DE1272382B - Vielkanal-Traegerfrequenz-UEbertragungssystem - Google Patents

Description

• Vielkanal-Trägerfrequenz-Übertragungssystem Die Erfindung betrifft ein Vielkanal-Trägerfrequenz-Übertragungssystem, in dem in einer Vormodulationsstufe mehrere niederfrequente Kanäle mit der gleichen Trägerfrequenz in ein höheres Frequenzgebiet umgesetzt und anschließend in einer Kanalmodulationsstufe durch Anwendung von Trägerfrequenzen, die für jeden Kanal unterschiedlich sind, in einem Frequenzband nebeneinander angeordnet werden, das unterhalb dieses höheren Frequenzgebietes liegt.
• Bei einem Vielkanal-Trägerfrequenz-Übertragungssystem, dessen Sprachfrequenzsignale mit Trägerfrequenzen amplitudenmoduliert sind, treten außer den gewünschten Modulationsfrequenzen eine Reihe weiterer störender Modulationsfrequenzen und Seitenbänder auf, die mittels Bandfilter unterdrückt werden müssen. Es ist sehr schwierig, den Frequenzgang dieser Bandfilter sowohl im Durchlaßbereich als auch im Dämpfungsbereich so zu gestalten, daß eine gute Übertragungsqualität sichergestellt ist. Insbesondere darf die Steilheit der Frequenzgänge der Filter nicht durch die Zusammenschaltung der einzelnen Übertragungskanäle gestört werden.
• Es ist bereits ein System bekannt, bei dem die niederfrequenten Kanäle mittels gestaffelter Trägerfrequenzen frequenzmäßig aneinandergereiht werden, wobei die einzelnen Kanäle zuvor durch eine Vormodulation mit jeweils der gleichen Trägerfrequenz in einen höheren Frequenzbereich gebracht wurden. Die Frequenz für die Vorumsetzung und die obere Grenzfrequenz der umgesetzten Signalfrequenzgruppe verhalten sich dabei wie ungefähr 1:1,2. Die bei diesem System auftretenden störenden Seitenbänder aus den höheren Harmonischen der Modulationsprodukte liegen sehr nahe bei dem Übertragungsfrequenzband, so daß eine Störung der übertragungsfrequenzen nur mit sehr komplizierten und aufwendigen Filterkonstruktionen verhindert werden kann. Dabei ist ferner zu beachten, daß wegen des geringen Abstands des für die Vormodulation benutzten Trägers von der oberen Grenzfrequenz des übertragungsfrequenzbandes, die in das Übertragungsfrequenzband fallenden störenden Modulationskomponenten auch durch beste Filteranordnungen nicht mehr entfernt werden können.
• Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, ein Vielkanal-Trägerfrequenz-Übertragungssystem zu schaffen, bei dem die Störmodulationsfrequenzen weitgehendst in Frequenzbereichen auftreten, die von dem Übertragungsband den größtmöglichsten Frequenzabstand aufweisen. Bei der Verwirklichung des Systems sollen die der Unterdrückung der Störfrequenzen dienenden Stufen und Baugruppen möglichst einfach und gleichartig ausgebildet sein, damit eine kostensparende Herstellung ohne Beeinflussung der Qualität der Übertragung möglich ist.
• Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Trägerfrequenz der Vormodulationsstufe für das Umsetzen der einzelnen niederfrequenten Kanäle in das höhere Frequenzgebiet mindestens das Sechsfache der oberen Grenzfrequenz des Frequenzbandes beträgt, in dem die einzelnen Kanäle anschließend in der Kanalmodulationsstufe nebeneinander angeordnet werden.
• Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist ferner vorgesehen, daß die unterschiedlichen Trägerfrequenzen für die Kanalmodulationsstufe um das Frequenzäquivalent des Übertragungsbandes größer als die Frequenz sind, in deren Bereich sich die niederfrequenten Kanäle nach der Umsetzung durch die Vormodulationsstufe befinden.
• Diese Maßnahmen bieten den Vorteil, daß die meisten Störfrequenzen auf Grund der höheren Harmonischen der Modulationsprodukte, die direkt oder durch Rückübertragung Störungen hervorrufen können, weit genug vom Übertragungsfrequenzband entfernt sind, daß sie durch einfache Filter leicht unterdrückt werden können. Diese Filter können außerdem für alle Kanäle gleichartig ausgebildet sein, so daß sie innerhalb der einzelnen Kanäle untereinander austauschbar sind.
• Durch die Anordnung der unterschiedlichen Trägerfrequenzen für die Kanalmodulationsstufe über den Frequenzen, in denen sich die niederfrequenten Kanäle nach der Umsetzung durch die Vormodulationsstufe befinden, ist der Vorteil gegeben, daß die zwischen die Kanalmodulatoren und die Koppelschaltungen eingesetzten Filter eine bessere Dämpfung für die durch eine Rückwärtsübertragung hervorgerufenen Störkomponenten bewirken.
• Gemäß der Erfindung ist auch vorgesehen, daß die Eingänge und/oder Ausgänge der Kanalmodulationsstufe mit Transformatoren versehen sind, die als Tief-bzw. Bandpaßfilter für Frequenzen außerhalb des Übertragungsfrequenzbandes dienen.
• Ferner ist vorgesehen, daß die einzelnen hochfrequenten Kanäle über eine Koppelschaltung mit einem gemeinsamen als Gruppenfilter dienenden Tief- bzw. Bandpaßfilter verbunden sind, das zur Unterdrückung einer Rückwärtsübertragung an seiner der Koppelschaltung für die verschiedenen Kanäle zugewandten Seite einen Abschluß mit z-Impedanzeigenschaften aufweist.
• Eine weitere Verbesserung der Übertragungsqualität wird gemäß der Erfindung dadurch erreicht, daß die zwischen die Tief- bzw. Bandpaßfilter und die Modulationsstufen geschalteten Verstärker sowie die Übertragungs- und Empfangsverstärker kleinstzulässige Verstärkung aufweisen und daß die Eingangs-und Ausgangstransformatoren der Verstärker mit den vor- und nachgeschalteten Stufen gemeinsam verwendbar sind.
• Das Einfügen dieser Verstärker bewirkt im Zusammenwirken mit den zugehörigen Bandfiltern eine Unterdrückung insbesondere des durch Rückwärtsübertragung der Modulationskomponenten höherer Ordnung hervorgerufenen Übersprechens.
• Für den Fall, daß das Übertragungsfrequenzband in einem sehr hohen Frequenzgebiet, z. B. zwischen 3 und 5 MHz, liegt, ist es schwierig, die erforderliche Dämpfung sowie die Unterdrückung der störenden Seitenbandfrequenzen in dem Dämpfungsbereich durchzuführen, da in der ganzen Anordnung der Elemente und der Verdrahtung Störungen über Streukopplungen auftreten. Es ist daher vorgesehen, daß die Vormodulatiön in mehreren aufeinanderfolgenden Stufen durchgeführt wird. Gemäß der Erfindung ist dabei einer ersten Vorinodulationsstufe ein geeignetes Bandpaßfilter mit steiler Sperrcharakteristik nachgeschaltet, das die in der Nähe der oberen und unteren Frequenzgrenze des Sprachsignals auftretenden Störfrequenzen sowie die durch Rückübertragung auftretende Trägerfrequenz dämpft. Ferner ist einer zweiten Vormodulationsstufe für die Umsetzung des Sprachsignals in den Hochfrequenzbereich ein geeignetes Bandfilter mit einer der erforderlichen übertragungsgüte entsprechenden Dämpfung über den gesamten Dämpfungsbereich nachgeschaltet.
• Durch diese Maßnahme wird die Berechnung und die Herstellung der Bandfilter sehr viel einfacher, verglichen mit dem Fall, in dem das Sprachsignal in einer einstufigen Vormodulation in das hochfrequente Übertragungsfrequenzband umgesetzt wird.
• Uni die Frequenzabweichungen der für die verschiedenen Kanalmodulatoren benötigten unterschiedlichen Trägerfrequenzen zu vermeiden, ist gemäß der Erfindung vorgesehen, daß die Trägerfrequenzkomponenten für jede einzelne Kanalmodulation aus dem oberen Seitenband einer Modulation von in einem stabilen Oszillator erzeugten und den Kanälen im Übertragungsfrequenzband entsprechenden Frequenzen mit einer in einem Trägerfrequenzoszillator erzeugten Trägerfrequenz ableitbar sind. Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung für mehrere Ausführungsbeispiele beschrieben.
• A b b. 1 und 2 dienen der Beschreibung der Funktion der heute üblichen Trägerfrequenz-Übertragungssysteme mit vielen Kanälen, in denen die Telefonsignale in zwölf Kanalgruppen vormoduliert werden, die in dem Frequenzband zwischen 60 und 108 kHz liegen. Anschließend wird dieses Frequenzband durch einten Gruppenmodulator in das Frequenzband von f 1 ... f " (8 ... 56 kHz) verschoben.
• A b b. 3 zeigt die Ergebnisse einer Kreuzmodulation, die zustande kommt, wenn man die Grundkomponente F (das Signal), die einen Frequenzumfang von J f besitzt, einem Modulator oder einem anderen nichtlinearen System zuführt.
• A b b. 4 zeigt die Durchlaßcharakteristik der Bandfilter auf der Sende- und Empfangsseite, also der Filter SBl, SB, und RBl und RB., gemäß A b b. 1. Es sind die Charakteristiken für die Filter im zwölften Kanal (60 ... 64 kHz) dargestellt, obwohl dieser Kanal in A b b. 1 nicht gezeigt ist. Die 64-kHz-Frequenz aus A b b. 4 ist die Trägerfrequenz.
• A b b. 5 und 6 sind Ausführungsformen einer zwölfkanaligen Gruppe, die ein übliches Vormodulationssystem besitzt. Die Trägerfrequenz für die Vormodulation ist zu 12 kHz gewählt, und das erzeugte untere Seitenband P ist durch Kanalmodulation in das Frequenzband von 60 . . . 108 kHz verschoben.
• A b b. 6 zeigt nur zwei Kanäle der Sendeseite. Die Empfangsseite ist weggelassen worden, da, wie allgemein bekannt ist, die Empfangsseite eine Umkehrung der Sendeseite ist.
• A b b. 7 und 8 dienen der Beschreibung eines Falles, bei dem das vormodulierte Signal P eine Frequenz von 3080 kHz besitzt und das übcrtragungsfrequenzband zwölf Kanäle aufweist, die von 60 ... 108 kHz reichen. Die A b b. 7 stellt die Frequenzumsetzung und die A b b. 8 die Verteilung der Modulationsfrequenzen dar.
• A b b. 9 zeigt die Durchlaßcharakteristik eines Kristallfilters, das dazu dient, das vormodulierte Signal P mit einer Frequenz von 3080 kHz auszuwählen.
• A b b. 10a und 10b zeigen einen üblichen Ring= modulator, für den zwei Transformatoren verwendet werden.
• A b b. 11 a bis 11 d dienen der Erklärung des Ersatzschaltbildes eines Transformators und für die Einführung der Konstanten dieses Ersatzschaltbildes als der Berechnung und Konstruktion dienende Teile der Band- und Ticfpaßfilter.
• A b b. 12 stellt die Rückfluß-Dämpfungscharakteristik eines Transformators dar, dessen Ersatzschaltbild die Schaltung gemäß A b b. 11 a ist (Kurve 1). Dabei ist der Transformator auf 75 Ohm Impedanz im Durchlaßbereich ausgelegt. Die Kurve 2 ist eine ähnliche Kurve; nur besitzt der Transformator ein Ersatzschaltbild nach A b b. 11 b. Bei diesem Ersatzschaltbild und damit bei dem Transformator sind die Kondensatoren Cfi und Cfzeingeschaltet. Die beiden gezeigten Kurven ergeben sich aus Meßwerten.
• A b b. 13 zeigt das Ergebnis einer Messung der Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz in dem HF-Dämpfungsbereich. Die beiden Kurven 1 und 2 entsprechen den Kurven 1 und 2 gemäß A b b. 12.
• A b b. 14 zeigt ein der A b b. 7 ähnliches Block-Schaltbild. In der A b b. 14 ist das Tiefpaßfilter zwischen die Modulatoren bzw. Demodulatoren eingefügt. Die Schaltung zur Vereinigung der Kanäle konnte durch die Verwendung der Transformatoren, die in Verbindung mit den A b b. 11, 12 und 13 beschrieben worden sind, verbessert werden.
