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Transistor-Steuergerät zur Steuerung oder Regelung des einem Verbraucher
zugeführten Spannungs- bzw. Strom-Mittelwertes Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde,
die Größe von Strom oder Spannung an einem Verbraucher mit Hilfe eines Transistors
zu steuern.
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Zur Lösung dieser Aufgabe hat man meist den Widerstand der Emitter-Kollektor-Strecke
eines Transistors abhängig von einer Steuergleichspannung stetig verändert. Es ist
aber auch schon eine Schaltung bekannt, die der aus der Stromrichtertechnik bekannten
Anschnittssteuerung ähnlich ist und die angewendet werden kann, wenn der Verbraucher
aus einer Wechselspannungsquelle gespeist werden soll. Als Steuerspannung wird dort
eine sinusförmige Wechselspannung verwendet, deren Phasenlage gegenüluer der Lastwechselspannung
verändert werden kann. In beiden Fällen wirkt also der Transistor als Widerstand,
an dem beträchtliche Verluste auftreten. Diese Verlustleistung führt zu einer Erwärmung
des Transistors und begrenzt den Anwendungsbereich vom Transistor auf das Gebiet
verhältnismäßig kleiner Leistungen.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß sich mit einem Transistor
wesentlich größere Leistungen steuern lassen, wenn dieser als Schalter betrieben
wird, daß er also entweder nur durch einen hohen Strom bei sehr geringem Spannungsabfall
oder mit einer hohen Spannung bei sehr geringem Reststrom belastet wird.
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Die Erfindung ist durch einen Impulsbreitenmodulator gekennzeichnet,
der annähernd rechteckförmige periodische Ausgangsimpulse liefert, deren Tastverhältnis
(Verhältnis von Impulsdauer zu Impulspause) von einer Steuerspannung abhängt und
deren Amplitude so groß gewählt ist, daß diese Impulse den Transistor abwechselnd
sperren bzw. durchsteuern, wobei der Verbraucher direkt oder gegebenenfalls über
einen weiteren Leistungsverstärker in den Laststromkreis des Leistungstransistors
geschaltet ist.
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Eine besonders einfache Ausführungsform ergibt sich, wenn man die
periodische Rechteckspannung für die Steuerung des Transistors von einem Widerstand
abgreift, der über zwei elektronische Schalter periodisch abwechselnd an eine Gleichspannungsquelle
geschaltet wird. Das Tastverhältnis kann hierbei mit Hilfe zweier sättigbarer Drosseln
stetig verändert werden, deren Arbeitsverwicklungen mit den elektronischen Schaltern
in Serie liegen. Als elektronische Schalter eignen sich auch hier am besten Transistoren,
deren Emitter-Basis-Strecken an zwei Wechselspannungsquellen angeschlossen sind,
die um 180° phasenverschobene Spannungen liefern.
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Die steuerbare Leistung läßt sich noch durch einen Verstärker erhöhen,
der durch den Schalttransistor gesteuert wird. Besonders geeignet ist hierfür ein
Magnetverstärker, dessen Steuer- und Lastkreis von einer Wechselspannungsquelle
gespeist werden und dessen Steuerkreis durch den Schalttransistor periodisch unterbrochen
wird. Die an sich schon sehr niedrige Ansprechzeit einer derartigen Anordnung kann
noch wesentlich herabgesetzt werden, wenn man die Frequenz der Wechselspannung,
die die elektronischen Schalter des Impulsbreitenmodulators steuert, so wählt, daß
sie einem ganzzahligen Vielfachen derjenigen Wechselspannung entspricht, die den
Magnetverstärker speist.
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Einzelheiten sowie Anwendung und weitere Vorteile der Erfindung werden
in Verbindung mit den Zeichnungen erläutert.
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F i g. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung; F i g.
