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Anordnung zur Erfassung der Summe oder Differenz der Drehzahlen oder
Drehwinkel mehrerer Wellen Für verschiedene Regel- und Steuerprobleme besteht die
Aufgabe, eine Steuerspannung oder ein .Drehfeld zu erzeugen, deren Frequenz der
Summe oder der Differenz der Drehzahlen von zwei umlaufenden Wellen gleich oder
proportional ist. Eine einfache Lösung dieser Aufgabe ist möglich, wenn der Drehwinkel
einer der beiden Wellen beispielsweise über eine elektrische Welle auf eine Empfängerwelle
übertragen wird, die mit der anderen Welle fluchtend ausgerichtet werden kann. Man
kann dann das Polrad einer Tachomaschine mit der einen und das Gehäuse mit der anderen
Welle kuppeln und erhält eine Spannung, deren Größe und Frequenz der Drehzahldifferenz
(bzw. Summe) proportional ist und die über Schleifringe ausgeführt werden kann.
Abgesehen von der nachteiligen Notwendigkeit, die beiden Wellenstümpfe miteinander
fluchtend auszurichten, hat diese Lösung aber noch einen schwerwiegenden weiteren
Nachteil, daß nämlich die Amplitude der gelieferten Steuerspannung bei der Drehzahldifferenz
Null ebenfalls verschwindet. Diese Nachteile werden nach der Erfindung vermieden.
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Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erfassung der Summe oder
Differenz der Drehzahlen oder Drehwinkel mehrerer Wellen, bei der der Meßwert durch
eine proportionale Frequenz dargestellt wird. Erfindungsgemäß wird eine eingespeiste
Spannung multiplikativ mit je zzei um 90° phasenverschobenen periodischen Spannungen
der Drehwinkelstellungen der Wellen moduliert, wobei die modulierten Spannungen
je einer der Wellen mit der weiteren multipliziert und die beiden Produktspannungen
addiert bzw. subtrahiert werden.
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Bei der neuen Anordnung werden Wellen mit magnetischen Umformern
gekuppelt, die umlaufende und ruhende weichmagnetische und dauermagnetische bzw.
elektromagnetisch erregte Segmente eines magnetischen Kreises mit Luftspalten an
den Übergangsstellen zwischen umlaufenden und ruhenden Segmenten besitzen, und es
werden mindestens je zwei Meßwertumformer in den magnetischen Kreisen bzw. in Luftspalten
magnetischer Umformer vorgesehen, die eine drehzahlunabhängige, den Magnetfluß am
Meßort messende elektrische Spannung liefern. Es sind die umlaufenden und ruhenden
Segmente der magnetischen Kreise so gestaltet, daß die magnetischen Flüsse am Meßort
sich periodisch mit der Winkellage der Welle des betreffenden magnetischen Umformers
ändern, und zwar bei konstanter Winkelgeschwindigkeit der Welle möglichst genau
nach einer zeitlichen Sinusfunktion mit 900 Phasenverschiebung in den beiden Gebern
je eines magnetischen Umformers.
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Die Erfindung besteht weiterhin in der Anwendung einer multiplikativen
Modulation der Ausgangsspannung je eines Meßwertumformers der einen Welle mit einer
der anderen Welle und in der Addition bzw. Subtraktion der beiden so gewonnenen
modulierten Spannungen.
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An Hand einer Zeichnung sei ein schematisches Ausführungsbeispiel
der Erfindung beschrieben.
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In F i g. 1 sind 1 und 2 die beiden Wellen, zu deren Drehzahldifferenz
die Frequenz einer Ausgangsspannung proportional sein soll. Beide Wellen werden
mit zylindrischen, vorzugsweise oxydmagnetischen Polrädern 3 und 4 versehen, deren
Polpaarzahl dem gewünschten Proportionalitätsfaktor zwischen der Drehzahldifferenz
der beiden Wellen und der Ausgangs-Steuerspannungsfrequenz entspricht.
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Die Ständer bestehen aus einer Anzahl konzentrischer weichmagnetischer
Polsegmente 5 und 6, deren Anzahl gleich der vierfachen Polpaarzahl der Polräder
ist und die kleine konzentrische Luftspalte zu den umlaufenden Polrädern bilden.
