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Anordnung zum Konstanthalten der Frequenz von Oszillatoren Die Erfindung
betrifft eine Anordnung zum Konstanthalten der Frequenz von Oszillatoren, deren
Frequenz durch Zeitglieder festgelegt wird, bei welcher die Amplitude eines dem
Ausgang des Oszillators zugeordneten und auf die Sollfrequenz abgestimmten Resonanzkreises
einem ersten Eingang einer Phasenvergleichseinrichtung zugeführt wird, während einem
zweiten Eingang der Phasenvergleichseinrichtung, dessen Ausgangssignal als Fehlersignal
dient, die Oszillatoramplitude direkt zugeführt wird.
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Stabile elektrische Signalquellen konstanter Frequenz finden in modernen
elektronischen Anlagen und Schaltungen viele Anwendungen. Eine genaue Frequenzfestlegung
ermöglicht häufig eine wesentliche Erhöhung der Maßgenauigkeit. Ebenso sind die
Vorteile stabiler Sägezahnimpulsgeneratoren für Oszilloskope und Fernsehgeräte bekannt.
Genau gesteuerte Frequenzen ermöglichen eine bessere Leistung von Fernmeldesystemen
und erfordern dabei eine geringere Bandbreite. Im allgemeinen ist eine genau arbeitende
periodische Signalquelle überall dort von Wert, wo die Elemente eines Systems oder
einer Schaltung mit einer anderen synchronisiert werden sollen.
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Es sind zwar viele Arten genauer periodischer Signalgeneratoren bekannt,
aber bisher bestand ein mehr oder weniger direktes Verhältnis zwischen dem Grad
der erreichten Genauigkeit und den Kosten der verwendeten Bauteile. Kristallgesteuerte
Oszillatoren und Systeme, die sich, wie z. B. bei der Ammoniakuhr, quantenmechanischer
Effekte zur Frequenzregelung bedienen, können beide- eine sehr hohe Genauigkeit
erreichen, sind aber im allgemeinen teurer, als es die Wirtschaftlichkeit in vielen
Anwendungsgebieten zuläßt. Außerdem sind die bekannten Anordnungen unhandlich und
nehmen relativ viel Platz ein. Infolgedessen entsteht die Notwendigkeit zur Schaffung
einer stabilen, aber billigen, raumsparenden Impulsquelle oder allgemein eines Oszillators
für eine gegebene Frequenz, welche außerdem zum Zwecke der Synchronisation von außen
gesteuert werden können, was bei bekannten Anordnungen nicht ohne weiteres geschehen
kann.
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Ein frequenzstabiler Impulsgenerator ist von besonderem Nutzen für
ein Datenübertragungssystem, in dem binäre Daten am Empfänger nach einem Selbstsynchronisierungs-Verfahren
aus übertragenen Informationen abgeleitet werden. Um den Informationsgehalt der
empfangenen Datensignale herauszuziehen, werden die Signale zu jeder binären Ziffernzeit
getastet oder »zeitgesteuert«. Der binäre Zustand des Datensignals während der Zeitsteuerperiode
bestimmt dabei den Bitwert, so daß das Taktsteuersignal ständig mit dem Bitverhältnis
der binären Datensignale synchron gehalten werden muß. Kurz-oder Langzeiteffekte
oder beide zugleich können jedoch eine Synchronisation stören.
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Zur Synchronisierung von Datenzeitsteuerung mit der Bitfrequenz binärer
Signale wird daher manchmal ein besonderes Zeitgebersignal benutzt, das unabhängig
von den Daten erzeugt oder übertragen wird. Zu diesem Zweck kann eine besondere
Taktspur auf einer Magnettrommel verwendet werden, oder eine Steuer- oder Zeitgeberfrequenz
kann zusammen mit einer Information übertragen werden, ohne jedoch von dieser abhängig
zu sein. Anordnungen, welche eine getrennte Taktspur auf einer Magnettrommel benutzen,
sind relativ starr und daher nicht mit Systemen vereinbar, in denen die Bitfrequenz
oder die relative Lage der Trommelmagnetköpfe Änderungen unterworfen sind. Auch
die Verwendung einer Steuerfrequenz in einem Datenübertragungssystem hat einige
Nachteile. Erstens ist für die Auswertung der Steuerfrequenz ein beträchtlicher
Schaltungsaufwand notwendig. Zweitens kann durch das Vorhandensein einer Steuerfrequenz
bei relativ hohen Bitfrequenzen eine Interferenz mit dem Datensignal verursacht
werden. Außerdem können sich die Eigenarten des übertragungsmediums
auf
das Steuersignal anders auswirken als auf das Datensignal und damit die Betriebsweise
des Empfängers in bezug auf Zuverlässigkeit und Betriebssicherheit beeinflussen.
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Wenn es sich beim verwendeten übertragungsmedium um ein normales Telefonnetz
handelt, sind einige besondere Schwierigkeiten zu überwinden. Wegen der relativ
niedrigen Informationsübertragungsgeschwindigkeit bei üblichen Telefonübertragungssystemen
brauchen diese nicht für niedrige Rausch- und niedrige Verzerrungspegel ausgelegt
zu sein. Daher sind über Telefonkanäle übertragene Informationsbits kurzzeitigen
Phasenabweichungen oder Gleichlauffehlerverzerrungen ausgesetzt, die eine Folge
der Leitungsverzögerung sind. Die Durchschnittsfrequenz der empfangenen Signale
wird dabei zwar nicht beeinträchtigt, aber die jeweils auftretende Frequenz kann
sich relativ schnell, z. B. innerhalb weniger Bits, bis zu 50 % verändern.
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Um Gleichlauffehler- und andere Verzerrungen unwirksam zu machen und
um Empfangssysteme auf verschiedene Leitungslängen und Bitfrequenzen anzupassen,
kann eine an anderer Stelle vorgeschlagene Anordnung vorteilhaft verwendet werden.
Gemäß der dort vorgeschlagenen Lösung erzeugt ein astabiler Multivibrator der Bitfrequenz
der Datensignale entsprechende Ausgangssignale. Auf einen binären Übergang im Datensignal
hin wird dieser astabile Multivibrator auf einen vorbestimmten Spannungspegel für
die Dauer eines halben Intervalls begrenzt, so daß er weiterhin, wenn auch in einer
neu festgelegten Phase, frei schwingend ist. Die Ausgangssignale des frei schwingenden
Multivibrators stehen so als Bezugszeit für die Zeitsteuerung der Datensignale zur
Verfügung. Diese Schaltungsanordnung macht zwar die Gleichlauffehlerverzerrung unwirksam,
ist aber bis zu einem gewissen Grade von relativ kurzen Intervallen zwischen aufeinanderfolgenden
binären Übergängen in den Daten abhängig. Wenn zwischen den Übergängen relativ lange
Intervalle liegen, kann der Multivibrator einer langdauernden »Drifte unterliegen.
Je länger das Intervall ohne binären Übergang ist, desto genauer muß die Frequenz
des Multivibrators sein. Die normale Betriebsweise dieser Schaltungsanordnung und
des Empfängers kann aber durch kein zur Vermeidung langdauernder Drift verwendetes
Verfahren beeinflußt werden. Wegen der vielen bei einer solchen Schaltungsanordnung
verwendbaren Empfänger muß außerdem ein Schutz gegen langdauernde Frequenzänderungen
so wirtschaftlich und so wirkungsvoll wie möglich gestaltet werden.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, einen Oszillator, insbesondere
einen Impulsgenerator, zu schaffen, der in bezug auf die Frequenz äußerst stabil
ist; wobei sich eine relativ einfache und kompakte, aber gleichzeitig sehr genaue
Wechselstromsignalquelle ergeben soll.
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In einer speziellen Anwendung soll eine Selbstsynchronisiereinrichtung
für binäre Datensysteme zur Verfügung gestellt werden, die auf Grund binärer Übergänge
in den Daten eine Eigenzeitsteuerung der Daten bewirkt, die frei von Gleichlauffehlerverzerrungen
und nicht dem Einfluß langdauernder Drift unterliegt.
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Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß die Oszillatorspannung
einem zwischen Basis und Kollektor eines Verstärkertransistors in Kollektorschaltung
liegenden Resonanzkreis zugeführt wird, dessen Kollektorzuleitung eine Reaktanz
enthält und dessen Emitter mit der als erster Eingang der Phasenvergleichsvorrichtung
dienenden Basis eines ersten Phasenvergleichstransistors in Emitterschaltung verbunden
ist, welcher mit einem zweiten Phasenvergleichstransistor in Emitterschaltung über
eine gemeinsame, den Ausgang der Phasenvergleichsvorrichtung darstellende Kollektorverbindung
zusammengeschaltet ist, und dessen Basis als zweiter Eingang der Phasenvergleichsvorrichtung
dient, und daß die als Fehlersignal dienende Ausgangsspannung der Phasenvergleichsvorrichtung
über ein Tiefpaßfilter an das Zeitglied des Oszillators angelegt wird.
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In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein frei schwingender
Transistormultivibrator vorgesehen, dem eine Regelungsanordnung zugeordnet ist,
die einen Abstimmkreis enthält, welcher auf die aufrechtzuerhaltende Frequenz abgestimmt
ist. Die Multivibratorsignale veranlassen den Abstimmkreis zur Lieferung von Signalen
derselben Frequenz, aber mit einer Phase, die von der Abweichung der Multivibratorfrequenz
von der Sollfrequenz abhängt. Diese Signale werden weiterhin in einem Phasenschieber
um 90° phasenverschoben und gelangen dann an den ersten Eingang der Phasenvergleichsvorrichtung,
deren zweiter Eingang direkt vom Multivibratorsignal gesteuert wird. Die durch das
Tiefpaßfilter geleiteten Fehlersignale der PhasenvergIeichsvorrichtung sind in bezug
auf ihre Richtung und Amplitude zur Frequenzkorrektur des Multivibrators geeignet.
Derart aufgebaute Transistorschaltungen enthalten nur relativ wenig Schaltelemente,
bilden aber eine sehr stabile und genaue Schwingungsquelle, die je nach Bedarf innerhalb
gewisser Grenzen von außen zur Synchronisation gesteuert werden kann.
