem Laut-

E₀ E₀ Sprecher 4 abgestrahlt zu werden. Andererseits wird

das Signal im rechten Kanal zur Klemme 1' und über

worin E₀ die an die Schwingspule des Lautsprechers 55 einen zweiten Verstärker 3' zu einem zweiten Lautgelegte Spannung, ω_τ die Niederfrequenz-Resonanz- Sprecher 4' geleitet. Die Ausgangssignale der Verkreisfrequenz des Lautsprechersystems, t_r den Dämp- stärker in den beiden Kanälen werden mit Hilfe von fungskoeffizienten des Lautsprechersystems und K₁, K₂ Widerständen 5 und 5' gemischt und dann an das aus die Proportionalitätskonstanten bedeuten. einem Widerstand 6 und einem nichtlinearen WiderWenn das Tiefpaßfilter 8 in der Schaltung der 60 Standselement 7 bestehende Netz gelegt und gleich-F i g. 13 die in F i g. 4 dargestellte Form aufweist, zeitig über ein Tiefpaßfilter 8 zu den Summierungsstellt sich das Verhältnis der Veränderungen der punkten 2 und 2' an der Eingangsseite der beiden Schaltcharakteristiken zu den Veränderungen des Kanäle rückgekoppelt. Da, wie vorstehend gesagt, im Signalpegels so dar, wie in F i g. 14 veranschaulicht. Baß- oder Niederfrequenzbereich die Eingangssignale Fig. 14a, das oberste Diagramm der Fi g. 14, zeigt 65 und demnach die Ausgangsspannungen in den beiden dieSchwingungsgeschwindigkeitscharakteristik des Ke- Kanälen im wesentlichen gleich in Größe und Phase gels, wenn eine konstante Spannung an die Schwing- sind, ist es möglich, die Frequenzcharakteristiken der spule des Lautsprechers gelegt wird, und die Frequenz- beiden Kanäle durch Verwendung des Widerstandes 6,

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des nichtlinearen Widerstandse'ementes 7 und des Tiefpaßfilters 8, die beiden Kanälen gemeinsam /λι-gehören, zu steuern.

F i g. 16 beschreibt eine weitere Schaltanordnung gemäß der Erfindung, bei der wie im Fall der F i g. 1 die Ausgangsspannung des Verstärkers 3 über einen aus Widerständen 5, 6 und 16 und einem nichtlinearen Widerstandselement 7 bestehenden nichtlinearenDämpfungskreis und weiter über ein Tiefpaßfilter 8 auf die Eingangsseite des Verstärkers rückgekoppelt wird. Jedoch ist in diesem Fall die Anordnung so getroffen, daß bei höheren Signalpegeln der nichtüneare Dämpfungskreis eine geringere Dämpfung ergibt und der erzielte Rückkopplungsbetrag größer ist. Wenn demnach ein Signal über die Klemme 1 geleitet wird, verändert sich das Eingangs-Ausgangs-Verhältnis des Verstärkers 3 mit dem Signalpegel, wie in Fig. 17 veranschaulicht. Es ist ersichtlich, daß, je höher der Signalpegel ist, die Ausgangsleistung im Baß- oder Niederfrequenzbereich desto mehr begrenzt ist. Das bedeutet, daß bei Verwendung eines Verstärkers mit begrenzter Ausgangsleistung Tonverzerrungen, die sonst auf Grund von durch Sättigung des Verstärkers mit Niederfrequenzsignalen großer Amplitude verursachter Zwischenmodulation auftreten, wirksam verhindert werden.

F i g. 16 beschreibt eine Abwandlung einer solchen Schaltanordnung, die einen zusätzlichen Kreis 17 umfaßt, der mit dem Eingangsende 1 verbunden ist. Dieser Kreis weist eine Frequenzcharakteristik auf, die eine Erhöhung des Verstärkungsgrades an der unteren Grenze des Tonfrequenzbereiches ergibt. Die Gesamtcharakteristiken dieser abgewandelten Anordnung bei Anlegen eines Signals an die Klemme 18 sind in Fig. 18 dargestellt. Wie zu bemerken ist, ist das Baßband um so mehr angehoben, je niedriger der Signalpegel ist, und demnach kann ein Lautstärkenausgleich auf automatische Weise erzielt werden. Ferner ist zu bemerken, daß die Schaltanordnung des nichtlinearen Widerstandselementes 7, wie in F i g. 16 dargestellt, auch bei jedem anderen der vorbeschriebenen Systeme verwendet werden kann.

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Automatisches Steuersystem der Frequenzcharakteristik von Verstärkern zur Übertragung von

45 Musik und Sprache mit einem Tiefpaßfilter und einem nichtlinearen Dämpfungskreis in einem Gegenkopplungszweig, dadurch gekennzeichnet, daß die tonfrequente Spannung vom Ausgang des Verstärkers (3) zunächst über den Dämpfungskreis (5, 6, 7) und danach über das Tiefpaßfilter (8) zum Eingang (2) des Verstärkers(3) zurückgeführt wird und der Dämpfungskreis (5,

6, 7) ein nichtlineares Widerstandselement (7), wie .einen spannungsabhängigenoWiderstand, aufweist, dessen Wirkwiderstand sich mit der angelegten Spannung verändert.

2. System nach Anspruch 1 mit einem Lautsprecher, der eine elektrisch betriebene Membran und einen Verstärker zum Betrieb des Lautsprechers aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Schwingungsgeschwindigkeitsdetektor (9) aufweist, der eng mit der Membran des Lautsprechers gekoppelt ist, und daß an dem Eingang des Dlmpfungskreises (5, 6, 7) die Ausgangsspannung dieses Schwingungsgeschwindigkeitsdetektors (9) anliegt.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich die durch den nichtlinearen Dämpfungskreis (5, 6, 7) erhaltene Dämpfung verringert, wenn sich die Ausgangsspannung des Verstärkers (3) erhöht.

4. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich die durch den nichtlinearen Dämpfungskreis (5, 6, 7) erhaltene Dämpfung erhöht, wenn sich die Ausgangsspannung des Verstärkers (3) erhöht.

5. System nach den Ansprüchen 1 bis 3 oder 1, 2 und 4, gekennzeichnet durch einen mit der Eingangsseite des Verstärkers (3) verbundenen Kreis (17), der eine Frequenzcharakteristik aufweist, die einen sich an der unteren Grenze des Tonfrequenzbereiches erhöhenden Verstärkungsgrad zeigt.

6. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungszweig (5, 5', 6,

7, 8) für beide Kanäle eines,Stereoverstärkers (3, 3'), verwendet wird.

7. System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das zum Mischen der Ausgangsspannungen beider Kanäle des Stereoverstärkers (3,3') vorgesehene Widerstandsnetzwerk (5,5') einen Teil des nichtlinearen Dämpfungskreises bildet.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen