DE1227578B

DE1227578B - Tiefpassfilter fuer die Abschlusseinrichtung in einer Impulsuebertragungsanlage

Info

Publication number: DE1227578B
Application number: DET16823A
Authority: DE
Inventors: Carl Gunnar Svala; Enn Aero; Goeren Lennart
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1958-06-18
Filing date: 1959-06-18
Publication date: 1966-10-27
Also published as: FR1227774A; NL131440C; NL240365A; BE579802A; GB919167A; US3100820A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND DEUTSCHES ^t^ PATENTAMT Int. CL:

H03h

AUSLEGESCHRIFT

Deutsche Kl.: 21 g - 34

Nummer: 1227 578

Aktenzeichen: T16823IX d/21 g

Anmeldetag: 18. Juni 1959

Auslegetag: 27. Oktober 1966

Die Erfindung bezieht sich auf ein Tiefpaßfilter für die Abschlußeinrichtung in einer Impulsübertragungsanlage, bei der die Nachrichtenzeichen der einzelnen Verbindungen von einer Signalstelle an eine andere über ein Übertragungsmittel in Form modulierter Impulse übertragen weiden, wobei jede Signalstelle mit dem Übertragungsmittel über eine Abschlußeinrichtung verbunden ist, die einen periodisch schließenden Kontakt, eine Verzögerungs- oder Kunstleitung, deren Verzögerungszeit im wesentlichen gleich der halben Schließzeit des Kontaktes ist, und ein Tiefpaßfilter mit einer Sperrfrequenz unterhalb der halben Impulsfrequenz umfaßt.

Bei den bekannten Übertragungssystemen dieser Art bestehen die Bauelemente des Tiefpaßfilters aus einer Anzahl gewöhnlicher Glieder mit konstantem k, bei denen die Kapazität der Verzögerungsleitung in der Abschlußkapazität des Tiefpaßfilters enthalten ist oder diese vollständig bildet.

Dabei können auch Tiefpaßfilter des Butterworth- oder Tschebycheff-Typs Anwendung finden.

Derartige Filtertypen mit einer mäßigen Anzahl von Bauelementen genügen den zu stellenden Anforderungen nicht. Bei niedrigen Frequenzen innerhalb des Durchlaßbereiches ist zwar die Dämpfung klein. In as Richtung der höheren Frequenzen innerhalb des Durchlaßbereiches erhöht sich die Dämpfung jedoch beträchtlich. Auch ist eine ausreichende Dämpfung der Spiegelfrequenzen, die von den unteren Seitenbändern der Impulsfrequenz gebildet werden und verhältnismäßig nahe der Sperrfrequenz des Filters bei höheren Zeichenfrequenzen liegen, nicht möglich. Es werden daher Störungen durch diese Spiegelfrequenzen verursacht.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Tiefpaßfilter für den erwähnten Anwendμngszweck zu schaffen, bei dem eine weitaus geringere Dämpfung der höheren Frequenzen innerhalb des Durchlaßbereiches und eine beträchtlich höhere Dämpfung der Spiegelfrequenzen erreichbar ist, wobei die Anzahl der Bauelemente gegenüber den bekannten Filtertypen gleichbleibt.

Auf diese Weise wird trotz Beibehaltung einer mäßigen Anzahl von Einzelbauelementen ein Filter erhalten, das sämtlichen Anforderungen genügt und daher beträchtliche Vorteile gegenüber den bekannten Typen aufweist.