• A b b. 15 ist ein Frequenzumsetzungsplan, der für das Übertragungsfrequenzband zwischen 312 und 552 kHz gilt, das in 60 Kanäle unterteilt ist, wobei die Frequenz des vormodulierten Signals P mit 5000 kHz festgelegt ist.
• A b b. 16 zeigt einen Teil der Modulationsfrequenzen nach dem Plan gemäß A b b. 15.
• A b b. 1.7 zeigt tatsächliche Meßwerte von Transformatoreneigenschaften. Die Kurve 1 ist die Charakteristik des Transformators, und die Kurve 2 zeigt die Charakteristik einer Transformatorschaltung, die so ausgelegt ist, daß sie Bandfiltereigenschaften aufweist. Das Ersatzschaltbild des Transformators im NF-Durchlaßbereich von 60 ... 552 kHz entspricht der A b b. 11. d.. Im HF-Bereich ist das Ersatzschaltbild nach A b b. 11. b zu verwenden.
• A b b. 18 zeigt die Durchlaßcharakteristik eines Kristallfilters, das für eine Verwendung gemäß der Erfindung hergestellt worden ist. Das Filter wählt das obere Seitenband der Trägerfrequenz von 5 MHz aus.
• A b b. 19 zeigt ein Blockschaltbild einer Anlage, die verwendet werden kann, wenn es technisch schwierig oder unwirtschaftlich ist, in einer einzigen Modulatorstufe Sprachfrequenzsignale in den gewünschten vormodulierten Frequenzbereich P umzusetzen. Daher ist die Zahl der Modulatorstufen für die Vormodulation erhöht worden, und die Signale werden aufeinanderfolgend moduliert. In der Abbildung ist eine zweistufige Vormodulation sowie ein Beispiel einer Rufsignalübertragung gezeigt, die in einem Telefonnetz verwendet werden kann.
• A b b. 20 a und 20 b sind graphische Darstellungen. Sie sollen erklären, wie in einem mehrstufigen und erfolgreich arbeitenden Vormodulationssystem nach der Erfindung die Verteilung der Charakteristiken der einzelnen Bandfilter durchgeführt werden muß.
• A b b. 21 zeigt ein Beispiel einer Dämpfungscharakteristik des ersten Bandfilters. Bei diesem Beispiel ist die erste Vormodulation mit 100 kHz durchgeführt worden.
• A b b. 22 zeigt ein Beispiel der Charakteristik des Filters BFß gemäß A b b. 19. Dieses Filter dient dazu, die Frequenz des Rufsignals (Coi -3825 FIz) = 596,1.75 kHz auszuwählen. Dabei ist vorausgesetzt, daß als Frequenz für die erste Vormodulation 600 kHz verwendet und von dem ersten Bandfilter das untere Seitenband ausgesiebt wird.
• A b b. 23 erklärt das Verfahren, nach dem bei der Erfindung die Frequenzabweichungen des Trägerfrequenzoszillators für die Vormodulation und Kanalmodulation von den Komponenten der übertragung unabhängig gemacht werden.
• A b b. 24 zeigt ein Beispiel, bei dem die Frequenz des Durchlaßbereiches eines Filters zur Auswahl der Trägerfrequenz für eine Kanalmodulation von 5 MHz beträgt.
• In der A b b. 1 ist das Blockschaltbild eines üblichen vielkanaligen Trägerfrequenz-Übertragungssystems gezeigt. Dieses System kann beispielsweise in einem Telefonweitverkehrsnetz benutzt werden, in dem entweder nicht pupinisierte Kabel oder Koaxialleitungen verwendet werden. Das Sprachfrequenzsignal S1 der einzelnen Kanäle CHi, CH, ... wird auf der Übertragungsseite des Systems einem Tiefpaßfilter LP zugeführt, in dem alle Frequenzkomponenten oberhalb 3400 Hz unterdrückt werden. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters wird in einem Modulator MOD mit einer Trägerfrequenz C moduliert, die dem Modulator MOD zugeführt wird. Wenn ein 12-Kanal-System vorliegt, so können die Trägerfrequenzen beispielsweise folgende Werte annehmen: C1 = 64 kHz, C, = 68 kHz, . . ., C11= 104 kHz und C1_, = 108 kHz. Das ist in der A b b. 2 gezeigt. Aus den Modulationsfrequenzen, die so erzeugt werden, werden jeweils die unteren Seitenbänder durch die Bandfilter SBi, SB 2 . . . ausgewählt. Da diese zwölf Ausgangssignale alle gemeinsam verbunden sind, werden die Frequenzen aller unteren Seitenbänder vereinigt und dem nächsten Gruppenmodulator G.MOD zugeführt. Wenn man annimmt, daß das Frequenzband der zu übertragenden Signale der Kanäle CH1 . . . CHU von 8 ... 56 kHz reicht, wie es in A b b. 2 gezeigt ist, beträgt die Trägerfrequenz C, für die Gruppenmodulation 116 kHz. Das Gruppenbandfilter GB überträgt die Frequenzkomponenten zwischen 8 und 56 kHz und dämpft alle anderen Komponenten. Der Sendeverstärker TA verstärkt die Signale S2 bis auf den erforderlichen Übertragungspegel. Dieser Verstärker darf nur die geringstmöglichen linearen Verzerrungen aufweisen, da diese Verzerrungen eine Kreuzmodulation hervorrufen, die die Qualität der Übertragung stört.
• Die Kreuzmodulation wird in Verbindung mit A b b. 3 erklärt. Ein Grundsignal F, das ein Frequenzband (f1 ... f2) = d f besitzt, wird einem nichtlinearen Element zugeführt. f1 soll die untere und f., die obere Frequenzgrenze darstellen. Die Verzerrungen zweiter Ordnung, die bei der Modulation entstehen, sind Frequenzkomponenten, die einmal ein Frequenzband 2f, ... 2f2 aufweisen (das ist eine Summenkomponente) und zum anderen in dem Frequenzband 0 ... f zu finden sind (Differenzkomponente). In den Verzerrungen dritter Ordnung treten Summenkomponenten auf, deren Frequenzband sich von 3f, ... 3 f z erstreckt. Weiterhin tritt noch eine Komponente auf, die aus einer Summe und einer Differenz (f1 - .J f) ... (f2 -I- J f) besteht und im Frequenzband des Grundsignals liegt. Die Frequenzkomponenten der Verzerrungen vierter und höherer Ordnung liegen so, wie es in A b b. 3 gezeigt ist: In dem Frequenzband des Grundsignals liegt immer ein Teil der Summen- und Differenzkomponenten der Verzerrungen ungerader Ordnung. Wie man der A b b. 3 weiterhin entnehmen kann, können auch je nach der Bandbreite f und je nach den Werten für f 1 und f 2 Frequenzkomponenten von Verzerrungen gerader Ordnung in das Frequenzband des Grundsignals hineinreichen.
• Die Frequenzen, die bei solchen Kreuzmodulationen entstehen, und die sich mit dem Frequenzband des Grundsignals mischen, können durch Filter nicht entfernt werden. Diese Frequenzkomponenten erhöhen nur den Rauschpegel und stören die Qualität der Übertragung.
• In normalen vielkanaligen Trägerfrequenz-Übertragungssystemen wird das Frequenzband zwischen 312 und 552 kHz für eine Gruppe von 60 Übertragungskanälen ausgenutzt. Es ist bekannt, fünf dieser zwölf Kanalgruppen, die ein Frequenzband von 60 ... 108 kHz umfassen und die in A b b. 2 gezeigt sind, zu diesem Zweck durch eine Gruppenmodulation in dem obenerwähnten Frequenzband von 312. . 552 kHz anzuordnen.
• Auf der Empfangsseite werden die umgekehrten Operationen wie auf der Sendeseite durchgeführt. Das ist ebenfalls in A b b. 1 dargestellt. Die übertragenen Signale (zwölf Kanäle, Frequenzband von 8.... 56 kHz) werden von einem Empfangsverstärker RA verstärkt, der ebenso wie der Sendeverstärker TA keine nichtlinearen Verzerrungen aufweisen darf.
• Die Signale, die in dem Gruppendemodulator G.DEM demoduliert werden, liegen in dem Frequenzband von 60 ... 108 kHz und werden durch das Gruppenbandfilter GD ausgesiebt, das die störenden Seitenbandkomponenten noch durchtretender Trägerfrequenzen sowie solche Frequenzkomponenten unterdrückt, die von den Eingangssignalen selbst stammen können (8 ... 56 kHz). Nachdem die Signale im Frequenzband von 60 ... 108 kHz im Verstärker AA verstärkt worden sind, werden mit den Empfangsbandfiltern RB" RB2 ... die einzelnen Kanäle ausgesiebt. Anschließend werden sie von den Demodulatoren DEM demoduliert und stehen über die Verstärker VA an den Kanälen CH" CH, ... der Empfangsseite zur Verfügung.
• Bei dem in der A b b. 1 gezeigten System erfordert die Berechnung und die Herstellung der Gruppendemodulatoren und Kanalfilter, die verschiedene Frequenzgänge besitzen, allergrößte Aufmerksamkeit.
• In den üblichen Weitverkehrssystemen oder ähnlichen Systemen, die über Kabel arbeiten, vergrößert sich die Modulationsverzerrungsleistung, die den Eingängen des Systems zugeordnet werden kann, wenn die Kanalzahl steigt. Wenn diese Verzerrungsleistung beispielsweise in einem Kanal 30 pW beträgt, so verdoppelt sie sich pro Kanal bei einer 12-Kanal-Gruppenmodulation auf 60 pW. Bei einer 60-Kanal-Gruppenmodulation steigt sie sogar auf etwa 180 pW an. Das ist der Tatsache zuzuschreiben, daß die Frequenzkomponenten der Modulationsverzerrungen anwachsen, wenn das Frequenzband des Eingangssignals P für den Gruppenmodulator breiter wird, hauptsächlich deswegen, weil sich in dem übertragenen Frequenzband Modulations-Verzerrungsfrequenzen Co ± 3 f, Co ± 5 f usw. befinden.
• Aus diesen Gründen muß die Auslegung und die Wartung der Gruppenmodulatoren mit der allergrößten Sorgfalt und dem besten fachmännischen Können durchgeführt werden.
• Insbesondere muß das Sendebandfilter in A b b. 1 das störende Seitenband ausreichend stark unterdrücken und das benötigte Seitenband hindurchlassen, um kleinstmögliche Dämpfungsverzerrungen sicherzustellen.
• Das Bandfilter auf der Empfangsseite muß die Rufsignalkomponente von dem Nachbarkanal eliminieren können. Da die Filter alle zusammengeschaltet sind, um Signale zu vereinigen oder zu trennen, muß bei ihrer Konstruktion auch ihre gegenseitige Beeinflussung berücksichtigt werden.
• Die Filter müssen daher ganz allgemein in ihrem Frequenzgang eine sehr steile Sperrcharakteristik aufweisen, wie sie in der A b b. 4 gezeigt ist. Um diese steile Flanke zu erzeugen, ist das Filter, dessen Charakteristik in A b b. 4 gezeigt ist, in der Hauptsache aus sechs verschiedenen Quarzkristallen aufgebaut, die etwa 44 mm lang und 5 mm breit sind. Demzufolge werden in einem 12-Kanal-System 6 - 12 = 72 verschiedene Quarzkristalle benötigt.
• Die Tatsache, daß ein Bandfilter mit derart steilen Flanken aus vielen verschiedenen Quarzelementen aufgebaut ist, bedingt bei der Herstellung solcher Filter einen außerordentlich großen Arbeitsaufwand, der noch entsprechend der Kanalzahl anwächst. Außerdem sind zahlreiche Meßapparaturen und komplizierte Verfahren erforderlich, um die Bandfilter durchzumessen und abzustimmen. Daher werden solche Bandfilter außerordentlich kostspielig.
• Es ist nun wünschenswert, die Zahl der Filter mit unterschiedlichen Eigenschaften zu beschränken und die so in ihrer Zahl beschränkten Filter in Serienproduktion herstellen zu lassen. Dadurch kann die Herstellung der Filter wirtschaftlicher gestaltet werden.
• Vom technischen Standpunkt aus ist es günstig, daß die erforderliche Anzahl von Filtern, deren Charakteristiken die obenerwähnten steilen Flanken besitzen, in dem Übertragungsfrequenzband angeordnet ist. Wenn es beispielsweise möglich wäre, durch eine einzige Modulationsstufe 60 Kanäle in dem Frequenzband von 312 ... 552 kHz unterzubringen, so wäre dieses das günstigste 60-Kanal-System, da in diesem System eine Gruppenmodulation der zwölf Kanäle, die viele Verzerrungsfrequenzkomponenten hervorruft im Frequenzband zwischen 60 und 108 kHz nicht nötig ist.