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Die vorliegende Anordnung gemäß der Erfindung liefert weiter in vorteilhafter
Weise die Möglichkeit, ein verbessertes System zur Eigenzeitsteuerung von binären
Datensignalen bereitzustellen, welches Gleichlauffehlerverzerrungen ausgesetzt ist.
Eine erfindungsgemäß steuerbare Schwingungsquelle kann nämlich bei jedem binären
Übergang des Signalimpulszugs umsynchronisiert werden. Eine eventuelle Neigung der
Schwingungsquelle zu Frequenzverschiebungen kann durch die Regelungsschaltung beseitigt
werden. Die erfindungsgemäße Anordnung ermöglicht also in einem entsprechenden System
eine Eigenzeitsteuerung bei Vorhandensein von Gleichlauffehlerverzerrungen trotz
relativ langer Übertragungsperioden, in denen keine binären Übergänge zur Synchronisation
zur Verfügung stehen.
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Gegenüber bekannten Anordnungen schließlich ergeben sich mit der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung an sich noch die Vorteile, daß an den Resonanzkreis in der erfindungsgemäßen
Anordnung keine besonderen Anforderungen hinsichtlich seiner Güte gestellt zu werden
brauchen, und durch die Entkopplung der Phasenvergleichsvorrichtung vom Oszillator
durch die Wirkung des Verstärkertransistors in Kollektorschaltung eine sonst unvermeidliche
und ungewollte Rückwirkung auf den Oszillator unterbunden wird.
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Darüber hinaus ergeben sich auf Grund der Gleichrichterwirkung, die
durch die Art der gewählten Schaltung der Phasenvergleichsvorrichtung bedingt ist,
und durch Verwendung von Transistoren, die mit entsprechender Wahl des Arbeitspunktes
praktisch
unabhängig von Schwankungen ihrer Charakteristik sind, Ausgangssignale, die in vorteilhafter
Weise für die bei der Erfindung gewählte Art der Frequenzregelung geeignet sind.
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Das Tiefpaßfilter dient gemäß der Erfindung in zweckmäßiger Weise
dazu, die bei Oszillatoren mit frequenzbestimmenden Zeitgliedern sehr nachteilig
empfundenen langfristigen Änderungen in der Entlade- oder Aufladezeitkonstanten
in ihrer Wirkung auszuschalten.
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Weitere Teilaufgaben und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den
Patentansprüchen und der nachfolgenden Beschreibung, die an Hand eines Ausführungsbeispieles
mit Hilfe der Zeichnungen die Erfindung näher erläutert. Es zeigt F i g. 1 ein Blockdiagramm
einer Anordnung nach der Erfindung, F i g. 2 eine graphische Darstellung der normierten
Resonanzkurve für eine Parallelresonanzschaltung, die zur Erklärung der Erfindung
dient, F i g. 3 ein Schaltschema einer der Anordnung von F i g. 1 entsprechenden
Schaltung, F i g. 4 ein Blockdiagramm eines Systems zur Eigenzeitsteuerung binärer
Datensignale.
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Gemäß F i g. 1 besteht der erfindungsgemäße Signalgenerator aus der
periodischen Signalquelle 10. Bei der Quelle 10 kann es sich um einen beliebigen
geeigneten Generator handeln, z. B. um einen astabilen oder frei schwingenden Multivibrator,
einen Sägezahngenerator oder eine andere Schwingungsvorrichtung. In der vorliegenden
Anordnung wird die Quelle 10 so gewählt, daß sie eine charakteristische Nennfrequenz
hat, welche in Grenzen, die jedoch ziemlich eng sein können, gesteuert werden kann.
Die Quelle 10 kann auch einer langdauernden Drift mit Abweichungstendenz von ihrer
Zentralfrequenz ausgesetzt sein. Es besteht die Aufgabe, die Quelle 10 bei der festzulegenden
Zentralfrequenz zu halten. Zu diesem Zweck besitzt die verwendete Quelle 10 einen
Steuereingang, dem Steuersignale, wie z. B. Vorspannungssignale, zugeführt werden
können, um eine Frequenzkorrektur zu bewirken.
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Die Ausgangssignale der Quelle 10 werden einem Resonanzkreis 12 zugeführt,
z. B. einem Serienresonanzkreis, einem Parallelresonanzkreis oder irgendeiner passiven
Schaltung oder Vorrichtung mit einer bestimmten, oben beschriebenen Charakteristik.
Bei einer gegebenen Frequenz, die der Zentralfrequenz der Quelle 10 entspricht,
ist der Resonanzkreis so abgestimmt, daß er diese Zentralfrequenz ohne Phasenverschiebung
durchläßt. Wenn die Erregerfrequenz jedoch auf einer Seite der Zentralfrequenz schwankt,
eilen die Ausgangssignale des Resonanzkreises 12 phasenmäßig vor oder nach,
obwohl sie dieselbe Frequenz haben. Infolgedessen liefert dieser passive Resonanzkreis
12 ein Signal, das als stabiler Frequenzbezug für die periodische Signalquelle 10
dient.