Die geschilderte Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Verhältnis zwischen der Induktivität und der Kapazität in dem Reihenzweig und das Verhältnis zwischen den Querkapazitäten des π-Gliedes so gewählt sind, daß die Leerlaufimpedanz Tiefpaßfilter für die Abschlußeinrichtung
in einer Impulsübertragungsanlage

Anmelder:

Telefonaktiebolaget LM Ericsson, Stockholm

Vertreter:

Dr.-Ing. H. Ruschke, Patentanwalt,

Berlin 33, Auguste-Viktoria-Str. 65

Als Erfinder benannt:

Carl Gunnar Svala,

Enn Äro, Älsvjö;

Gören Lennart, Johanneshov (Schweden)

Beanspruchte Priorität:

Schweden vom 18. Juni 1958 (5780)

des Filters Null ist, wenn seine Kurzschlußimpedanz ihren ersten Pol hat und die Kurzschlußimpedanz im wesentlichen Null bei der Eigenfrequenz des π-Gliedes ist, gesehen von den Klemmen,',die mit der betrachteten Signalstelle verbunden sind, wodurch der Wert der Leerlaufimpedanz in dem definitionsgemäßen Ausdruck der Kurzschlußimpedanz an den dem Kontakt am nächsten gelegenen Klemmen als das Verhältnis zwischen dem Durchschnittswert der Spannung an den letztgenannten Klemmen während der Impulszeit und der Niederfrequenzstromkomponente des Impulsspektrums definiert ist, wenn das Filter mit einer unendlichen modulierten Impulsreihe gespeist wird. ;

Die Erfindung ist nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Tiefpaßfilter nach der Erfindung,

F i g. 2 ein Ersatzschaltbild für die Berechnung des Tiefpaßfilters nach der Erfindung und

Fig. 3 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Änderung der Leerlaufimpedanz und der Kurzschlußimpedanz mit der Frequenz bei einem Tiefpaßfilter nach Fig. 1.

Fig. 1 zeigt ein Tiefpaßfilter nach der Erfindung in Verbindung mit einer Verzögerungsleitung DL, deren Kapazität durch den Kondensator C₃, dessen Anschlußleitungen mit gestrichelten Linien gezeichnet sind, dargestellt ist. Das Tiefpaßfilter umfaßt einen Reihenzweig, weichet der Niederfrequenzseite zu-

609 705/309

3 4

gewandt ist und aus einer Induktivität L₁ und einer kannten Weise ist hier der Längszweig, welcher der

dazu parallelgeschalteten Kapazität C₁ besteht, und Niederfrequenzseite zugewandt ist, mit Z₁ bis Z₁₂ und

in Richtung der Impulsseite ein sr-Glied, das aus der der Querzweig mit Z₁₂ bezeichnet. Der Längszweig,

Reiheninduktivität L₂ und den Querkapazitäten C₂ welcher dem Impulskontakt zugewandt ist, ist in

und C₃ gebildet ist, wobei die letztgenannte, wie oben 5 gleicher Weise mit Z₅ bis Z₁₂ bezeichnet, wobei Z_s als

ausgeführt wurde, aus der Kapazität der Verzögerungs- das Verhältnis zwischen dem Durchschnittswert der

leitung besteht. Das Tiefpaßfilter und die Verzöge- Spannung an den Klemmen des unbelasteten Filters,

rungsleitung sind zwischen eine Zeichenquelle, z. B. die dem Impulskontakt K zugewandt sind, während

einen Teilnehmerapparat mit dem inneren Wider- der Impulszeit und der Niederfrequenzstromkompo-

stand R, undeinem Impulskontakt K geschaltet. Auf io nente des Impulsspektrums definiert ist, wenn das

der anderen Seite des Impulskontaktes K befindet sich Filter mit einer unendlichen modulierten Impulsreihe

eine weitere Einrichtung der gleichen Art, die jedoch mit der Modulationsfrequenz /₅ gespeist wird. Es kann

nur schematisch als eine Impedanz Z dargestellt ist. nun, d.h. gemäß dem obenerwähnten Artikel von