• Einer der Gründe, warum ein solches System nicht verwendet wird, liegt in der technischen Schwierigkeit, 60 Filter in dem Frequenzband von 312 ... 552 kHz so anzuordnen, daß ihre Durchlaßbereiche kontinuierlich einander anschließen. In Einseiten-Übertragungssystemen, die mit Kurzwellen arbeiten, ist es ebenfalls sehr schwierig, die Sprachfrequenzsignale in einer einzigen Modulationsstufe in den Kurzwellen-Frequenzbereich umzusetzen. Die Signale werden daher zuerst mit einer Frequenz von 455 kHz oder auch einigen Megahertz moduliert, anschließend in die nächste Frequenz umgesetzt usf. Auf diese Weise wird die Frequenz schrittweise bis in den Kurzwellen-Frequenzbereich hinaufmoduliert. Das ist hauptsächlich durch die Schwierigkeiten bei der Herstellung von Bandfiltern bedingt, die für die Kanalmodulation den Anforderungen im Übertragungsfrequenzbereich genügen.
• Daher werden die Sprachfrequenzsignale in einer Vormodulation in einen Frequenzbereich umgesetzt, für dessen Frequenzen ein Bandfilter leicht hergestellt werden kann. Anschließend wird das Sprachfrequenzsignal durch eine oder auch mehrere Modulationsstufen in den Übertragungsfrequenzbereich gebracht. Dieses Vormodulationsverfahren hat den Vorteil, daß die Anzahl der unterschiedlichen Bandfilter, die in einem vielkanaligen Übertragungssystem eingesetzt werden müssen, geringer wird. So sind beispielsweise 60 verschiedene Filter notwendig, um 60 Kanäle in dem Frequenzband von 312 ... 552 kHz durch eine einzige Modulationsstufe unterzubringen. Wenn man aber zwölf Kanäle durch eine Vormodulation in dem Frequenzband zwischen 60 und 108 kHz anordnet und fünf dieser Zwölfergruppen zu 60 Kanälen vereinigt, so beträgt die Anzahl der unterschiedlichen Filter nur 17, nämlich zwölf verschiedene Filter für die entsprechenden Kanäle und fünf verschiedene Filter für die entsprechenden Zwölfergruppen. Das ist ein großer wirtschaftlicher Vorteil. Ein anderer Vorteil des Vormodulationsverfahrens liegt darin, daß es die Herstellung von Filtern besonders für Einseitenband-Übertragungssysteme erleichtert. Wenn das Frequenzband der Sprachfrequenz von 300 ... 3400 Hz reicht, so hat das störende Seitenband davon einen Abstand von 600 Hz. Wenn die Signale über eine Vormodulation in eine Frequenz umgesetzt werden können, für die es Bandfilter gibt, die für Frequenzen, die von ihrer Grenzfrequenz einen Abstand von 600 Hz haben, für eine ausreichende Dämpfung sorgen, so liegen die störenden Seitenbandfrequenzen an der nächsten Modulatorstufe in einem Frequenzbereich, der von den vormodulierten Signalfrequenzen den doppelten Abstand hat. Demzufolge wird es sehr leicht und einfach, Filter derart auszulegen, daß sie diese störenden Seitenbandfrequenzen unterdrücken. Ein einfaches Vormodulationssystem ist in Verbindung mit den A b b. 5 und 6 beschrieben. In A b b. 6 ist nur die Sendeseite dargestellt und die Empfangsseite weggelassen worden, da die Empfangsseite nur eine Umkehrung der Sendeseite ist. In dem Frequenzband f i ... f (60 ... 108 kHz) sind zwölf Kanäle angeordnet. Der Kanalabstand beträgt 4 kHz. Bei diesem System (Ab b. 5) werden die Sprachfrequenzsignale nicht wie in dem System nach A b b. 2 in einer einzigen Modulationsstufe in den Übertragungsfrequenzbereich umgesetzt, sondern zuerst einem Vormodulator MODI zugeführt, wie es in der A b b. 6 dargestellt ist. In dem Vormodulator MODi wird das Signal zuerst mit einer Trägerfrequenz von 12 kHz moduliert. Das untere Seitenband P = C,9-Si des modulierten Signals wird von einem Bandfilter BF ausgesiebt, um das störende Seitenband C.+Si zu unterdrücken. Für diese Frequenzen kann ein Bandfilter leicht aus Eisenkernspulen und Kondensatoren hergestellt werden, dessen Durchlaßbereich entsprechend dem Sprachfrequenzsignal S1 0,3 . . . 3,4 kHz beträgt.
• Wenn die Sprachfrequenzsignale in allen Kanälen vormoduliert werden, so werden die Frequenzen der Signale P in allen Kanälen gleichmäßig verschoben und in das gleiche vormodulierte Frequenzband P (8,6 ... 11,7 kHz) gebracht.
• Diese vormodulierten Signale P werden in dem nächsten Modulator MODI, nochmals umgesetzt, der mit den Trägerfrequenzen C1 = 52 kHz für den ersten Kanal, C2 = 56 kHz für den zweiten Kanal ... Ci2 = 96 kHz für den zwölften Kanal versorgt wird. Wenn daher in den Ausgängen durch die Bandfilter B auf der Ausgangsseite der Modulatoren MODI, die oberen Seitenbänder ausgewählt werden, C1 -I- P1 = 60 ... 64 kHz, C2 -f- PI, = 64 ... 68 kHz, . . . , C12 + P12 = 104. .. 108 kHz, t und diese Signale vereinigt werden, so können diese zwölf Kanäle genau in dem Frequenzbereich von 60 ... 1.08 kHz untergebracht werden.
• Die störenden unteren Seitenbänder der Kanalmodulatoren MODI, liegen in diesem Fall zwischen f C1 - P1 = 40 ... 44 kHz, C2 - P2 = 44 ... 48 kHz .... , C6 - P6 = 60 ... 64 kHz, . . . , C12 - P12 = 84 ... 88 kHz .
• Da die störenden unteren Seitenbänder von ihren entsprechenden oberen Seitenbändern einen Frequenzabstand von 16 kHz besitzen (das doppelte der niedrigsten Frequenz von P = 8 kHz), können die Bandfilter B sehr einfach berechnet und hergestellt werden, sofern man die Aufmerksamkeit nur der Ausschaltung der störenden unteren Seitenbänder zuwendet. Wenn man die Verzerrungen der Modulationsfrequenzen, die in dem Vormodulator MODi entstehen, bis zur dritten Ordnung berücksichtigt, so können diese Verzerrungen die Nachbarkanäle stören, da der Abstand der Frequenzkomponenten im Verzerrungsbereich Co+3S dreimal größer als das Frequenzband des Eingangssignals ist. (Daß die (Ca -h 3 S)-Frequenzkomponenten innerhalb des eigenen Frequenzbereiches übertragen werden, ist unvermeidbar. Sie erhöhen aber nur das Rauschen im eigenen Kanal und stören dagegen keine anderen Kanäle). Das Bandfilter BF eliminiert jedoch diese Störungen zusammen mit anderen störenden Modulationsfrequenzen. Daher brauchen die Störungen, die in anderen Kanälen hervorgerufen werden, selbst im Fall von Vielkanalübertragungen nicht berücksichtigt zu werden. Bei der Berechnung der Bandfilter B am Ausgang der Modulatoren MODI, müssen allerdings folgende Punkte berücksichtigt werden: Unter den Modulationsfrequenzen, die von den Kanalmodulatoren MODI, hervorgerufen werden, werden die Komponenten 2 C ± P, nämlich 2 C1 ± P1, 2 C2 ± PI,, . . ., 2C12±Pi2 durch die Bandfilter B mit einer gewissen Dämpfung auch nach rückwärts übertragen und gelangen über die Koppelschaltung (R1, R2 ... ), die für die Vereinigung der Kanäle gemäß A b b. 6 benötigt wird, auch zu anderen Kanalmodulatoren. Dort werden die (2 C ± P)-Frequenzkomponenten noch einmal mit der Trägerfrequenz C des Kanalmodulators moduliert, wodurch neue Frequenzkomponenten (2 C ± P)-C entstehen. In der A b b. 5 liegen diese Frequenzkomponenten beispielsweise in folgenden Frequenzbändern: 2C1 ± P1 = 112 ... 116 kHz, 2 C2 ± PI, = 120 ... 124 kHz, 2 C3 ± P,1 = 128 ... 132 kHz , . . . , 2C12 ± P12 = 200 ... 204 kHz.
• Wenn man nun demzufolge annimmt, daß die Modulationsfrequenzkomponenten 2 C3 -f- P3 des dritten Kanahnodulators MODI, nach rückwärts zu dem ersten Kanalmodulator MODI, übertragen wird, so werden bei der Modulation Differenzfrequenzen erzeugt, z. B.
• (2C3 -I- P3) - C1 = (128 ... 132 kHz) - 52 kHz, die in dem Frequenzband zwischen 76 und 80 kHz liegen. Dieses ist aber der Übertragungsfrequenzbereich des fünften Kanals. Weiterhin liegen die Frequenzen der (2C,-P1)-Komponenten im Frequenzband von 92 ... 96 kHz, diejenigen der (2C.-P.)-Komponente im Frequenzband 100 ... 104 kHz, diejenigen der (2C3-P3)-Komponente im Frequenzband 108 ... 112 kHz, diejenigen der (2C4-P4)-Komponente im Frequenzband 116 ... 120 kHz, . . . sowie die Frequenzen der (2Ci2-Pi2)-Komponente im Frequenzband 180 ... 184 kHz. Nimmt man nun an, daß die Frequenzkomponenten 2 C4- P4 des vierten Kanals rückwärts zum ersten Kanalmodulator MOD2 übertragen werden, so wird eine Komponente (2C4 - P4) - C1 = (116 ... 120 kHz) - 52 kHz = 64 ... 68 kHz erzeugt. Diese Frequenzkomponenten liegen aber in dem Übertragungsfrequenzbereich des zweiten Kanals. Wenn solche Frequenzkomponenten (2C ±P) - C also nach rückwärts übertragen werden, so rufen sie ein Übersprechen hervor.
• Wenn nun weiterhin die störenden Seitenbandfrequenzen C - P, die in dem Kanalmodulator erzeugt werden, über die Koppelschaltung an einen anderen Kanalmodulator gelangen und dort moduliert werden, so treten Freqenzen auf, die die 2. Harmonische der Trägerfrequenz, nämlich 2C enthalten. Diese Frequenzen liegen aber wieder in dem übertragungsfrequenzbereich. Wenn z. B. die störende Seitenbandkomponente Ci-P1= 40 ... 44 kHz des ersten Kanals rückwärts an den Modulator des sechsten Kanals übertragen und mit einer zweifachen Trägerfrequenz moduliert wird (2 C6 =144 kHz), so enthalten die Modulationsfrequenzen Komponenten 2 C6 - (Cl - P1) = 144 kHz - (40 ... 100 kHz), die in dem Übertragungsfrequenzbereich des elften Kanals liegen und dort ein Übersprechen hervorrufen.
• Wenn also ein Eingangssignal PX aus dem X-ten Kanalmodulator austritt und über eine Koppelschaltung an den Y-ten Kanal übertragen wird, so wird dieses Signal mit der Trägerfrequenz CY moduliert. Dabei entsteht die Komponente CY+PX. Diese Frequenzkomponente ruft ein Übersprechen aus dem Kanal X in den Kanal Y hervor.
• Wenn andererseits ganz ähnlich die Trägerfrequenz CX aus dem X-ten Kanalmodulator austritt und rückwärts an den Modulator des Y-ten Kanals übertragen wird, so kann die Frequenzkomponente CX -f- PY erzeugt werden, die ein Übersprechen aus dem Kanal Y in den Kanal X hervorruft.
• Eine Rückwärtsübertragung der Frequenzkomponente 3 C ± P, die eine Modulationsverzerrungskomponente ist, von einem Kanalmodulator an einen anderen Kanalmodulator ruft also ein Übersprechen hervor. So tritt beispielsweise in der A b b. 5 auf der Ausgangsseite des fünften Kanalmodulators eine verhältnismäßig starke Komponente von der Modulationsfrequenz (3 C5 ± P5) auf, besonders dann, wenn der Modulator MOD2 ein Ringmodulator ist. Wenn diese Komponente nach rückwärts an den Modulator des vierten Kanals übertragen wird, so kann diese Komponente mit der 2. Harmonischen der Trägerfrequenz, also mit 2 C4, moduliert werden. Dabei entstehen die Frequenzkomponenten (3C5 ± P5) - 2C4 = 204 kHz ± P5 - 128 kHz = 76 kHz ± P5. Wenn diese Frequenzkomponenten übertragen werden, so rufen sie ein Übersprechen vom fünften Kanal auf den zweiten und auf den siebten Kanal hervor.