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Die Ausgangssignale des Resonanzkreises 12 werden einem Phasenschieber
14 zugeführt, z. B. einem feststehenden 90°-Phasenschieber, der die Signale des
Resonanzkreises 12 einer Phasenverschiebung von 90° unterwirft, für den Fall, daß
die Frequenz der Signalquelle gleich der Zentralfrequenz des Resonanzkreises 12
ist. Obwohl in der Figur der Phasenschieber 14 mit dem Resonanzkreis 12 gekoppelt
ist, versteht es sich, daß nur eine relative Phasenverschiebung der Signale gewünscht
wird, so daß statt dessen der Phasenschieber 14 auch mit der Quelle 10 gekoppelt
sein kann. Der Ausdruck »Phasenverschiebung« (90°) bezieht sich auf die feststehende
Phasenverschiebung, die zwischen den Signalen aus dem Resonanzkreis 12 und
den Signalen aus der Quelle periodischer Signale 10 besteht, und schließt nicht
die veränderliche Phasenverschiebung in sich, die durch den Resonanzkreis 12 allein
bewirkt wird. Diese veränderliche Phasenverschiebung ist als »relativ klein« anzusehen,
da sie stets kleiner als 90° beim Betrieb der vorliegenden Anordnung ist.
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Signale, die direkt aus der periodischen Signalquelle 10 und
aus dem Phasenschieber 14 kommen, werden zwei Eingängen einer Phasendetektorschaltung
16 zugeführt. Der Ausdruck »Phasendetektor« bezeichnet hier die allgemeine Klasse
von Vorrichtungen, die einen Phasenvergleich zwischen zwei Signalen vornehmen. Bei
Verwendung eines periodischen Signals als Bezugssignal bilden solche Vorrichtengen
ein Ausgangssignal, welches das Phasenverhältnis eines zweiten Signals zu dem ersten
darstellt. Solche Vorrichtungen stehen zur Verfügung in Form von Elektronenröhren-,
Transistor- und elektromechanischen Schaltungen und können auch als Phasenmodulatoren
oder Synchrondemodulatoren bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel bildet der
Phasendetektor 16 ein Ausgangssignal, dessen augenblicklicher Wert von dem augenblicklichen
Phasenverhältnis der Signale aus dem Phasenschieber 14 und aus der Quelle 10 abhängig
ist.
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Ausgänge aus dem Phasendetektor 16 werden gemittelt, indem sie durch
ein Tiefpaßfilter 18 geschickt werden, dessen Ausgang mit dem Steuereingang der
periodischen Signalquelle 10 gekoppelt ist. Es wird so ein geschlossener
Regelkreis gebildet, dessen Regelstrecke die frequenzkonstant zu haltende Quelle
10 ist.
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Im Betriebszustand wird die Erfindung der Quelle in F i g. 1 ständig
auf ein Mindestmaß herabgedrückt, so daß die Durchschnittsfrequenz der Ausgangssignale
nahezu driftfrei ist. Zu diesem Zweck wird die Phasenabhängigkeit der durch den
Resonanzkreis 12 weitergeleiteten Signale von der Signalfrequenz ausgenutzt. Bei
einer Parallelresonanzschaltung 12
bewirkt eine relativ kleine Abwärtsdrift
in der Frequenz eine entsprechende Verzögerung im Phasenwinkel der aus ihr kommenden
Signale. Diese Verzögerung im Phasenwinkel dient als Maß der zur Driftkorrektur
nötigen Frequenzänderung. Das Korrektursignal wird durch den restlichen Teil des
Regelkreises erzeugt.
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Zunächst sei darauf hingewiesen, daß die Aufgabe der durch den Phasenschieber
14 bewirkten 90°-Phasenverschiebung darin besteht, die zu vergleichenden Signale
in ein Verhältnis zu bringen, welches die Ableitbarkeit brauchbarer Fehlersignale
in einfacher Weise gestattet. Die Arbeitsweise kann man sich besser vorstellen,
wenn man den Vergleich zweier Sinuswellen betrachtet. Wenn zwei Sinuswellen von
gegebener Frequenz direkt in Phase sind, liefert ein auf die beiden Sinuswellen
ansprechender Phasendetektor ein ununterbrochenes Signal mit maximaler Amplitude.
Wenn daher die Phase einer Sinuswelle sich gegenüber der anderen ändert, kann die
Amplitude des Ausgangssignals nur kleiner werden, und es gibt keine Anzeige für
das Vorzeichen der Phasenverschiebung zwischen den beiden Signalen. Dieselbe Situation
entsteht bei Signalen, die außer Phase sind,
weil dann der Phasendetektor
ein ununterbrochenes Signal maximaler negativer Amplitude erzeugt.
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Wenn jedoch die beiden Sinuswellen um 90° phasenverschoben sind, arbeitet
der Phasendetektor im Bereich einer den Nullpunkt schneidenden Charakteristik. Bei
einer Phasenverschiebung um genau 90° ändert sich der Ausgang des Phasendetektors
so, daß er symmetrische positive und negative Perioden hat, aber wenn er über ein
Zeitintervall weg gemittelt wird, ist der Ausgang etwa gleich Null. Leichte Verschiebungen
in der relativen Phase der beiden Sinuswellen bewirken eine Änderung im Gleichgewicht
zwischen den positiven und negativen Teilen der Signale. Bei einer derartigen Mittelwertbildung
fallen positive oder negative Fehlersignale an, die richtungsmäßig der Art der Phasenabweichung
der beiden Sinuswellen entsprechen. Obwohl in diesem Zusammenhang die Signale als
Sinuswellen aufzufassen waren, treffen dieselben überlegungen auch auf Rechteckwellen
und andere Formen symmetrischer periodischer Signale zu.