Der Impulskontakt wird periodisch mit einer Fre- K. W. Cäftermole, nachgewiesen werden, daß, falls

quenz f_s geschlossen, die beim zweifachen Wert ober- 15 die normale Leerlaufimpedanz des Filters, von den

halb der höchsten übertragenen Zeichenfrequenz liegt, dem Impulskontakt zugewandten Klemmen aus ge-

und bei jeder Periode wird der Kontakt während eines sehen, definiert ist als

viel kürzeren Zeitraumes als der Periodenzeitraum ge- P (ρ)

schlossen. Dies ist eine notwendige Annahme für die Z₂ = ,

folgende Berechnung der Bemessung des Filters. 20 Q(P)

Weiterhin wird angenommen, daß die Bauelemente wobei ρ = j ω und Q (ρ) . = (ρ—ρ j) (ρ—P₂) ■ ■ ·

des Filters und der Verzögerungsleitung verlustfrei (p—Pn-d (P—Pn) ist, die folgende Beziehung für die

sind. Die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung Impedanz Z₅ gilt:

ist im wesentlichen gleich dem halben Zeitraum τ 1 " P'(p) 1

(Impulszeit), wenn der Kontakt geschlossen ist. Um 25 — Z₅ = -y^-^ ctg -~^-(p_r — j co). (1)

die Berechnung zu vereinfachen, werden folgende /« r = i ü \Pr) Js

Bezeichnungen eingeführt: Die Kurzschlußimpedanz, gesehen von A in dem

_ Ersatzschaltbild nach Fig. 2 aus, kann nun gemäß

C₂ — m, ^_{6n aus} ^₆₁ Vierpoltheorie bekannten Verfahren und

1 -f _ma 30 unter Verwendung der fiktiven Impedanz Z₅ [die in

U = _ma) 2 ' der Gleichung (1) definiert ist] errechnet werden:

. . 7 2

w _ _1_ Zk = Zt-—ψ-, V-)

35 wobei es jedoch eine wichtige Bedingung ist, daß die

wobei CO₀ die Resonanzwinkelfrequenz für das π-Glied Dämpfung aller Komponenten in dem Impulsist, das von C₂, C₃ und L₂ gebildet wird: Spektrum, mit Ausnahme der Niederfrequenzkomponente,, durch das Filter so groß ist, daß die

CD₀ = . . Strömung dieser Komponenten auf der Niederf requenz-

1 / C₂-C₃ j '■ 40 seite des Filters außer Betracht bleiben können.

I/ "q~+~C7 " Diese Bedingung wird von dem Durchlaßband des

betrachteten Filters erfüllt, so daß diese Annahme

Zur Berechnung des Filters wird verursacht, die zutreffend ist.

Leerlauf impedanz Zy und die Kurzschlußimpedanz Zk Für das betrachtete Filter wird Z₁₂ mittels der be-

von der Niederfrequenzseite des Filters aus gesehen,¹ 45 kannten Formel .

d.h. von der der Zeichenquelle zugewandten Seite aus, _m co²

zu berechnen, wobei die Impedanz der Zeichenquelle Z₁₂ = j -, , ₂ ■■ ,₂ _ ₂y O)

und die Impedanz Z unberücksichtigt bleiben, jedoch . .

'der periodisch schließende Kontakt K berücksichtigt erhalten

wird. 50 Für das betrachtete Filter mit fünf Bauelementen

Bei Berechnung der Kurzschlußimpedanz Zk wird L₁, L₂, C₁, C₂, C₃ wird für Z_s nach bestimmten Um-

von dem allgemeinen in Fig. 2 gezeigten T-Netz- formungen und Vereinfachungen aus der Gleichung (1)

werk ausgegangen. In der aus der Vierpoltheorie be- der folgende Ausdruck erhalten:

„ j π m f . ω , m² Γ ω + ω₀ , ω — ω₀11 ...

Z₅= ^—; j-, -{ctg π i ^- ctg—: π + ctg h. (4)

ω₈ 1 + τη^ύ 1 ct)_s 2 [ CU₅ co_s Ij

wobei cos = 2π/₅ ist. .