• Dieses waren Beispiele für Verzerrungskomponenten, die durch eine einmalige Rückwärtsübertragung hervorgerufen wurden. Nun treten aber auch sekun- Es wird im folgenden auf die A b b. 7 und 8 Bezug genommen werden. Für diese Abbildungen sollen folgende Annahmen gelten: P soll gleich 3080 kHz sein und der Übertragungsfrequenzbereich zwischen 60 und 108 kHz liegen. Plf" beträgt also etwa 30.
• Wie in A b b . 7 dargestellt ist, wird das Sprachfrequenzsignal Si mit einer Trägerfrequenz Co = 3080 kHz vormoduliert und die obere Seitenbandfrequenz aller Sprachkanäle in P übergeführt. Wenn man, wie bereits erwähnt, die Trägerfrequenz C für die Kanalmodulation in Frequenzgebieten anordnet, die um den Übertragungsfrequenzbereich höher als P liegen, so erhält man folgende Werte: C1=3144 kHz, C2=3148 kHz, . . . , C12=3188 kHz, deren Frequenzabstände 4 kHz betragen. Die unteren Seitenbandkomponenten an den Ausgängen der Kanalmodulatoren liegen dann in dem Frequenzbereich von 60 ... 108 kHz.
• A b b. 8 zeigt die Modulationskomponenten, die durch das Zusammenkoppeln der Ausgänge von zwölf Kanalmodulatoren entstehen. Unter den C-und P-Komponenten, aus denen die Modulationsfrequenzen zusammengesetzt sind, besitzen die zweifachharmonischen Komponenten der Übertragungskomkonente C-P eine Frequenz, die durch m(fl-f2) dargestellt werden kann. Dabei soll »m« die Ordnung größer als Eins bedeuten. Von diesen Komponenten werden die Komponenten 2 C-2 P, 3 C-3 P ... in dem Maß zu höheren Frequenzen hin verschoben, als die Ordnung dieser Komponenten zunimmt. Die Frequenzen 2C-P, 3 C-2 P, 4C-3 P . . ., die sich in der Form (M-1)(fl-f2)+C darstellen lassen, werden ebenfalls so wie ihre Ordnung höher wird, in Frequenzgebiete verschoben, die oberhalb der Frequenz der niedrigsten Komponente 2 C-P von 3108 kHz liegen.
• Die Frequenzen der Komponenten 3 C-P, 4 C-2 P, 5C-3P ... lassen sich durch folgenden Ausdruck darstellen: (m - 2) (f1 - f2) + 2C. Die Frequenz der Komponenten niedrigster Ordnung liegt bei 6352 kHz. Die Komponenten höherer Ordnung verteilen sich in Frequenzgebiete, die noch darüber liegen.
• Die Komponenten, deren Frequenzen sich in niedrigere Frequenzgebiete verschieben, wenn ihre Ordnung höher wird, sind folgende: Die Komponenten C-2 P, 2 C-3 P, 3 C-4 P. . ., deren Frequenzen sich darstellen lassen als (m-1)(fl-f2)-P, sowie die Komponenten C-3 P, 2C-4P, 3C-5P..., deren Frequenzen sich darstellen lassen als (m -2)(fl-f2)-2P.
• Diese Komponenten liegen alle in dem Frequenzgebiet von 2 MHz und darüber, selbst wenn man sie bis zur neunten Ordnung berücksichtigt, wie es aus A b b. 8 hervorgeht.
• Innerhalb des Übertragungsfrequenzbandes und in seiner Nähe treten nur die Komponenten C-3 P, C-5 P ... sowie die Komponenten 2 C-2 P, 3 C-3 P ... auf. Diese Komponenten sind bei der Modulation unvermeidbar. Wenn man nun an dem Ausgang des Kanalmodulators MON2 ein Tiefpaßfilter anbringt, dessen obere Grenzfrequenz bei 108 kHz liegt, so wird eine Frequenz von 2 MHz, die etwa zwanzigmal höher als die obere Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters ist, durch ein einstufiges Tiefpaßfilter um 65 db gedämpft. In einem solchen Fall kann daher das Tiefpaßfilter sehr einfach berechnet und ausgelegt werden, wobei die Qualität der Übertragung zusätzlich besser wird.
• Die Komponenten 2C-2P, die in der Nähe des Übertragungsfrequenzbereiches liegen, und die Komponenten 2 P, 4 P, 6 P . . ., die in den niedrigen Frequenzgebieten liegen, können durch das Gruppenbandfilter ausgesiebt werden. Da die Bandbreite der Komponente P=2 kHz beträgt, sind die Frequenzen der Komponente 6 P über einen Frequenzbereich bis zu 12 kHz verteilt, und selbst die Frequenzen der Komponente 8 P gehen nicht weiter als bis zu 16 kHz, wie man der A b b. 3 entnehmen kann. Wenn allerdings einer Gruppenmodulation verwendet wird, muß ein Gruppenbandfilter verwendet werden, das eine steile Flanke hat, da das Frequenzband breiter wird und die Komponenten näher an den Übertragungsfrequenzbereich heranrücken. Darin liegt der Nachteil dieses Systems. Die A b b. 7 und 8 zeigen, daß ein Bandfilter für die Vormodulation nötig ist, wenn man bei einer Frequenz von 3080 kHz ein Einseitenband auswählen will.
• Die Charakteristik eines solchen Bandfilters ist in der A b b. 9 dargestellt. Das Filter enthält als Filterelemente zwölf Schwingkristalle, die 0,1 mm dick sind und deren Durchmesser 14 mm beträgt. In jedem der Kanalmodulatoren ist gemäß der Erfindung ein Tiefpaßfilter vorgesehen. Im folgenden soll erklärt werden, welche Möglichkeiten es gibt, diese Bandfilter wegzulassen.
• Selbst wenn als Kanalmodulator oder -demodulator eine normale unsymmetrische Schaltung verwendet wird, ist es üblich, an der Ausgangs- und Eingangsseite zusätzlich Transformatoren zu verwenden. Auch wenn der Modulator ein aus Dioden zusammengesetzter Ringmodulator ist, wie in A b b.10 gezeigt, ist die Verwendung zusätzlicher Eingangs- und Ausgangstransformatoren üblich. Wenn die Frequenzen höher als die Frequenzen des Übertragungsbereiches liegen, auf die die Transformatoren auszulegen sind, so gilt das Ersatzschaltbild gemäß A b b. 11a, in dem 1l und 1, die Streuinduktivitäten von der primären zu der sekundären Seite und Cd die verteilten Kapazitäten sind. Es ist bekannt, daß eine Schaltung dieser Art die Filtereigenschaften eines Tiefpaßfilters hat. Wenn es möglich wird, bei der Auslegung und Berechnung der Transformatoren die Konstanten des Ersatzschaltbildes einzuführen, so kann man den Transformatoren die notwendigen Dämpfungseigenschaften in den höheren Frequenzbereichen geben. Das läßt sich dadurch erreichen, daß man die obere Grenzfrequenz an einen geeigneten Punkt der oberen Grenze des Übertragungsfrequenzbereiches legt. Wenn man weiterhin, wie in A b b.11 b gezeigt, die Kondensatoren Cl und C2 vom Ausgang der Primär- und der Sekundärseite des Transformators parallel schaltet, so daß die so erhaltenen Werte mit den üblichen Werten der Tiefpaßfilter übereinstimmen, so lassen sich sowohl die Dämpfungseigenschaften im Dämpfungsbereich als auch die Übertragungseigenschaften im Durchlaßbereich verbessern. Die A b b. 12 und 13 sind Beispiele für Durchlaßcharakteristiken solcher Transformatoren. Die A b b. 12 zeigt die Charakteristik der Impedanzfehlanpassungsdämpfung im Durchlaßbereich eines Transformators. Dieser Transformator ist so ausgelegt, daß er beiderseits eine Impedanz von 75 Ohm aufweist und dem Übertragungsfrequenzbereich von 12 ... 108 kHz genügt. Die Kurve l entspricht dem Fall der A b b. 11a, die Kurve 2 dem Fall der A b b. 11b. Beide Kurven sind nach einer Tschebischerschen Näherung berechnet, d. h. als Schaltelemente für die Berechnung und den Aufbau der Tiefpaßfilter wurden die Streuinduktivitäten 11 und l2, die verteilte Kapazität Cd sowie die Kondensatoren Cfl und Cf2 verwendet.
• Vergleicht man die beiden Kurven 1 und 2 miteinander, so sieht man, daß die Kurve 2 über den gesamten Übertragungsfrequenzbereich für die Rückübertragung eine Dämpfung von 20 db aufweist. Die Kurve 1 dagegen genügt diesem Wert an der oberen Grenze des Übertragungsbereiches nicht.
• Vergleicht man die Kurven in höheren Frequenzgebieten miteinander, so sieht man, daß die Dämpfung eines Transformators nach der Kurve 1 gegenüber der Dämpfung eines Transformators nach der Kurve 2 wesentlich geringer ist.
• Die Kurve 2 in A b b. 13 zeigt, daß die Dämpfung bei einer Frequenz von 3 MHz etwa 44 db und bei 4 MHz etwa 53 db beträgt. Wenn man nun dem Ausgangstransformator eines jeden Kanalmodulators sowie dem Eingangstransformator eines jeden Kanaldemodulators aus A b b. 7 diese Charakteristik gibt, so erübrigt sich ein Tiefpaßfilter.
• In einem Ringmodulator oder einem ähnlichen Modulator wird zur Zuführung der Trägerfrequenz C häufig eine Anordnung verwendet, wie sie in der A b b. 10b gezeigt ist. Dabei werden zwei Kondensatoren Cfl hintereinandergeschaltet und ihr Mittelpunkt als Einspeisungspunkt verwendet. In diesem Fall ist es wirtschaftlicher, bei der Berechnung die Serienkapazität der beiden Kondensatoren als Cfl aus A b b. 11 b oder einen Teil dieser Kapazität zusammen mit den anderen Elementen aus der A b b. 11 b einzuführen.
• Wenn man auf diese Weise den Transformatoren Tiefpaßfiltercharakteristiken gibt, so setzt sich das System gemäß A b b. 7 so zusammen, wie es in A b b.14 dargestellt ist.
• In jedem Kanal der Sendeseite wird der Vormodulator MODI mit einer Trägerfrequenz Co versorgt, die bei 3 MHz und darüber liegt. Das Bandfilter BF läßt auf der Ausgangsseite nur das erforderliche Einseitenband des vormodulierten Signals P durch, wie es in der A b b. 9 gezeigt ist. Alle anderen Frequenzkomponenten werden von dem Bandfilter BF unterdrückt.
• Wenn der Pegel des vormodulierten Signals P verhältnismäßig niedrig ist, so wird das Signal durch einen Verstärker AA verstärkt und dem Kanalmodulator MOD2 zugeführt. Wenn der Ausgangstransformator dieses Modulators, wie bereits erwähnt, eine Tiefpaßcharakteristik besitzt, so treten an der Ausgangsseite nur die Komponenten P, 4 P ... auf, die in Frequenzgebieten unterhalb des Übertragungsfrequenzbereiches liegen. Außerdem sind noch die Übertragungskomponente S2 und die unvermeidbaren Komponenten C - 3 P, C - 5 P ... vorhanden. Diese Komponenten werden auf Grund der Tiefpaßfiltereigenschaften teilweise gedämpft. Die Verzerrungskomponenten der zweifach Harmonischen 2C-2P, 3C-3P ... werden ebenfalls gedämpft.
• Die Komponenten S aus allen Kanälen werden mittels der Serienwiderstände R 1, R 2 ... der Koppelschaltungen zusammengefaßt. Diese zusammengefaßten Frequenzen, in denen die Komponenten 2P, 4P ... von dem Transformator nur ungenügend unterdrückt sind und in denen noch Verzerrungsmodulationsfrequenzen vorhanden sind, die in höheren Frequenzgebieten verteilt und ebenfalls nicht ausreichend gedämpft sind, werden dem Gruppenbandfilter GB zugeführt und anschließend für die Übertragung durch den Sendeverstärker TA verstärkt.
• In diesem Fall braucht das Gruppenbandfilter GB in der Hauptsache nur die Komponenten 2P, 4P... und die Komponenten 2 C - 2 P, 3 C - 3 P ... zu unterdrücken, die einen Frequenzbereich von f, ... f2 umfassen. Diese Filter werden daher sehr einfach.