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Daher zieht jede Driftneigung der Ausgangssignale der Quelle 10 eine
Phasenänderung am Ausgang des Resonanzkreises 12 sowie die Erzeugung eines Fehlersignals
nach sich, das die Frequenz der Quelle 10 korrigiert und die Zentralfrequenz wiederherstellt.
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Die Wirkungsweise der Umsetzung einer Frequenzänderung in eine Phasenänderung
innerhalb einer Resonanzvorrichtung zeigt F i g. 2. Die normierte Resonanzkurve
ist zwar nur für einen einzigen Wert der Kreisgüte Q gezeichnet, aber andere
Werte von Q
haben eine gleiche allgemeine Form. Zur Erhöhung der Klarheit
ist eine glockenförmige Kurve, welche das Verhältnis der tatsächlichen Parallelimpedanz
zu der Parallelimpedanz bei Resonanz zeigt, mit in die Zeichnung aufgenommen worden.
Wichtiger für die benutzte Regelschaltung ist aber die Kurve des Phasenwinkels für
veränderliche Frequenzwerte Ober- und unterhalb der Resonanzfrequenz. Aus F i g.
2 ist der Zusammenhang zwischen Phasenwinkel und Frequenz sowie die Tatsache ersichtlich,
daß beim Parallelresonanzkreis die Phase nacheilt für Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz
und voreilt für Frequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz. Bei Serienresonanzkreisen
sind diese Verhältnisse anders, können aber trotzdem-in Anordnungen nach der Erfindung
wirksam ausgenutzt werden.
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Eine eingehendere beispielsweise Ausführung von Schaltungen nach der
Erfindung ist die in der schematischen Darstellung von F i g. 3 gezeigte Anordnung.
Die dort gezeigte geregelte periodische Signalquelle besteht in erster Linie aus
einer Transistorschaltung, die durch Raumersparnis und Wirtschaftlichkeit gekennzeichnet
ist. Nach Möglichkeit sind die den Elementen von F i g. 1 entsprechenden Elemente
mit denselben Bezugsziffern versehen worden.
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In der Anordnung von F i g. 3 besteht die Quelle periodischer Signale
10 aus einem astabilen Multivibrator, der erste und zweite Multivibratortransistoren
20 bzw. 25 umfaßt. Beide Multivibratortransistoren 20 und 25 sind vom NPN-Leitfähigkeitstyp,
ihre Emitter 23, 28 sind geerdet, und ihre Kollektoren 22, 27 sind über je einen
Lastwiderstand 31 bzw. 32 an eine Quelle positiver Spannung 30 angeschlossen. Zwei
Vorspannungssteuerwiderstände 34 und 35 verbinden die positive Quelle 30 mit den
Basen 21 bzw. 26 des ersten und des zweiten Multivibratortransistors 20, 25, um
die Transistoren 20 und 25 leitend zu halten. Kreuzverbindungen zwischen den Kollektoren
und Basen der beiden Multivibratortransistoren 20, 25 sind über zwei Kondensatoren
37, 38 hergestellt, welche die Zeitkonstanten des Multivibrators und die Frequenz
der periodischen Ausgangssignale festlegen.
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Ausgangssignale können zwar vom Kollektor 22 oder 27 eines der Multivibratortransistoren
20 oder 25 abgenommen werden, aber beim vorliegenden Beispiel werden die Ausgangssignale
vom Kollektor 27 des zweiten Multivibratortransistors 25 gewonnen. Ein Widerstand
39 koppelt die Basen 21, 26 der beiden Transistoren 20 bzw. 25. Bei dieser Anordnung
ist der Spannungspegel, auf dem die Basis 26 des zweiten Transistors 25 gehalten
wird, veränderlich, damit die Betriebsfrequenz des Multivibrators gesteuert und
damit korrigiert werden kann. Daher kann eine Verbindung von der unten beschriebenen
externen Schaltung zur Basis 26 des zweiten Transistors an einem sogenannten Steuereingang
oder einer Vorspannungssteuerung hergestellt werden.
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Der als periodische Signalquelle 10 benutzte astabile Multivibrator
arbeitet durch Sättigung der beiden Multivibratortransistoren 20, 25 in jedem zweiten
Zyklus. Wenn der Multivibrator zu arbeiten beginnt, wird durch normale Toleranzschwankungen
in den Schaltungselementen einer der Transistoren 20 oder 25 gesättigt, während
der andere abgeschaltet ist. Falls der erste Multivibratortransistor 20 als erster
gesättigt wird, wird durch den Spannungsabfall am Kollektor 22 dieses Transistors
sofort der Kondensator 37 aufgeladen, der den Kollektor 22 mit der Basis des zweiten
Transistors 25 koppelt. Die negative Spannung an der Basis 26 des zweiten Transistors
25 spannt diesen Transistor zur Abschaltung vor. Der Kondensator 37 entlädt sich
durch die Widerstände 35 und 39, die mit der Basis des zweiten Transistors 25 gekoppelt
sind, bis der Spannungspegel der Basis 26 in positiver Richtung auf einen Wert gestiegen
ist, der ausreicht, um die Sättigung des Transistors 25 zu bewirken.