Die Leerlauf impedanz des Filters kann leicht aus bekannten Formeln errechnet werden, da naturgemäß der Kontakt K keinen Einfluß auf diese Größe hat.

7 j\ ^mLi ¹ \^m ι ^ω π. en

Durch Einsetzen der Gleichungen (3), (4) und (5) errechnet werden. Wenn ein Diagramm für die Impein die Gleichung (2) können Zk und Zt nun als eine 65 danzen Zk und Zt als Funktion, der Modulations-Funktion der Modulationswinkelfrequenz ω, Impuls- winkelfrequenz gezeichnet wird, erhält es das. in Winkelfrequenz o)_s, Resonanzwinkelfrequenz ω₀für den Fi g. 3 dargestellte Aussehen. Aus diesem Diagramm Stromkreis L₂, C₂, C₃, der Größe m und L₁ und C₁ ist ersichtlich, daß bei willkürlicher Bemessung der

Bauelemente des Filters mehrere Unterdrückungsbänder (gestrichelt gezeichnete Bezeiche) infolge der nicht vorhandenen Übereinstimmung der Nullstellen von Zk mit den Polen von Zt und umgekehrt auftreten. Jedoch sind bei gegebenen Werten von w₀, w_s S und m zwei Freiheitsgrade infolge der Tatsache vorhanden, daß L₁ und C₁ beliebig gewählt werden können. Offenbar können L₁ und C₁ so gewählt werden, daß die erste Nullstelle ωτ₀ der Leerlauf impedanz mit dem ersten Pol der Kurzschlußimpedanz bei Wk zusammenfällt, und in entsprechender Weise wird veranlaßt, daß die erste Nullstelle der Kurzschlußimpedanz mit dem Pol der Leerlaufimpedanz bei ω₀ zusammenfällt. Hierdurch kann gezeigt werden, daß w_k nur durch die angenommenen Parameter ω₀, w_s und m bestimmt wird, wobei dies dadurch erreicht wird, daß der Ausdruck für Zs in der Gleichung (4) gleich Null gesetzt wird. Falls zur Vereinfachung der Rechnung und der erhaltenen Ausdrücke alle die Impulsfrequenz betreffenden Frequenzen normalisiert werden, so daß f_s = 1 ist, d.h. Ws = fm, wird der folgende Ausdruck der Winkelfrequenz w% für den ersten Pol der Kurzschlußimpedanz nach Reduktion erhalten zu:

= arccos

m² -\r COSCo₀
m² + 1

Wenn man den Ausdruck für die Leerlaufimpedanz Zt in der Gleichung (5) gleich Null für w = w^ [Gleichung (7)] und den Ausdruck für Zk in Gleichung (2) gleich Null für ω = ω₀ [Gleichung (8)] setzt, erhält man nach Reduktion das folgende Gleichungssystem:

+ J_
m

— mit ²L₁ C₁ lfm² wie (ω₀ ² —

7m²

m²

Aus diesem Gleichungssystem können nun L₁ und C₁ als eine Funktion von m, a>k und w₀ gelöst werden, und dadurch ist auch die Frequenz

bestimmt, wobei Zt wie auch Zk Pole haben. Diese Frequenz wird dadurch erhalten, daß der Nenner in dem ersten Ausdruck in Gleichung (5) gleich Null gesetzt wird, wodurch Zy und Zk Pole erhalten. Ein Studium des Impedanzdiagramms in F i g. 3 zeigt, daß einem begrenzten Unterdrückungsband ein zweites Durchlaßband unmittelbar oberhalb -y- folgt und zwischen der Sperrfrequenz w_c, wo Zt seine worden ist. Es hat sich gezeigt, daß die Spiegelfiequenzdämpfung bei niedrigeren Frequenzen in gewisser Weise vergrößert werden kann, wenn W₁ etwas größer als die halbe Impulsfrequenz gemacht wird. Gleichzeitig wird der Kennwiderstand von der Niederfrequenzseite des Filters her