In weiteren Luftspalten zwischen den Polsegmenten sind Hallgeneratoren 7, 8, 9 und
10 untergebracht, deren Schaltung aus F i g. 2 hervorgeht. Die Hallgeneratoren mit
gleicher Ziffer in F i g. 1 sind, wie F i g. 2 zeigt, mitihren Steuerelektroden
s und ihren Hallelektrodenh parallel geschaltet, die Steuerelektroden der Hallgeneratoren
7 und 8 liegen außerdem parallel an der Gleichstromquelle 11. Die Hallelektroden
des Generators 7 sind mit den Steuerelektroden des Generators9 und die Hallelektroden
von 8 mit den Steuerelektroden von 10 verbunden. Die Hallelektroden von 9 und 10
wiederum sind parallel auf den Ausgang 12 geschaltet.
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Da die parallelgeschalteten Hallspannungen von 9 und 10 teils miteinander,
teils gegeneinander wirken, ist die Linearitätsbedingung für den Abschlußwiderstand
in der bisher beschriebenen Weise nicht
erfüllbar. Unter Verzicht
auf Empfindlichkeit kann man aber die für die Linearität erwünschten Abschlußwiderständel3
nach Fig. 2 in die Verbindungsleitungen der Hallelektroden schalten und den Außenwiderstandl4
dagegen klein machen. An Stelle der Parallelschaltung kann man natürlich - auch
bei getrennten Speisespannungen für die Generatoren 7 und 8 die Hallspannungen der
Generatoren 9 und 10 in Reihe schalten. Der Vorteil gemeinsamer Spannungsquelle
in der Schaltung nach Fig, 2 kann aber den Nachteil der gestörten Linearitätsbedingungen
oder der verringerten Empfindlichkeit gegenüber einer Serienschaltung überbieten.
Man kann natürlich auch einige Luftspalte unbesetzt mit Hallgeneratoren lassen und
kommt dann bei verringerter Empfindlichkeit mit insgesamt vier Hallgeneratoren aus.
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Für den Fall gleichmäßiger Winkelgeschwindigkeiten w1 von Welle 1
und w2 von Welle 2 ergibt sich folgende Wirkungsweise der Anordnung: Die Hallspannungen
u7 und - u8 der Generatoren 7 und 8 ergeben sich bei der üblichen räumlich sinusförmigen
Induktionsverteilung im Luftspalt zu u7 = u0 sin p#1t und u8 = u0 cos p#1t, wenn
man der gezeichneten Winkellage des Polrades 1 den Zeitpunkt Null zuordnet.
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Hierin ist p die Polpaarzahl, im vorliegenden Fall also p = 2. Die
Steuerströme der Generatoren 9 und 10 sind diesen Spannungen proportional, daher
ergibt sich für die Hallspannungen dieser beiden Generatoren für die im Beispiel
angenommenen Phasenbeziehungen und Polaritäten u9 = u1 sin 2#1t cos 2#2t und u10
= -u1 cos 2#1t sin 2#2t.
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Infolge der Parallelschaltung der Hallgeneratorseiten wird daher
der Ausgangsstrom bzw. die Ausgangsspannungua an den Klemmen 12 dem Mittelwert von
u9 und u1O proportional. Es wird also ua = u2 sin 2 (#1 - #2) t, was zu erreichen
war.
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Der Wert u2 ist von o>1-w2 unabhängig. Das gilt auch für Schleichgeschwindigkeiten
und für den Fall #1-#2 = O. Die Ausgangsspannung ua wird dann zur Gleichspannung.
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F i g. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Erfindungsgedankens mit
einer Trägerfrequenz-Speisespannung ohne Verwendung von Dauermagneten und Hallgeneratoren.
Der besseren Übersicht wegen sind die Läufer und Ständer der magnetischen Umformer
beider Wellen in der Abwicklung dargestellt. Als Läufer werden einfach genutete,
gegebenenfalls lamellierte Weicheisenkörper vorgesehen. Den Läufern 31 und 32 der
Wellenl und 2 stehen je vier weichmagnetische Jochstücke 33 bis 40 gegenüber in
jeweils um ¼ Polteilung gegeneinander versetzten Lagen relativ zur Läufernutzung.