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Die Sättigung des zweiten Transistors 25 leitet dann die zweite Halbperiode
der Operation ein, in der der erste Multivibratortransistor 20 abgeschaltet und
der zweite gesättigt wird, und zwar wird das Zeitintervall wieder bestimmt durch
die Entladungsgeschwindgkeit des über Kreuz gekoppelten Kondensators 38. Die Schaltung
liefert daher ein Rechteckwellenausgangssignal mit etwa der Nennfrequenz, die durch
die Werte der Schaltungselemente festgelegt wird.
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Der Widerstand 39, der die Basen der Transistoren 20 und 25 verbindet,
erfüllt beim Betrieb des Multivibrators eine zweifache Aufgabe. Er setzt die Wirkung
von Rückwiderstand im PN-Übergang zwischen Basis und Emitter herab und erhöht dadurch
die Frequenzstabilität des Multivibrators. Außerdem ermöglicht die Gegenwart des
Widerstandes 39 am Steuereingang eine Änderung der Entladungsgeschwindigkeit der
über Kreuz gekoppelten Kondensatoren 37 und 38. Durch Änderung des Spannungspegels
an der Basis des zweiten Transistors 25 kann also die Frequenz des Multivibrators
geändert werden.
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Die Ausgangssignale der periodischen Signalquelle 10 werden einem
Resonanzkreis 12, einem Phasenschieber 14 und einer Verstärkerschaltung 15 zugeführt,
die zusammen ein Phasenbezugssignal liefern, welches von der Frequenz der Quelle
10 abhängig
ist. Am Verstärker 15 werden die Signale über eine Sperrkapazität
40 und einen Trennwiderstand 41 der Basis 46 eines NPN-Transistors
45 in Emitterfolgeschaltung zugeführt. Der Resonanzkreis 12, der den Verstärker
15 steuert, besteht aus einer Parallelresonanzschaltung, die auf die Nennfrequenz
der Quelle 10 abgestimmt ist. Eine feststehende Induktivität 50, eine feststehende
Kapazität 51 und eine veränderliche Kapazität 52 sind parallel angeordnet und zwischen
die Basis 46 und den Kollektor 47 des Transistors 45 geschaltet. Daher werden die
von dem Resonanzkreis 12 erzeugten Signale direkt in den Basis-Kollektorkreis des
Verstärkers 15 gekoppelt.
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Eine feststehende Phasenverschiebung von 90° im Ausgang des Verstärkers
15 wird durch eine Induktivität 55 bewirkt, die den Kollektor 47 des Transistors
45 mit der positiven Spannungsquelle 30 verbindet. Der Transistor
45 wird normalerweise leitend gehalten durch die Verwendung eines Vorspannungswiderstandes
57, der von der Basis 46 zur positiven Quelle 30 führt. Bei dieser Anordnung
liefert der Transistor 45 Ausgangssignale in Form von Sinuswellen, die der Wellenform
der durch die Resonanzschaltung 12 weitergeleiteten Signale folgen. Diese Ausgangssignale
werden in bezug auf eine ausgewählte Bezugsspannung durch einen Widerstand 58, der
den Emitter 48 mit Masse verbindet, auf einem bestimmten Pegel gehalten.
Außerdem wird eine Sperrkapazität 59 in der- Verbindung zwischen dem Verstärker
15 und dem Phasendetektor 16 verwendet.
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Wenn eine Rechteckwelle aus der Quelle 10 dem Verstärker 15
und dem Resonanzkreis 12 zugeführt wird, entstehen Sinuswellen-Ausgangssignale am
Emitter 48 des Transistors 45. Wie schon in Verbindung mit F i g.
2 besprochen, bewirkt der Resonanzkreis 12 eine veränderliche Phasenverschiebung
in den Ausgangssignalen, und gleichzeitig wird eine feststehende Phasenverschiebung
von 90° durch die Induktivität 55 bewirkt.
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Ein variables phasenverschobenes periodisches Signal, das gegenüber
den Ausgangssignalen der Quelle 10 um etwa 90° phasenverschoben ist, wird dem einen
Eingangskreis des Phasendetektors 16 zugeleitet. Außerdem gelangen direkt von der
Quelle 10 Signale über eine Sperrkapazität 61 und einen in Reihe geschalteten Begrenzungswiderstand
62 an den anderen Eingang des Phasendetektors 16. Der Phasendetektor 16 selbst besteht
aus zwei NPN-Transistoren 63, 68, die eine gemeinsame Verbindung zwischen
ihren Kollektorelektroden 65, 70 haben und deren Emitter 66, 71 geerdet sind.
Ein Lastwiderstand 73 verbindet die gemeinsame Kollektorverbindung der beiden Transistoren
63, 68 mit der positiven Spannungsquelle 30.