zweite Nullstelle hat, und

entsprechend der

halben Impulswinkelfrequenz, auftreten. Dieses letztgenannte Durchlaßband ist jedoch weniger erwünscht, da es eine zu kleine Dämpfung der SpiegeKrequenz verursacht, die durch das untere Seitenband der Impulsfrequenz in einem um die halbe Impulsfrequenz liegenden Frequenzbereich gebildet wird. Jedoch ist O)₈ innerhalb des betrachteten Frequenzbereiches eine monotone Funktion des angenommenen Parameters m, so so daß die Berechnungen nach den Gleichungen (6), (7) und (8) für sich systematisch ändernde m -Werte leicht wiederholt werden können, bis W₁ angenähert

oder genau mit -^- zusammenfällt, d.h. mit π bei normalisierten Frequenzen gemäß den obigen Ausführungen. Dadurch werden der zweite Pol i-y-j und der dritte Pol (W₁) von Zk zum Zusammenfallen gebracht, wodurch das schädliche Durchlaßband zwisehen ihnen beseitigt wird.

Es hat sich nicht als notwendig oder in bestimmten Fällen auch nicht als zweckmäßig erwiesen, die

optimale Bemessung W₁ = -γ- gemäß den obigen Ausführungen zu verwenden, da nur die Spiegelfrequenzdämpfung in der Nähe der halben Impulsfrequenz bei der obigen .Berechnung berücksichtigt

konstanter über den größeren Teil des Durchlaßbandes, das in einer höheren Reflexionsdämpfung reproduziert wird. Da sich die Spiegelfrequenzdämpfung in der Nähe der halben Impulswinkelfrequenz sehr stark mit W₁ ändert, sollte W₁ jedoch keinesfalls 0,55 · w_s überschreiten. Bei w₀ on 0,4 w_s entspricht dies m m 1.

Claims

Patentanspruch:

Tiefpaßfilter für die Abschlußeinrichtung in einer Impulsübertragungsanlage, bei der die Nachrichtenzeichen der einzelnen Verbindungen von einer Signalstelle an eine andere über ein Übertragungsmittel in Form modulierter Impulse übertragen werden, wobei jede Signalstelle mit dem Übertragungsmittel über eine Abschlußeinrichtung verbunden ist, die einen periodisch schließenden Kontakt, eine Verzögerungs- oder Kunstleitung, deren Verzögerungszeit im wesentlichen gleich der halben Schließzeit des Kontaktes ist, und ein Tiefpaßfilter mit einer Sperrfrequenz unterhalb der halben Impulsfrequenz umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis zwischen der Induktivität (L₁) und der Kapazität (C₁) in dem Reihenzweig und das Verhältnis zwischen den Querkapazitäten des π-Gliedes so gewählt sind, daß die Leerlaufimpedanz des Filters Null ist, wenn seine Kurzschlußimpedanz ihren ersten Pol hat und die Kurzschlußimpedanz im wesentlichen Null bei der Eigenfrequenz des π-Gliedes ist, gesehen von den Klemmen, die mit der betrachteten Signalstelle verbunden sind, wodurch der Wert der Leerlaufimpedanz in dem definitionsgemäßen Ausdruck der Kurzschlußimpedanz an den dem Kontakt am nächsten gelegenen Klemmen

als das Verhältnis zwischen dem Durchschnittswert der Spannung an den letztgenannten Klemmen während der Impulszeit und der Niederfrequenzstromkomponente des Impulsspektrums definiert ist, wenn das Filter mit einer unendlichen modulierten Impulsreihe gespeist wird.

In Betracht gezogene Druckschriften:

USA.-Patentschrift Nr. 2 718 621; »Theorie und Technik der Pulsmodulation«, von Hölzler und Holzwarth, Springer-Verlag, 1957, S. 273 bis 278.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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