Alle Jochstücke sind mit Erregerwicklungen und verschiedenen Induktionswicklungen
gleicher Windungszahl versehen. Die Erregerwicklungen je zweier Jochstücke mit 1800
Versetzung gegenüber der Läufernutzung sind - wie Fi g. 4 zeigt - an eine Speisespannung
55 einer
Trägerfrequenzstromquelle geschaltet, die vorzugsweise, aber nicht notwendigerweise
über der höchsten Meßfrequenz p(#1-#2) liegt; Die Induktionswicklungen zweier solcher
Jochstücke sind gegeneinandergeschaltet. Die induzierte Summenspannung erreicht
daher. nach einer Winkeldrehung um eine halbe Polteilung jeweils Extremwerte, die
sich in der Phasenlage der Trägerfrequenz um 1800 unterscheiden. Je eine induzierte
Summenspannung der Wellen 1 und 2 werden einer multiplikativen Mischstufe zugeführt.
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Eine solche Mischstufe kann beispielsweise darin bestehen, daß die
beiden zu mischenden Spannungen einmal addiert us = (u37 - u38 + u33 - u34) und
zweitens subtrahiert Ud = (u37 - U38 - U32 + U3 werden und daß über eine Gleichrichterringschaltung
41 und 42 mit quadratischer Strom-Spannungs-Kennlinie der Einzelgleichrichter Ströme
erzeugt werden, die den Quadraten us² der Summenspannung oder U52 der Differenzspannung
proportional sind.
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Die Differenz dieser quadratisch abhängigen Stromwerte liefert dann
an den Widerständen 43 und 44 als Spannungsabfall den multiplikativen Modulationsmeßwert
ua und Ub. Die Produktspannungen der beiden auf jeder Welle um 90° versetzten Systeme
werden wiederum in Reihe geschaltet und die erhaltene Summenspannung über ein Glättungsglied
von ihrem Trägerfrequenzgehalt befreit. Das ist jedoch nur möglich, wenn diese Trägerfrequenz
hinreichend größer ist als die höchste Steuerfrequenz, für die die Einrichtung wirksam
sein soll. Man kann aber auch, wie F i g. 5 zeigt, an Stelle eines Glättungsgliedes
eine Schaltung mit verdoppelter Anzahl von Schaltelementen wählen, um die Trägerfrequenz
ohne solche die Meßfrequenz begrenzender Speicher eines Glättungsgliedes zu kompensieren.
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Die gesamte Wirkungsweise läßt sich wiederum am einfachsten an Hand
der Annahme gleichmäßiger Winkelgeschwindigkeiten #1 und w2 der beiden Wellen 1
und 2 erläutern. Wenn w, die Kreisfrequenz der trägerfrequenten Speisung 35 ist,
so gilt für die induzierten Spannungen mit den Bezeichnungen nach Fig. 3 und 4 U33
= u0 sin #0 t (a + sin p w1 t) u34 = u0 sin #0 t (a - sin p #1 t), u35 = u0 sin
#0 t (a + cos p #1 t), u36 = u0 sin #0 t (a - cos p #1 t), u37 = u0 sin #0 t (b
+ sin p #2 t), u38 = u0sinw0t(b - sin p #2 t), u39 = u0 sin #0 t (b + sin p #2 t),
u40 = u0 sin #0 t (b - sin p #2 t).
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Entsprechend der Schaltung nach Fig. 4 ergibt sich dann k ua = [(u33-u34+u37-u38)²-
(u33-u34-u37+u38)²].
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16 ua = ku0²sin²#0 t sin p#1t sin p#2t und entsprechend ub = ku0²sin²#0
t cos p #1 t cos p #2 t.
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- Somit wird ub + ua = k u0²sin²#0t cos p (#1 - #2) t.
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Aus dieser Steuerspannung wird durch den Glättungskondensator C die
Modulation mit 2o herausgesiebt, so daß als Steuerspannung verbleibt ust = ua +
ub = k/2u0²cos p (#1 - #2)t.