• Auf der Empfangsseite wird das Signal in umgekehrter Richtung übertragen, d. h., der Empfangsverstärker RA ist wie der Sendeverstärker TA allen Kanälen CH1, CH2 ... gemeinsam. Die Signalkomponenten aller Kanäle werden über das dem Verstärker nachgeschaltete Gruppenbandfilter GB jedem Kanaldemodulator DEM zugeführt. Da die Trägerfrequenz C für jeden Kanalmodulator verschieden ist, wie beispielsweise Cl, C. . . ., wird von dem jeweiligen Bandfilter BF nur dasjenige Kanalsignal ausgesiebt, das der zugehörigen Trägerfrequenz C entspricht. Nun besitzen die Eingangstransformatoren der Kanaldemodulatoren genauso wie die Ausgangstransformatoren eine Tiefpaßfiltercharakteristik. Das Signal P für den Kanal, der von dem Bandfilter BF ausgewählt ist, wird von dem Verstärker AA verstärkt und an den Demodulator DEM, gegeben. An den Demodulator DEM, wird die Trägerfrequenz Co angelegt und an der Ausgangsseite des Demodulators DEM, das Sprachfrequenzsignal S, wiedergewonnen. Das Signal S, wird dann von einem Sprachfrequenzverstärker VA verstärkt und ausgesendet. Der Ausgangstransformator des Demodulators DEM, kann die Übertragung des Eingangssignals P dadurch unterbinden, daß man ihm, wie bereits erwähnt, eine Tiefpaßcharakteristik gibt. Wenn man auf die gleiche Weise den Eingangstransformator des Vormodulators MOD, auf der Sendeseite mit einer Tiefpaßfiltercharakteristik versieht, so kann man die Rückübertragung der Trägerfrequenz Co fast vollständig unterdrücken, so daß das Tiefpaßfilter LP im allgemeinen nicht mehr benötigt wird. Wenn der Verstärker AA so eingesetzt ist, wie es in A b b. 14 dargestellt wird, so können die Eingangs- und Ausgangstransformatoren auf der Sendeseite sowohl als Ausganstransformator des Bandfilters als auch als Eingangstransformator des Kanalmodulators MOD2 dienen. Auf gleiche Weise ist es möglich, den Eingangstransformator des Verstärkers AA auf der Empfangsseite so auszubilden, daß er gleichzeitig als Ausgangstransformator des Bandfilters BF dient. Der Ausgangstransformator des Verstärkers AA kann dann gleichzeitig Eingangstransformator des Demodulators DEM, werden, was sehr wirtschaftlich ist. Da der Sendeverstärker TA und der Empfangsverstärker RA die Signale aller Kanäle gemeinsam verstärken, so müssen sie von hoher Güte sein und dürfen nur eine geringe Verzerrung hervorrufen. Man kann für diese Verstärker beispielsweise rückgekoppelte Verstärker mit hoher Verstärkung in der Gegenkopplungsschleife verwenden.
• Obwohl solche Verstärkertypen sehr teuer sind, werden die Kosten des Gesamtsystems dadurch nur unwesentlich erhöht, da nur ein Verstärker auf der Empfangsseite und ein Verstärker auf der Sendeseite erforderlich ist. Andererseits wird für jeden Kanal ein Verstärker AA benötigt. Daher muß dieser Verstärker so wirtschaftlich als möglich ausgelegt werden.
• Das Sprachfrequenzsignal S1 wird zweimal umgesetzt, bis es in dem Übertragungsfrequenzbereich liegt. Es ist günstiger, wenn man die Verstärkung des Verstärkers AA, der diese Umsetzungsverluste ausgleicht, so klein als möglich hält, um den Geräuschabstand zu verbessern. Ebenso ist es günstig, den Signalpegel am Ausgang des Verstärkers AA niedrig zu halten, da mit dem Kleinerwerden der Verstärkerstufen die Größe des Ausgangstransformators abnimmt und das durch die Nichtlinearität der Verstärkungscharakteristiken hervorgerufene Stör-Nutz-Verhältnis verbessert wird. Es ist also wirtschaftlich, die Signalpegel in den einzelnen Teilen des Systems so zu wählen, daß auf der Sendeseite die Frequenzumsetzung bei einem Signalpegel durchgeführt wird, der mit dem zulässigen Rauschabstand verträglich ist. Die erforderliche Verstärkung und der Ausgangspegel werden dann von dem Sendeverstärker TA ge- liefert. Auf der Empfangsseite soll aus den gleichen Gründen der Sprachfrequenzverstärker VA die erforderliche Verstärkung abgeben und das Signal auf den gewünschten Ausgangspegel anheben.
• Bisher wurde ein 12-Kanal-System beschrieben, dessen Übertragungsfrequenzbereich zwischen 60 und 108 kHz liegt. Nun soll unter der Verwendung der A b b. 15 und 1.6 ein 60-Kanal-System erklärt werden, bei dem die 60 Kanäle in dem übertragungsfrequenzbereich von 312 ... 552 kHz liegen. Wie in A b b. 15 gezeigt, werden die Sprachfrequenzsignale S1 für alle Kanäle zuerst mit einer Trägerfrequenz Co von 5 MHz moduliert. Als Signal P wird dann das obere Seitenband gewählt, das für jeden Kanal mit einer von sechzig verschiedenen Trägerfrequenzen im nächsten Kanalmodulator moduliert wird. Die Werte dieser Trägerfrequenzen liegen bei Cl = 5,316 MHz, C2 = 5,320MHz, . . ., Ceo = 5,552MHz. Danach werden die unteren Seitenbandkomponenten S2 zusammengefaßt. Auf diese Weise werden 60 Kanäle in dem Übertragungsfrequenzbereich von 312 ... 552 kHz angeordnet.
• Die A b b. 16 zeigt, wie sich in diesem Fall die Modulationsfrequenzen verteilen, die bei jeder Kanalmodulation entstehen. Von den Komponenten (m -1)(fl-f2)-P reicht nur die Komponente 8 C - 9 P an den Übertragungsfrequenzbereich heran.
• Die Störkomponente P sowie ihre höheren Ordnungen liegen in einem Frequenzgebiet, dessen Frequenzabstand von dem Übertragungsfrequenzbereich etwa um das Zehnfache der oberen Frequenz des Übertragungsfrequenzbereiches höher liegt. Diese Komponenten können von Tiefpaßfiltern, die zwischen die Kanalmodulatoren oder Demodulatoren und die Koppelschaltungen eingesetzt werden, um 55 db gedämpft werden. Das ist ein völlig ausreichender Wert.
• Wenn man in dem System nach A b b. 15 die Tiefpaßfilter, die zwischen dem Kanalmodulator oder Demodulator und die Koppelschaltungen eingesetzt sind, dadurch ersetzt, daß man den Transformatoren, wie es an Hand von A b b. 14 erklärt ist, Tiefpaßfiltereigenschaften gibt, so können die Transformatoren solche Durchlaßcharakteristiken erhalten, wie sie in A b b. 17 gezeigt sind. Die A b b. 17 ist ein Beispiel einer gemessenen Durchlaßcharakteristik des Niederfrequenzverhaltens eines Transformators, der auf einen Durchlaßbereich von 60 ... 552 kHz ausgelegt ist und der ein Impedanzübersetzungsverhältnis von 600 auf 75 Ohm besitzt. In einem Frequenzgebiet, das unterhalb des Durchlaßbereiches des Transformators liegt, ist das Ersatzschaltbild nach A b b. 11 b gültig, in dem L die Hauptinduktivität ist. Wenn man daher die Kondensatoren CSl und CS2 in Serie schaltet, wie es in A b b. 1.1 d gezeigt ist, so entsteht eine Hochpaßfilter-Durchlaßcharakteristik. Wenn man also die Schaltung b und d in der Abb. 11 vereinigt, so kann man erwarten, daß die dabei entstehende Schaltung eine Bandfiltercharakteristik aufweist. Die Kurve 1 in der A b b. 17 entspricht der Charakteristik des Transformators selbst, und die Kurve 2 entspricht der Charakteristik des Transformators, die man erhält, wen man die Kondensatoren CSl, CS2, Cfl und Cf, sowohl in Serie als auch parallel zusammen mit dem Ersatzschaltbild des Transformators als Rechenelemente in der Weise einführt, daß man eine Bandfiltercharakteristik erhält.
• Obwohl die Störfrequenzkomponenten der Modulationsfrequenzen 2P, 4P, 5P ... in der Abb. 16 nicht gezeigt sind, so sind sie doch an der Ausgangsseite der Kanalmodulatoren im niedrigen Frequenzgebiet vorhanden. Wenn ein Transformator verwendet wird, der eine Bandfiltercharakteristik nach Kurve 2 gemäß A b b. 1.7 besitzt, werden diese Störmodulationsfrequenzen unterdrückt. Demzufolge kann das Gruppenbandfilter möglicherweise durch ein einfaches Gruppentiefpaßfilter ersetzt werden. Wenn die Dämpfung durch die Filtercharakteristik dieser Transformatoren nicht ausreicht, um die Dämpfung auf den gewünschten Wert zu bringen, so können hinter den Transformatoren weitere Filter eingesetzt werden.
• Ein Beispiel für ein Bandfilter bei 5 MHz, das bei der Vormodulation gemäß A b b. 15 verwendet werden kann, ist in der A b b. 18 gezeigt. Dieses Filter besteht aus zwei kreisförmigen Schwingkristallen mit einem Durchmesser von 8 mm. Somit bietet die vorliegende Erfindung die Möglichkeit, die Frequenz des vormodulierten Signals P in das sehr hohe Frequenzgebiet zwischen 3 und 5 MHz zu verschieben.
• Wenn in einem erfindungsgemäßen System jeder Kanal mit der gleichen Frequenz vormoduliert wird und wenn die Frequenz des vormodulierten Signals P etwa sechsmal höher als die Übertragungsfrequenz f2 gewählt wird, so genügt es, in einem Vielkanalträgersystem mit zwölf Kanälen, die in dem Frequenzbereich von 60 ... 108 kHz liegen, und in einem 60-Kanal-System, die zwischen 312 und 552 kHz liegen, zwischen die- Kanalmodulatoren und die Kanaldemodulatoren einstufige Tiefpaßfilter einzuschalten.
• Wenn es schwierig ist, die Bandfilter für die Vormodulation zu berechnen und herzustellen, die in dem Hochfrequenzgebiet gemäß A b b. 7 und 15 die steilen Flanken besitzen, die in den A b b. 9 und 18 dargestellt sind, so ist es günstig, die Vormodulation in zwei oder mehreren Stufen hintereinander durchzuführen, wie es im folgenden an Hand von A b b. 19 und 20 erklärt wird.
• In der A b b. 19 wird das Sprachfrequenzsignal S1 am ersten Vormodulator MOD1Q mit der Trägerfrequenz C., moduliert. Der Bandfilter BFI, der eine Flanke hat, wie sie in A b b. 20 a gezeigt ist, dämpft das störende obere Seitenband P -f-1 um lb 11 und läßt das untere Seitenband P -1 durch. Diese Komponenten P -I-1 und P -1 werden in dem zweiten Vormodulator MODI b erneut mit der Trägerfrequenz C02 umgesetzt. Die Trägerfrequenz Cal wird so gewählt, daß entweder COI -I- C02 oder C., - C02 den gleichen Wert wie die bereits erwähnte Vormodulationsträgerfrequenz C0 erhält. Wenn man nun annimmt, daß C01- C02 gleich C0 wird, so siebt das Bandfilter BF2, dessen Charakteristik in der Ab b. 20 b gezeigt ist, das untere Seitenband C02 - P -1 als vormoduliertes Signal P aus und dämpft gleichzeitig die Komponente C02-P -I- 1 um 1b21. Gleichzeitig werden die weiter oben liegenden Seitenbandkomponenten C02 -I- P - 1 und C02 -I- P + 1 ausreichend gedämpft. Die Tatsache, daß der Kanaldemodulator MOD, die von dem Bandfilter BF2 ausgewählte Signalkomponente P bzw. C02 - P -1 nach ihrer Verstärkung durch den Verstärker AA gemäß A b b.19 in den erforderlichen übertragungsfrequenzbereich umsetzt, entspricht der Kanalmodulation der vorher beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung.
• Die störende Seitenbandkomponente P -f-1 am ersten Vormodulator MODI wird, bis sie in den übertragungsfrequenzbereich gesetzt wird, um lb 11-I- lb 21 stärker gedämpft als die Übertragungskomponente p - 1.