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Der Phasendetektor 16 steuert den ersten Phasendetektortransistor
63 mit einem Phasenbezugssignal aus dem Verstärker 15 in der Weise, daß eine Strecke
niedriger Impedanz zur Erde während jeder zweiten Halbperiode der Sinuswelle aus
dem Verstärker 15 gebildet wird. Während dieser Halbperioden ist der Phasendetektor
16 als offener Schalter wirksam, weil der erste Transistor 63 stark gesättigt ist
und Signale am zweiten Phasendetektortransistor 68 nicht am Ausgang des Phasendetektors
16 erscheinen. Die Amplitude der Signale aus dem Verstärker 15 ist hoch genug, um
den Betrieb des Phasendetektors 16 während dieser Halbperiode zu steuern. Außerdem
werden die Sinuswellen aus dem Verstärker 15 in Rechteckwellen umgewandelt, weil
die schnelle Sättigung des ersten Transistors 63 sowohl die Steilheit der
Vorder- und Hinterflanken erhöht als auch eine Begrenzung bewirkt. Während derjenigen
Halbperioden, in denen der erste Transistor 63 nicht gesättigt ist, entspricht der
Phasendetektor 16 dagegen einem geschlossenen Schalter. Während dieser Zeiten steuert
das Signal am zweiten Transistor 68 das Ausgangssignal des Phasendetektors 16.
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Wenn während der »geschlossenen« Halbperiode das Signal aus der Quelle
10 der positive Teil einer Rechteckwelle ist, leitet der zweite Transistor 68 während
der ganzen Halbperiode und liefert einen negativen Ausgangsimpuls. Wenn die Signale
aus der Quelle 10 gegenüber den Ausgängen des Verstärkers 15 um 90° phasenverschoben
sind, arbeitet die Quelle 10 direkt auf der gewünschten Frequenz. Wenn dies der
Fall ist, bewirkt das Signal, das während der »geschlossenen« Halbperiode des Phasendetektors
16 dem zweiten Transistor 68 zugeführt wird, ein Ausgangssignal, das zwischen hohen
und niedrigen Amplituden zu gleichen Teilen aufgeteilt ist. Wenn die Phase des Signals
aus der Quelle 10
sich gegenüber der Phase der Bezugssignale verschiebt, verschiebt
sich auch das Gleichgewicht zwischen den Signalteilen hoher und niedriger Amplitude
aus dem Phasendetektor.
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Die Ausgangssignale des Phasendetektors 16 werden durch einen Spannungsteiler
aus zwei Widerständen 74 und 75, die mit der negativen Spannungsquelle 77 in Reihe
liegen, mit einer bestimmten Vorspannung beaufschlagt.
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Das am Mittelpunkt der Spannungsteilerwiderstände 74, 75 liegende
Signal hat eine rechteckige Wellenform und besteht für die »geschlossene« Halbperiode
des Betriebes des Phasendetektors 16 aus den Werten, die das augenblickliche Phasenverhältnis
zwischen dem Bezugssignal und dem Signal der periodischen Signalquelle
10 darstellen. Um diese Form von Fehlersignal zu verwenden, wird das Signal
durch ein Tiefpaßfilter 18 geschickt, das aus einem Längswiderstand 79 und
einer geerdeten Kapazität 80 besteht, welche an den Steuereingang der Quelle 10
angeschlossen sind. Signale aus dem Tiefpaßfilter 18 stellen einen Mittelwert der
Signale hoher und niedriger Amplitude dar, welche während der »offenen« Halbperioden
des Betriebs des Phasendetektors 16 entstehen. Solche Signale stellen daher veränderliche
Vorspannungspegel dar, welche die Frequenz der Quelle 10 so korrigieren, daß die
Zentralfrequenz wiederhergestellt wird.
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Es hat sich gezeigt, daß die Genauigkeit von gemäß F i g. 3 aufgebauten
Multivibratorschaltungen um mindestens eine Größenordnung verbessert werden kann.
Diese Genauigkeitsverbesserung erhält man bei Verwendung der Schaltungsanordnung,
die nur drei zusätzliche Transistoren sowie passive Schaltungselemente in natürlich
stabilen Verhältnissen umfaßt. Je nach dem betreffenden System und der Frequenz
kann die verwendete Resonanzschaltung ein Serienresonanzkreis, ein Parallelresonanzkreis
oder eine mechanisch mitschwingende Einrichtung sein, die die gewünschten Merkmale
der Resonanzkurve besitzt.
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Derart aufgebaute Anordnungen sind besonders brauchbar, wenn die zu
regelnde periodische Signalquelle resynchronisiert werden muß. Die Frequenzstabilisierung
erfolgt ohne Beeinflussung der Fähigkeit
der Schaltung, durch ein
äußeres Steuersignal synchronisiert zu werden. 'Man beachte, daß bei Kopplung des
Steuereingangs der Quelle 10 mit beiden Transistoren 20 und 25 des Multivibrators
gleichzeitig' der Bereich vergrößert würde, über den die Frequenz gesteuert werden
könnte. In dieser Anördnung müßten jedoch einige Schaltungselemente parallel in
doppelter Ausführung vorgesehen sein.