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In der Schaltung nach F i g. 5 sind zwei vollständige Anordnungen
nach F i g. 4 enthalten, die aber mit um 90° gegeneinander phasenverschobenen Speisespannungen
der Frequenz o, betrieben werden.
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Für die Summenspannung Uc im Ausgang ergibt sich dann uc = k u0²(sin²#0t
+ cos²#0t) cos p (#1 - #2) t = k u0² cos p (#1 - #2) t.
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Besteht die Aufgabe des erfindungsgemäßen Summierers darin, ein Drehfeld
oder eine Drehzahl an einer Ausgangswelle zu erzeugen, die der Summe oder der Differenz
der beiden Eingangsdrehzahlen gleich oder proportional ist, so läßt sich das dadurch
erreichen, daß man jeweils zwei um 90° phasenverschobene Steuerspannungen in Schaltungen
nach F i g. 2, 4 oder 5 herstellt, mit denen ein zweiphasiges Drehfeld erzeugt werden
kann. In diesem Drehfeld wiederum kann ein permanentmagnetischer Läufer angeordnet
werden, der die Ausgangswelle antreibt.
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F i g. 6 zeigt eine Erweiterung dieser Art bei der Ausführung des
Erfindungsgedankens mit Hallgeneratoren wie in F i g. 1 und 2. F i g. 7 zeigt eine
solche mit Trägerfrequenz nach F i g. 3, 4 und 5.
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In beiden Fällen ist die Erzeugung einer um 90° phasenverschobenen
Steuerspannung dadurch möglich, daß lediglich andere Systeme der den Wellen 1 und
2 zugeordneten Meßwertumformer miteinander kombiniert werden. Nach der Winkelsummenformel
ist es bekanntlich möglich, aus den Summanden sin α . cos ß, cos o; sinß,
sin a sin ß, und cos α . cos ß sowohl die Funktion cos (o;+ß) als auch sin
(oc+ß) sowie cos (o;ß) und sin (o;ß) darzustellen. Von einer Erläuterung der Schaltungen
und der Polaritäten der Anschlüsse in den Schaltbildern 6 und 7 kann daher Abstand
genommen werden.
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In F i g. 6 sind die Gruppen von Hallgeneratoren wie in F i g. 1
bezeichnet, aber schaltungsmäßig in kleineren Gruppen parallel geschaltet, als in
F i g. 2 dargestellt. Auf diese Weise erhält man neben den Kombinationen der Hallspannung
7 mit Steuerstrom in 9 und der Hallspannung 8 mit Steuerstrom in 10 auch die Kombination
der Hallspannung 7 mit Steuerstrom in 10 und der Hallspannung 8 mit Steuerstrom
in 9 und damit die in F i g. 6 direkt eingetragenen zweiphasigen Ausgangsspannungen
mit der Differenzfrequenz w1 -w2. Die Summenfrequenz (°1+2 läßt sich bei vertauschter
Polarität jeweils eines Summanden in der Reihenschaltung der Hallspannungen der
Gruppen 9 und 10 natürlich ebenfalls erhalten. Der Vorteil der erfindungsgemäßen
Anordnung gegenüber anderen bekannten Modulations-
verfahren beruht in der reinen
Sinusform der gewünschten Summen oder Differenzfrequenz ohne Verwendung von Sieb-
und Glättungsmitteln, also statisch und somit für einen weiten Frequenzbereich einschließlich
Gleichstromfall und Vorzeichenwechsel von w1 und /t)2 In F i g. 5 und 7 ist als
Trägerfrequenz-Stromquelle das Drehstromnetz als Beispiel angenommen.
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Zwei um 90° phasenverschobene Speisespannungen können den Phasen S
und T und mit entsprechendem Übersetzungsverhältnis 0 und R entnommen werden.
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Die um 90° phasenveschobenen Ausgangsspannungen für das Drehfeld von
Summen- (#1+#2) oder Differenzfrequenz (colC92) werden in der Schaltung nach F i
g. 7 an den Klemmen sin und cos abgenommen.