• Wenn es nun schwierig ist, solche Bandfilter zu berechnen und herzustellen, wie sie in den A b b. 9 und 18 gezeigt sind, so haben diese Schwierigkeiten vermutlich folgende Ursachen: 1. Es ist schwierig, die nötige Steilheit der Charakteristik bei Frequenzen zu erhalten, die etwa der oberen und der unteren Frequenzgrenze des Sprachsignals, d. h. etwa 3,4 kHz und 0,3 kHz, entsprechen.
• 2. Eine Frequenz, die der Trägerfrequenz entspricht, wird nicht ausreichend gedämpft, um eine Rückübertragung zu verhindern.
• 3. Es ist schwierig, in dem sehr hohen Frequenzgebiet zwischen 3 und 5 MHz die erforderliche Dämpfung sowie die Unterdrückung der störenden Seitenbandfrequenzen zu erzielen, da in der ganzen Anordnung der Elemente und der Verdrahtung Störungen über Streukopplungen auftreten. (Im allgemeinen werden in Vielkanal-Trägcrfrequenzsystemen Dämpfungen von 65 db gefordert.) In dem Zweifach-Vormodulationssystem der Erfindung, das in der A b b. 19 dargestellt ist, kann die Auslegung mit Vorzug so durchgeführt werden, daß das Bandfilter BFI in der ersten Vormodulationsstufe die beiden ersten Schwierigkeiten löst und das Bandfilter BF2 in der zweiten Vormodulationsstufe die dritte Schwierigkeit löst. Das wird an Hand der A b b. 20 im folgenden erklärt.
• In dem ersten Bandfilter BF1 liegt die Frequenz, die den 0,3 kHz in dem Übertragungsband P - 1 entsprechen, genau im Durchlaßbereich. Am Punkt der Trägerfrequenz C01, der um 0,3 kHz höher als der Durchlaßbereich liegt, wird die Dämpfung 1", erzielt, die nötig ist, um einen Durchtritt der Trägerfrequenz zu unterdrücken. Das Frequenzgebiet oberhalb dieser C0.-Frequenz wird zum oberen Dämpfungsbereich gemacht, und die Dämpfung, die man in diesem Band erhält, wird mit 1b11 bezeichnet. Weiterhin liegt die Frequenz, die den 3,4 kHz in der Signalfrequenz S entspricht, genau in dem Durchlaßbereich. Das Frequenzgebiet, das dann darunterliegt, wird als unterer Dämpfungsbereich gewählt und die Dämpfung zu lb I2 gemacht.
• Wenn es erforderlich ist, die Dämpfung h 01 für die Trägerfrequenz sehr groß zu machen, so ist es, günstig, das Filter so auszulegen, daß seine Dämpfungspole bei der Frequenz C01 liegen. Wie noch später erwähnt wird, benötigen Telefonnetze eine Rufsignalfrequenz, die im allgemeinen außerhalb des Sprachfrequenzsignals S1 angeordnet ist, und dessen Frequenz FR ist. Diese Frequenz wird zu 3,825 oder 3,85 kHz gewählt. Wenn sich nun in dem Sprachfrequenzsignal Komponenten befinden, die in der Nähe dieser Frequenz FR liegen und die Übertragung des Rufsignals stören, so können diese unterdrückt werden. Aus diesem Grund ist es günstig, den Dämpfungspol des Bandfilters auf die Frequenz f2 des Bandfilters zu legen, die der Frequenz C01- FR entspricht. Die Größe der Dämpfung soll dort lf, betragen.
• Wenn man also das erste Bandfilter BF berechnet, so soll der erste Gesichtspunkt sein, in der Nähe der oberen und unteren Grenzen der übertragungskomponente die erforderten Sperreigenschaften zu erreichen. Weiterhin soll sichergestellt werden, daß eine ausreichende Dämpfung selbst bei der Frequenz vorhanden ist, die dem Rufsignal außerhalb des übertragungsfrequenzbereiches, entspricht. Dann ist noch die Unterdrückung der Trägerfrequenz zu berücksichtigen. Die Dämpfungen lb 11 und lb 12 in den oberen und unteren Teilen des Dämpfungsbereiches sind dann als sekundäre zu betrachten.
• Im Hinblick darauf ist das günstigste Frequenzband, in dem sich ein Filter leicht mit einer kleinstmöglichen Anzahl von Filterelementen realisieren läßt, im Fall von Kristallfiltern das Frequenzband zwischen 100 und 600 kHz. Verwendet man als Filterelement Magnetkernspulen und Kondensatoren, so liegt dieses Frequenzband zwischen 10 und 30 kHz.
• Bei der Berechnung der zweiten Bandfilter BF2 sind zwei Gesichtspunkte zu berücksichtigen. Der eine ist, daß das zweite Bandfilter gegenüber der Dämpfung lb 12 im unteren Teil des Dämpfungsbereiches eine Dämpfung von 422 zu liefern hat und gegenüber der Dämpfung lb 11 im oberen Teil des Dämpfungsbereiches eine Dämpfung von 4 21 liefern muß. Diese Dämpfung ist erforderlich, um die störenden Seitenbänder P -i-1 des ersten Bandfilters BFI sowie die Nachbarkanäle ausreichend zu dämpfen. Der andere Gesichtspunkt ist der, daß das zweite Bandfilter dem zweiten Vormodulator MODI b eine Dämpfung lb 23 vermitteln muß, die so hoch gemacht werden muß, daß die Trägerfrequenzkomponenten und die störenden SeitenbandkomponentenC02 +P-1 und C02 -i- P -f-1 der Trägerfrequenz C02 unterdrückt werden. Die Dämpfung lb 23 des Bandfilters BF., das an der Ausgangsseite des Kanaldemodulators DEM. im Empfangskanal eingesetzt ist, dient dazu, die Trägerfrequenzkomponente und die störenden Seitenbandkomponenten zu unterdrücken, die beide außerhalb des Übertragungsfrequenzbereiches liegen. Nun sei angenommen, daß zur Dämpfung der Komponenten, die das störende Seitenbandsignal des Sprachfrequenzsignals S enthalten, 65 db nötig sind und daß die Komponenten auf der anderen Seite um 58 db gedämpft werden müssen. Dann ist es ausreichend, wie man der A b b. 20 entnehmen kann, die Dämpfungen der Bandfilter BF, und BF, so zu wählen, daß lb 11-f- lb 21= 65 db und lb 12 -;- lb 22 = 58 db wird. In der A b b. 21. ist ein Beispiel eines ersten Bandfilters BF gezeigt, in dem vier Schwingkristalle verwendet werden, und für das die Trägerfrequenz Col =100 kHz ist. Bei der Berechnung dieses Bandfilters wurde berücksichtigt, daß die Abweichungen der übertragungsverluste im Durchlaßband (0,3 bis 3,4 kHz) kleiner als 0,5 db bleiben. Die Dämpfung der Trägerfrequenz und der Rufsignalfrequenz von 3,825 kHz muß 30 db oder mehr betragen. Weiterhin wurde bei der Berechnung dieses Bandfilters die Dämpfung 1b11 und die Dämpfung lb12 in den oberen und unteren Dämpfungsbereichen als sekundär betrachtet. Bei einer beispielsweisen Ausführung wurden für lb 11- und lb 12-Werte von 20 db und mehr erreicht. Wenn also dieses Filter verwendet wird, so muß das zweite Bandfilter BF, Dämpfungswerte für 1b12 =65db-20db=45db und für die Dämpfung 4 22 = 58 db - 20 db = 38 db liefern.
• Aus der A b b. 20b geht hervor, daß die Sperreigenschaften des zweiten Bandfilters BF, ausreichen, um die Frequenz, die 500 Hz unterhalb der unteren Grenzfrequenz liegt, um 45 db zu dämpfen (lb21). Die Dämpfung 4 22 für eine Frequenz, die von der oberen Grenzfrequenz einen Abstand von 475 Hz besitzt, beträgt 38 db. Wenn die Bandfilter in den A b b. 9 und 18 Dämpfungen von 65 db bzw. 58 db liefern müssen, so wird die übertragungscharakteristik im Durchlaßbereich gestört. Wenn man gleichzeitig in diesem sehr hohen Frequenzgebiet eine Dämpfung von etwa 65 db aufrechterhalten will, so muß man für die Anordnung der Elemente, ihre Verdrahtung, ihre Prüfung und ihre Abstimmung große Sorgfalt aufwenden, damit nicht auf Grund von Streukopplungen nur schlechtere Werte erzielbar sind.
• Wenn man dagegen die Vormodulation in zwei Stufen durchführt, so genügt eine Dämpfung von etwa 45 db. Dadurch wird die Zahl der Filterelemente kleiner und das Prüfen und Abstimmen einfacher. Das ist für die Berechnung und Herstellung der Filter von großem Vorteil.
• Der Bereich der Charakteristik des zweiten Bandfilters mit der Dämpfung lb 23 ist um die erste Vormodulationsfrequenz Col verschoben. Selbst in dem Fall, in dem das Filter an die Ausgangsseite des Demodulators im Empfangskanal angeschlossen ist, sind die gedämpften Frequenzen von denen des übertragungsfrequenzbereiches verschieden. Wenn daher ein aus Kristallen aufgebautes Bandfilter verwendet wird, können die erforderlichen Werte leicht eingehalten werden.
• Die A b b. 21 zeigt eine beispielsweise Durchlaßcharakteristik des ersten Bandfilters BF, für eine Frequenz von 100 kHz. Es kann auch eine Frequenz bei 600 kHz oder zwischen 10 und 30 kHz Verwendung finden, wenn man Magnetkerninduktivitäten und Kondensatoren als Filterelemente verwendet. Bei der Verwendung eines mechanischen Resonators kann die Frequenz in der Nähe von 455 kHz liegen.
• Bei dem zweifachen Vormodulationssystem, das in Verbindung mit den A b b. 19 und 20 erklärt worden ist, dient das erste Bandfilter dazu, die Durchlaßcharakteristik im Bereich der Grenzfrequenzen sehr steil zu machen. Gleichzeitig erfahren die Trägerfrequenz und die Frequenzen im Bereich des Rufsignals eine starke Dämpfung.
• Das zweite Bandfilter dient der Dämpfung der Frequenzbereiche außerhalb der obenerwähnten Grenzfrequenzbereiche.
• Durch geeignete Wahl der Filterelemente, der Trägerfrequenzen Col und CO2 sowie der Dämpfungswerte lb 11, lb 12, lb 21 und lb 22 kann ein sehr wirtschaftliches Filtersystem realisiert werden.
• Das in A b b. 9 gezeigte Bandfilter ist aus zwölf Schwingkristallen aufgebaut. Wenn man in einem Zweifachvormodulationssystem als erstes Bandfilter BF eine Ausführungsform nach A b b. 21 verwendet, so kann dieses Bandfilter aus vier Schwingkristallen aufgebaut sein. Es genügt auch, wenn das zweite Bandfilter BF2 aus sechs oder weniger Schwingkristallen aufgebaut ist. Dadurch nimmt die Gesamtzahl der Filterelemente ab, und zur gleichen Zeit wird die Herstellung und Berechnung wesentlich einfacher und wirtschaftlicher.
• Die vorausgehende Beschreibung bezieht sich auf das Zweifachvormodulationssystem. Wenn sich jedoch in dem Fall, in dem das Sprachfrequenzsignal S., in das höhere Frequenzband durch eine Zweifachvormodulation umgesetzt wird, die erforderliche Güte nicht erreichen läßt, da die übertragungseigenschaften gestört sind, ist es günstiger, die Vormudulation in mehreren aufeinanderfolgend'en Schritten durchzuführen. Dabei werden die gleichen, bereits erwähnten Berechnungsprinzipien zugrunde gelegt. Die Modulationsstufen werden auf mehr als drei erhöht, d. h. der Modulationsprozeß wird aufeinanderfolgend wiederholt.
• In diesem Fall werden die vorausgehend erwähnten Schwierigkeiten unter 1. und 2. in dem Frequenzbereich berücksichtigt, das in der Nähe des Sprachfrequenzsignals S liegt, und ferner der Schwierigkeit unter 3. in einem Frequenzbereich Sorge getragen, das in der Nähe des höheren Frequenzbandes P liegt.