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Aus dem Blockschaltbild F i g. 4 geht hervor, wie die Anordnungen
von F i g. 1 und 3 verwendet werden können, um die Eigenzeitsteuerung eines binären
Datensignals durchzuführen. Eine Quelle binärer Datensignale 90 liefert Datenziffern
in ziemlich regelmäßigen Abständen durch Erzeugung einer Wellenform mit binären
Übergängen, die binären Werten entsprechen. Wie schon beschrieben, kann die Quelle
90 einer »Jitter«-Verzerrung ausgesetzt sein (Phasenverschiebung der Signale infolge
Leitungsverzögerung). Außerdem können Informationsübertragungen stattfinden, in
denen relativ lange Zeiten ohne das Auftreten eines binären Überganges verstreichen.
Die Anordnung mit Eigenzeitsteuerung soll nun so arbeiten, daß die Daten an den
binären Übergangsstellen getastet werden und daß ihr Synchronismus mit den binären
Übergangspunkten erhalten bleibt trotz »Jitter«-Verzerrung und trotz des Auftretens
relativ langer Zeiten ohne binäre Übergänge.
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Zu diesem Zweck kann ein astabiler Multivibrator 91 oder eine
andere periodische Signalquelle verwendet werden, die eine charakteristische Frequenz
hat, welche der Datenwiederholungsfrequenz der einzelnen Informationsziffern in
den Daten aus der Quelle 9! entspricht. Der Multivibrator 91 kann an einer
Ausgangsklemme durch Begrenzung des Spannungspegels gesteuert werden. Durch diese
Begrenzung wird der Multivibrator 91 in einem ausgewählten Zustand gehalten,
bis der Begrenzungspegel aufgehoben wird. Zu diesem Zweck wird ein Begrenzungssignalgenerator
92 verwendet, bei dem es sich um einen monostabilen Multivibrator oder eine andere
Art von Kippimpulsgenerator handeln kann und der mit der Ausgangsklemme des frei
schwingenden Multivibrators 91 verbunden ist. Der Bregrenzungssignalgenerator
92 spricht auf die binären Übergänge in den Daten an und erzeugt einen Begrenzungsimpuls,
dessen Dauer halb so lang ist wie die eines Datenintervalls in den binären Datensignalen.
Die binären Übergänge sind so angeordnet, daß sie in die Mitte der Datenintervalle
während der Übertragung fallen, so daß der Begrenzungssignalgenerator den frei schwingenden
Multivibrator 91 in dem ausgewählten Zustand nur bis zum Ende des Intervalls
hält. Nach Beendigung des Begrenzungssignals nimmt der Multivibrator 91 den
Betrieb wieder auf, indem er sofort in den anderen Zustand umschaltet. Der Multivibrator
91 wird also durch die binären Übergänge in den Daten resynchronisiert oder
zeitlich selbstgesteuert.
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Wenn die Datensignale einer »Jitter«-Verzerrung ausgesetzt sind, bewirkt
eine zeitliche Verschiebung des Auftretens des binären Überganges von der Stelle
aus, wo der Übergang empfangen würde, wenn keine Verzerrung bestünde, lediglich
eine entsprechende Verschiebung in den Zeitsteuersignalen aus dem Multivibrator
91. Der Multiviibrator 91 ist jedoch lang andauernden Driftwirkungen
ausgesetzt, so daß beim Fehlen des binären Überganges der Multivibrator nach und
nach die Phase seiner Ausgangssignale verschieben kann, bis sie nicht mehr mit den
binären Daten synchron sind. Obwohl der Multivibrator 91 bei der Ankunft neuer Daten
durch den Betrieb des Begrenzungssignalgenerators resynchronisiert wird, geht die
Information in mindestens einem der binären Übergänge bei der Resynchronisation
verloren. Daher werden die periodischen Impulse aus dem Multivibrator 91 stabilisiert
durch die Verwendung der Fehlersignalgeneratorschaltung 94, die den Phasengang einer
auf die ausgewählte Frequenz abgestimmten Resonanzschaltung benutzen, um die Ausgangssignale
des Multivibrators 91 nahezu frei von Driftwirkungen zu halen. Eine solche Anordnung
stört nicht die charakteristische Wirkungsweise des Multiplikators 91 oder seine
Zusammenwirkung mit dem Begrenzungssignal 92. Weil die »Jitter«-Verzerrung
sich nicht auf die durchschnittliche Datenwiederholungsfrequenz auswirkt, braucht
die Stabilisation der Frequenz der periodischen Signale aus dem Multivibrator 91
nur die Durchschnittsfrequenz aufrechtzuerhalten.
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Diese Anordnung liefert daher ein Zeitsteuersignal, das durch die
Datensignale gesteuert wird und welches mit den binären Übergängen in den Daten
synchron sowie zeitlich eine genaue Steuerung ausübt. Hierdurch wird der binäre
Zustand jedes Überganges bestimmt. Sowohl die Daten- als auch die Zeitsteuersignale
können einer Prüfschaltung 95 zugeführt werden, um die zeitlich gesteuerten Daten
zu erhalten. Die Prüfschaltung 95 kann aus mehreren logischen Schaltungen bestehen,
die so angeordnet sind, daß sie die binären Übergänge während der Zeitsteuerintervalle
ausnutzen, um binäre Ausgangssignale in der gewünschten Form zur Verwendung bei
weiteren Datenverarbeitungsschaltungen zu erzeugen.