• Im folgenden soll in Verbindung mit der A b b. 19 das System beschrieben werden, bei dem die Frequenz 3,825 kHz verwendet wird. Wie in der A b b. 20 a gezeigt ist, liegt die Frequenz f r des Rufsignals S, im Dämpfungsbereich des ersten Bandfilters BF der Sendeseite. Daher werden die Frequenzkomponenten, die in der Nähe der Frequenz f r im Sprachfrequenzsignal S1 enthalten sind, durch das erste Bandfilter BF, unterdrückt. Wenn nun die Komponente Co, - f r = Co, - 3,825 kHz, der durch das Rufsignal S, eine Information hinzugefügt worden ist, zusammen mit der Komponente P - 1 an den zweiten Modulator angelegt wird, so wird das Signal übertragen, da diese Frequenz jetzt im Durchlaßbereich des zweiten Bandfilters BF, liegt. Auf der Empfangsseite wird die Komponente Co, - 3,825 kHz in dem Demodulator DEMl b demoduliert und von der Sprachsignalkomponente Co, - P -1 durch ein Schmalbandfilter BF, getrennt. Diese Komponente (Col - 3,825 kHz) wird in dem Verstärker RR verstärkt und durch das Relais: RL oder eine andere Schaltung wiedergewonnen. Für diesen Fall läßt sich die Selektivität des Schmalbandfilters BF3 leicht erreichen. In der A b b. 22 ist ein Beispiel einer solchen Filtercharakteristik gezeigt, bei dem die Frequenz Co, 600 kHz beträgt. Dieses Schmalbandfilter ist aus vier Kristallschwingkreisen aufgebaut.
• Die Erfindung erfordert entsprechend der Zahl der Kanäle verschiedene Trägerfrequenzen Co, Cl, C2 ... für die Kanalmodulation sowie für die Vormodulation. So werden beispielsweise gemäß A b b. 7 folgende Frequenzen benötigt: Co = 3,08 MHz, Cl = Co -1- 64 kHz, C2 = Co -I- 68 kHz = 3,148 MHz, . . . , cl, = Co -I- 104 kHz = 3,184 MHz und C12 = Co -f- 108 kHz = 3,188 MHz.
• Wenn diese Trägerfrequenzen für diese verschiedenen Modulationen alle von unabhängigen Oszillatoren erzeugt werden, so sind Frequenzabweichungen unvermeidbar, selbst wenn man die Oszillatoren in einem Thermostaten anordnet. In Vielkanal-Trägerfrequenzsystemen erfolgt die Übertragung oft über weite Entfernungen, so daß es schwierig ist, diese Frequenzabweichungen auszugleichen. Wenn die Komponente P, die mit einer sehr hohen Frequenz von mehr als 3 MHz vormoduliert ist, durch eine Kanalmodulation in den wesentlich niedrigeren Übertragungsfrequenzbereich umgesetzt wird, wie es gemäß der Erfindung der Fall ist, so müssen zur Erreichung der erforderlichen Güte die Frequenzschwankungen der Trägerfrequenzen für die Vormodulation und die Kanalmodulation so weit als möglich unterdrückt werden. Wenn man ein Verfahren anwendet, das an Hand Ab b. 23 beschrieben ist, so ist es möglich, die Frequenzschwankungen dieser sehr hohen Frequenzen leicht auszugleichen. Gemäß A b b. 23 sind zwölf Oszillatoren mit Frequenzen von 64, 68 ... 104 und 108 kHz vorgesehen, die den Trägerfrequenzen in dem Übertragungsbereich eines jeden Kanals entsprechen. Wenn dafür Kristalloszillatoren verwendet werden, so ist innerhalb eines Temperaturbereiches von 20° C ± 15° C eine Frequenzsehwankung von etwa 5. 10-s ohne Verwendung eines Thermostaten erreichbar.
• Ein anderes häufig verwendetes Verfahren besteht darin, einen stabilen Hauptoszillator von 4 kHz zu verwenden. Die Ausgangssignale dieses Oszillators werden einer Schaltung zugeführt, die die höheren Harmonischen dieser Frequenz bis hinauf zur 27. Ordnung erzeugt. Aus den dabei entstehenden Frequenzen werden die erforderlichen Komponenten, die zwischen 63 und 108 kHz liegen, unter der Verwendung von zwölf Bandfiltern ausgesiebt.
• Vom technischen Standpunkt aus gesehen ist es weniger schwierig, in einem Frequenzband von 108 kHz die Frequenzabweichungen auf 10-s konstant zu halten. Es werden für die Oszillatorfrequenzen z. B. folgende Werte angenommen: F1 = 64 kHz -I- Sf 1, F2 = 68klh+Sf2,..., F" = 104 kHz -I- Sf 11 und F12 = 108 kHz -I- Sf 12 .
• Die Frequenz Co des Oszillators für die Trägerfrequenz der Vormodulation soll 3080 kHz -I- d f betragen. Die Komponenten der Frequenzen F1, F2, F3 ... F12 sowie die Komponente der Frequenz Co werden dem Modulator M gemäß A b b. 23 zugeführt, der daraus die Komponenten mit den Frequenzen Co = F1 -I- F2 -f- F3... -f- F12 erzeugt. Aus diesen Frequenzen werden durch Schmalbandfilter B1, B2 ... B11, Bl2 die Summenkomponenten Cl = Co -I- F1 C2 = Co -f- F2 , . . . , C11= Co + Fll und C12 = Co _i" F12 ausgewählt. Diese Frequenzen werden dann als Trägerfrequenzen für die Kanalmodulation benutzt. Das Sprachfrequenzsignal liegt dann, wenn es durch die Vormodulation in das Signal P umgesetzt wird, bei der Frequenz P=Co+S1=3080kHz+df +SI.
• Diese P-Komponente wird dann in den Übertragungsfrequenzbereich durch eine Kanalmodulation umgesetzt. Dabei nimmt beispielsweise das. Signal S2 im ersten Kanal folgenden Wert an: S2=Cl-P=Co+Fl-P=3080kHz -i- f -I- 64kHz -I- Sfl - P = 64kHz + Sfl - S1. Die einzige Frequenzkomponente, die also eine Schwankung verursachen kann, ist Sf 1. Das bedeutet aber, daß eine Frequenzänderung des unabhängigen Oszillators für die 3080 kHz auf die Übertragungsfrequenz S2 keinen Einfluß mehr hat.
• In dem Zweifachvormodulationssystem, das in der A b b. 19 gezeigt ist, wird die Frequenz Co, des unabhängigen Oszillators für die erste Vormodulationsstufe und die Frequenz C02 für die zweite Vormodulationsstufe gemischt, um die Frequenzkomponente Co, ± C62 zu erzeugen. Anschließend wird aus diesen beiden Komponenten die erforderliche Komponente ausgewählt und als Co = Coi ± Co2 verwendet. Wenn man wieder das gleiche Verfahren wie oben anwendet, so ist es klar, daß man die Übertragungsfrequenz S2 auch von Frequenzschwankungen der beiden unabhängigen Oszillatoren für Co, und CO2 unabhängig machen kann.
• Es ist also möglich, Frequenzschwankungen der Trägerfrequenzen in der Vormodulation und in der Kanalmodulation völlig auszugleichen, wenn man die Trägerfrequenz Co für die Vormodulation mit den Frequenzen F1, F2 ... moduliert und wenn man die dabei erzeugten Frequenzkomponenten Co ± (F1, F2 . . . ) als Trägerfrequenzen Cl, C2 ... für die Kanalmodulation verwendet.
• Die Filter B1, B2 ... B11, B12, die zur Auswahl der Trägerfrequenzen gemäß A b b. 23 dienen, haben im allgemeinen einen Abstand von 4 kHz. Daher ist die Berechnung und die Herstellung dieser Filter sehr einfach. A b b. 24 zeigt eine Charakteristik eines solchen Filters. Dieses Filter wird verwendet, wenn für die Vormodulationsfrequenz eine Frequenz in der Nähe von 5 MHz gewählt wird. Für Frequenzen, die von diesen 5 MHz einen Abstand von 4 kHz haben, liefert das Filter eine Dämpfung von 80 db. Sein Durchlaßbereich beträgt ± 300 Hz. Das Filter ist aus vier Kristallen aufgebaut.
• Die Hauptzwecke der Erfindung, die im vorausgehenden beschrieben wurden, lassen sich wie folgt zusammenfassen: 1. Bei den üblichen allgemein verwendeten vielkanaligen Trägerfrequenz-Übertragungssystemen, die zwölf Kanäle im Frequenzbereich von 60 ... 108 kHz oder 60 Kanälen im Frequenzbereich 312 ... 552 kHz aufweisen, oder auch bei anderen Systemen, die einen Frequenzbereich von 500 kHz oder weniger aufweisen, wird das Sprachfrequenzsignal auf der Sendeseite für alle Kanäle gleichmäßig in den HF-Bereich P umgesetzt, dessen Frequenz etwa sechsmal höher als die obere Frequenz f2 des Übertragungsfrequenzbereiches f1 ... f2 ist. Diese Umsetzung erfolgt durch eine Vormodulation.
• Das vormodulierte Signal wird einer Kanalmodulation mit der Trägerfrequenz C unterzogen, die für alle Kanäle verschieden ist. Wenn durch Tiefpaßfilter, die für jeden Kanal die gleichen Werte haben, die unteren Seitenbandkomponenten C -P der Signalfrequenzen ausgewählt und zusammengefaßt werden, so ordnen sich diese Seitenbänder nacheinander in den Übertragungsfrequenzbereich f1 ... f2 ein. Die Empfangsseite des vielkanaligen Trägerfrequenzübertragungssysterns zeichnet sich dadurch aus, daß sie eine einfache Umkehrung der Sendeseite ist.
• Zur Verwirklichung des Systems gemäß der Erfindung sind folgende technische Maßnahmen wirtschaftlich günstig: 2. Das vormodulierte Signal P wird in ein Frequenzband verschoben, dessen Frequenzen etwa sechsmal höher als die obere Grenzfrequenz f, des Übertragungsfrequenzbereiches sind. Da demzufolge die meisten der Verzerrungsmodulationsfrequenzen, die z. B. durch Rückübertragung Störeffekte hervorrufen können, auf HF-Bereiche verteilt sind, die von dem Übertragungsfrequenzbereich weit entfernt liegen, so genügt es, zwischen die Kanalmodulatoren und Demodulatoren sowie die Koppelschaltungen einfache einstufige Tiefpaßfilter einzusetzen.
• An Hand der A b b. 12, 13 und 17 wurde erklärt, daß es außerordentlich günstig ist, wenn man die Konstanten der Ersatzschaltbilder für die Eingangs-und Ausgangstransformatoren der Kanalmodulatoren und Kanaldemodulatoren außerhalb des Übertragungsfrequenzbereiches als Größe für die Auslegung der Transformatoren einführt. Dann können nämlich die Transformatoren zu Elementen eines Tiefpaßfilters oder bei Bedarf auch zu Elementen eines Bandfilters gemacht werden. Besonders dann, wenn man den Transformatoren eine Bandfiltercharakteristik gibt, kann man die Komponenten der Verzerrungsmodulationsfrequenz 2P, 4P, 6P. . ., die in einem Frequenzband unterhalb des Übertragungsfrequenzbereiches liegen, unterdrücken und dadurch die Verwendung einfacher Gruppentiefpaßfilter ermöglichen.
• 3. Wenn man als Trägerfrequenz C für die Kanalmodulatoren und -demodulatoren einen Wert wählt, der größer als die Frequenz des vormodulierten Signals P ist, also C > P, so wird die Dämpfung durch die Tiefpaßfilter größer, die zwischen die Kanalmodulatoren oder -demodulatoren sowie die Koppelschaltungen eingesetzt sind. Dadurch nimmt die Übertragungsgüte zu, da die Störungskomponenten, die durch eine Rückwärtsübertragung hervorgerufen werden, für C > P in höheren Frequenzgebieten liegen als in dem Fall C G P.
• 4. Zwischen die Koppelschaltungen und den Sende- oder den Empfangsverstärker wird ein Bandfilter oder ein Tiefpaßfilter eingesetzt. Gibt man derjenigen Filterseite, die zu der Koppelschaltung hinweist, die Impedanzeigenschaften eines z-Abschlusses, so sind die Einfügungsverluste der Koppelschaltung bezüglich anderer Kanäle gegen den Dämpfungsbereich zu größer als für den Übertragungsfrequenzbereich. Dadurch wird übersprechen auf Grund einer Rückwärtsübertragung wirksam vermindert.
• 5. In den Frequenzumsetzungsstufen eines jeden Kanals werden die Verstärkung und der Ausgangspegel des Verstärkers AA so klein gemacht, wie es auf Grund der geforderten Rauschzahl gerade noch zulässig ist. Wenn die Verstärkung und der für das gesamte System erforderliche Signalpegel von dem Übertragungsverstärker und von dem Sprachfrequenzverstärker geliefert wird, so kann der Verstärker AA, der in jedem Kanal benötigt wid, sehr einfach sein.
• 6. Wie in Verbindung mit A b b. 14 beschrieben wurde, lassen sich die Eingangs- und Ausgangstransformatoren des Verstärkers AA sehr wirtschaftlich aufbauen. Man braucht dazu nur die Transformatoren gemeinsam benutzen, die für die Bandfilter, die Modulatoren und Demodulatoren usw. verwendet werden und die vor und hinter dem Verstärker AA angebracht sind.
• 7. Um das Sprachfrequenzsignal S1 in ein vorbestimmtes HF-Signal P umzusetzen, wird ein System vorgeschlagen, in dem die Umsetzung in mehreren aufeinanderfolgenden Vormodulationsstufen erfolgt. Die Steilheit der Dämpfungscharakteristiken für Frequenzen, die in der Nähe der oberen und der unteren Frequenzgrenze des Sprachfrequenzsignals S1 liegen, sowie die Dämpfung der Trägerfrequenz selbst, werden in der Zwischenmodulationsstufe erzielt, deren Frequenzbereich in der Nähe des Sprachfrequenzsignals S1 liegt. Die Dämpfung im gesamten Dämpfungsbereich wird in der Vormodulationsstufe durchgeführt, deren Frequenz in der Nähe des HF-Signals P liegt. Dadurch wird die Berechnung und die Herstellung der Bandfilter viel einfacher als in dem Fall, in dem das Sprachfrequenzsignal S1 in einer einstufigen Vormodulation in das sehr hohe HF-Signal P umgesetzt wird.
• B. Die Frequenzkomponenten F1, F2. . ., die den einzelnen Kanalträgerfrequenzen in dem Übertragungsfrequenzbereich entsprechen, werden von einem stabilen Oszillator erzeugt. Anschließend werden sie dadurch moduliert, daß man die entstandenen Frequenzen CO Co, ± C02 der Trägerfrequenzen für die Vormodulation hinzuaddiert. Dabei entstehen die Seitenbandkomponenten Co ± (F1, F2 ... ) .
• Wenn man nun mit einem Schmalbandfilter eine dieser Seitenkomponenten als gewünschte Kanalmodulationsträgerfrequenz auswählt, so hängen Frequenzschwankungen des Oszillators für die Vormodulationsträgerfrequenz und die Übertragungsfrequenzkomponenten nicht mehr voneinander ab. Das bedeutet: Wenn die Frequenz des Ozillators für den Vormodulationsträger in das sehr hohe Frequenzgebiet von 3 ... 5 MHz umgesetzt wird, so kann man für die Frequenzgenauigkeit und Stabilität gewisse Toleranzen zulassen; dadurch wird die ganze Auslegung sehr einfach.
• Die Erfindung zeichnet sich durch folgende Eigenschaften aus: a) Vergleicht man die gewöhnlichen Gruppenmodulationssysteme, die man als Mehrfach-Vormodulationssysteme betrachten kann, mit dem Vormodulationssystem nach der Erfindung und betrachtet man bei diesem Vergleich besonders die Modulatoren, so kann man sehen, daß die Modulationsfrequenzkomponenten C ± 3P, C ± 5P . . ., die aus der Trägerfrequenz sowie aus den Summen- und Differenzkomponenten 3 P, 5 P ... der Harmonischen ungerader Ordnung des Signals P entstehen, unvermeidbar im Ausgang des Übertragungsfrequenzbereiches vorhanden sind. Bei den bisher üblichen Gruppenmodulationssystem treten diese Komponenten allerdings wesentlich stärker auf als in dem System gemäß der Erfindung, da nach der Erfindung das Frequenzband des Signals P nur 4 kHz beträgt. In dem Gruppenmodulationssystem jedoch beträgt die Bandbreite des Signals. P am Gruppenmodulator, der fünf 12-Kanal-Gruppen mit Bandbreiten von 60 ... 108 kHz in einem Frequenzbereich von 312 ... 552 kHz anzuordnen hat, ein Vielfaches davon, nämlich 48 kHz für zwölf Kanäle. Daher wird der Anteil der Summen- und Differenzfrequenzkomponenten, die bei einer Kreuzmodulation des Signals P auftreten, pro Kanalfrequenzband im Gruppenmodulationssystem außerordentlich groß. Das bedeutet aber, daß man in dem Kanalmodulator des Systems nach der Erfindung größere Verzerrungen zulassen kann als in den Gruppenmodulatoren der bisher üblichen Systeme. In anderen Worten: da die Toleranz bezüglich des Auftretens von Verzerrungen groß ist, sind an die Vormodulatoren der Erfindung geringere Anforderungen als an die Gruppenmodulatoren der bisherigen Systeme zu stellen.
• b) In dem Maß, in dem es in dem Vormodulationssystem sowohl gewöhnlicher Radioübertragungen als auch üblicher Vielkanalträgerfrequenzverbindungen schwierig ist, das Sprachfrequenzsignal S, direkt in den gewünschten Übertragungsfrequenzbereich umzusetzen, wird in einem geeigneten Frequenzgebiet, das niedriger als das übertragungsfrequenzgebiet ist, eine Vormodulation durchgeführt. Bei dem System gemäß der Erfindung jedoch werden die Frequenzen aller Kanäle gleichermaßen in ein HF-Signal P umgesetzt oder verschoben, dessen Frequenz etwa das Sechsfache der oberen Frequenz des Übertragungsfrequenzbereiches ist. Diese Umsetzung kann in einer Stufe oder, wenn das nicht günstig ist, in mehreren sufeinanderfolgenden Vormodulationsstufen durchgeführt werden. Anschließend werden diese Signale in den Kanalmodulatoren moduliert und schließlich die unteren Seitenbänder, die aus den Differenzfrequenzen bestehen, in dem Übertragungsfrequenzbereich angeordnet, das in einem Frequenzgebiet liegt, dessen Frequenzen nur etwa ein Sechstel oder noch weniger vom Signal P sind.
• Die Erfindung bezieht sich auf ein System, in dem das Signal P und die Trägerfrequenz C so gewählt sind, daß ihr Frequenzabstand von dem Übertragungsfrequenzbereich außerordentlich groß ist. Die Differenzkomponente C-P, die nur wenige Verzerrungskomponenten enthält, kann über eine Vormodulation und mittels einfacher Filter sehr einfach ausgesiebt und übertragen werden. Selbst in dem Fall, in dem das Sprachfrequenzsignal in mehreren Stufen hintereinander vormoduliert wird, ist es eine besonders charakteristische Eigenschaft des Systems, wie es an Hand der A b b. 19 und 20 erklärt worden ist, daß die Bandfilter an der Ausgangsseite des ersten Vormodulators MODI a in ihrem Dämpfungsbereich nicht die erforderliche Gesamtdämpfung zu liefern brauchen. Wenn die Frequenz aber nach zweifacher oder dreifacher Vormodulation in das gewünschte Vormodulationsfrequenzgebiet des HF-Signals P umgesetzt wurde, dann werden auch in der ersten Vormadulationsstufe MODI a des Systems als Ergebnis des Zusammenwirkens aller Teile des Systems die störenden Seitenbänder usw. in der erforderlichen Stärke unterdrückt.
• c) Wie in der A b b. 1 gezeigt ist, erfordert das Gruppenmodulationssystem für alle Kanäle unterschiedliche Bandfilter. In dem üblichen Vormodulationssystem, das in Verbindung mit den A b b. 5 und 6 erklärt worden ist, weisen zwar die Vormodulationsfilter gleiche Charakteristiken auf, jedoch müssen die Bandfilter für die Kanalmodulation noch für jeden Kanal unterschiedlich sein. Die Erfindung dagegen erfordert für die Vormodulation nur eine einzige Bandfilterart sowie Tiefpaßfilter. Die Bandfilter und die Tiefpaßfilter sind unter sich gleich aufgebaut. Die Tiefpaßfilter lassen sich durch Transformatoren ersetzen. Das ganze System kann daher in Massenproduktion durch die Anfertigung von nur wenigen Teilen wirtschaftlich hergestellt werden. Ein besonderes Merkmal des Systems ist die vollständige Austauschbarkeit seiner Teile untereinander, da, abgesehen von Unterschieden der Trägerfrequenzen für die Kanalmodulation, alle Teile genau gleich aufgebaut sind. Dadurch wird die Wartung und die Instandsetzung des Systems sehr erleichtert.

Claims (1)

1. Patentansprüche: 1. Vielkanal - Trägerfrequenz - Übertragungssystem, in dem in einer Vormodulationsstufe mehrere niederfrequente Kanäle mit der gleichen Trägerfrequenz in ein höheres Frequenzgebiet umgesetzt und anschließend, in einer Kanalmodulationsstufe durch Anwendung von Trägerfrequenzen, die für jeden Kanal unterschiedlich sind, in einem Frequenzband nebeneinander angeordnet werden, das unterhalb dieses höheren Frequenzgebietes liegt, d a d u r c h g e k e n n -zeichnet, daß die Trägerfrequenz der Vormodulatiönsstufe für das Umsetzen der einzelnen niederfrequenten Kanäle in das höhere Frequenzgebiet mindestens das Sechsfache der oberen Grenzfrequenz des Frequenzbandes beträgt, in dem die einzelnen Kanäle anschließend in der Kanalmodulationsstufe nebeneinander angeordnet werden. 2. Vielkanal - Trägerfrequenz - Übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die unterschiedlichen Trägerfrequenzen für die Kanalmodulationsstufe um das Frequenzäquivalent des Übertragungsbandes größer als die Frequenz sind, in deren Bereich sich die niederfrequenten Kanäle nach der Umsetzung durch die Vormodulationsstufe befinden. 3. Vielkanal - Trägerfrequenz - Übertragungssystem nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingänge und/oder Ausgänge der Kanalmodulationsstufe mit Transformatoren versehen sind, die als Tief- bzw. Bandpaßfilter für Frequenzen außerhalb des Obertragungsfrequenzbandes dienen. 4. Vielkanal - Trägerfrequenz - Übertragungssystem nach den Ansprüchen 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen hochfrequenten Kanäle über eine Koppelschaltung einem gemeinsamen als Gruppenfilter dienenden Tief-bzw. Bandpaßfilter zugeführt sind, das zur Unterdrückung einer Rückwärtsübertragung an seiner der Koppelschaltung für die verschiedenen Kanäle zugewandten Seite einen Abschluß mit @-Impedanzeigenschaften aufweist. 5. Vielkanal -Trägerfrequenz - übertragungssystem nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zwischen die Tief- bzw. Bandpaßfilter und die Modulationsstufen geschalteten Verstärker sowie die übertragungs-und Empfangsverstärker kleinstzulässige Verstärkung aufweisen und daß die Eingangs- und Ausgangstransformatoren der Verstärker mit den vor- und nachgeschalteten Stufen gemeinsam verwendbar sind. 6. Vielkanal -Trägerfrequenz - Übertragungssystem nach den Ansprüchen 1 bis 5, in dem das Sprachfrequenzsignal in mehreren aufeinanderfolgenden Modulationsstufen in ein vorbestimmtes Hochfrequenzgebiet umgesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsstufe für die Vormodulation aus zumindest zwei aufeinanderfolgenden Stufen besteht, daß der ersten Vormodulationsstufe ein geeignetes Bandpaßfilter mit steilen Sperrcharakteristiken nachgeschaltet ist, das die in der Nähe der oberen und unteren Frequenzgrenze des Sprachsignals auftretenden Störfrequenzen sowie die durch Rückübertragung auftretende Trägerfrequenz dämpft und daß der zweiten Vormodulationsstufe für die Umsetzung des Sprachsignals in den Hochfrequenzbereich ein geeignetes Bandpaßfilter mit einer der erforderlichen Übertragungsgüte entsprechenden Dämpfung über den gesamten Dämpfungsbereich nachgeschaltet ist. 7. Vielkanal -Trägerfrequenz - Übertragungssystem nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerfrequenzkomponenten für jede einzelne Kanalmodulation aus dem oberen Seitenband einer Modulation von in einem stabilen Oszillator erzeugten und den Kanälen im Übertragungsfrequenzband entsprechenden Frequenzen mit einer in einem Trägerfrequenzoszillator erzeugten Trägerfrequenz ableitbar sind. B. Vielkanal -Trägerfrequenz - Übertragungssystem nach den Ansprüchen 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsseite des Systems entsprechend der Sendeseite aufgebaut ist. In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Auslegeschriften Nr. 1059 040, 1069200.