2 erläutert in graphischer Darstellung die Ausgangsimpulse des in F i g. 1 dargestellten
Multivibrators für verschiedene Größen des Eingangs-Steuersignals, das an den Multivibratar
angelegt wird;
F i g. 3 erläutert in graphischer Darstellung die
Synchronisierung zwischen den periodischen Ausgangsimpulsen des in F i g. 1 dargestellten
Multivibrators und der Speisespannung, die am magnetischen Verstärker nach F i g.
1 liegt; F i g. 4 ist eine schematische Skizze der Anordnung und Schaltung; sie
erläutert die Anwendung der Erfindung bei einem Regelsystem; F i g. 5 erläutert
in graphischer Darstellung die periodischen Ausgangsspannungen des in F i g. 4 dargestellten
Multivibrators für verschiedene Größen der Ausgangsspannung des in F i g. 4 dargestellten
Generators; F i g. 6 erläutert in graphischer Darstellung die Art, in welcher periodische
Ausgangsimpulse des in F i g. 4 dargestellten Multivibrators mit der am magnetischen
Verstärker nach F i g. 4 liegenden Speisespannung synchronisiert werden.
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In F i g. 1 ist 10 ein Steuersystem zur Steuerung der Stromspeisung
eines Verbrauchers 12 in Übereinstimmung mit der Größe einer Steuerspannung, die
an die Eingangs-Steueranschlüsse 14 und 14' angelegt ist. Im wesentlichen umfaßt
das Steuersystem 10 eine Halbleiteranordnung, im besonderen einen Transistor 16
vom p-n-p-übergangstyp mit einer Emitterelektrode 18, einer Kollektorelektrode
20 und einer Basiselektrode 22 weiterhin einen Impulsbreitenmodulator oder
Multivibrator 24 zur Steuerung der Arbeitsweise des Transistors 16, derart, daß
der Transistor 16 als Schalter arbeitet; ferner einen magnetischen Verstärker 26,
dessen Steuerkreiswiderstand in Übereinstimmung mit den Durchlaß- bzw. Sperrzeiten
des Transistors 16 gesteuert wird.
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Der Impulsbreitenmodulator 24 ist so ausgebildet, daß er an seinem
Ausgang, im besonderen zwischen der Emitterelektrode 18 und der Basiselektrode
22,
eine Mehrzahl von periodischen Impulsen erzeugt, deren Breite sich in
Übereinstimmung mit der Größe der Steuergleichspannung ändert, die an den Eingangs-Steueranschlüssen
14 und 14' liegt. Damit der Transistor 16 als Schalter arbeitet, ist
die Größe der periodischen Impulse, die dem Transistor 16 zugeführt werden, derart,
daß sie stets eine im wesentlichen vollständige Sättigung des Transistors 16 bewirken.
Im Betrieb kann die Größe der periodischen Ausgangsimpulse des Multivibrators 24
sich ändern, vorausgesetzt, daß sie von einer solchen Größe sind, daß sie eine Sättigung
des Transistors 16 bewirken. Natürlich darf die Größe der periodischen Ausgangsimpulse
des Multivibrators 24 nicht so groß sein, daß der Transistor 16 überlastet
wird.
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Der in F i g. 1 dargestellte magnetische Verstärker 26 hat eine hohe
Ansprechgeschwindigkeit und ist so ausgebildet, daß der Widerstand seines Steuerkreises
bis auf einen sehr geringen Wert gesenkt werden kann, ohne daß dabei die Ansprechgeschwindigkeit
sinkt. Im wesentlichen umfaßt der magnetische Verstärker 26 einen Verbraucherkreis
28, der die magnetischen Kerne 30 und 32 während abwechselnder Halbwellen der an
den Anschlüssen 34 und 34' liegenden Wechselspannung in die Sättigung
treibt; ferner einen Steuerkreis 36, der abwechselnd eine Rückeinstellung des Flusses
in den magnetischen Kernen 30 und 32 in Übereinstimmung mit den Durchlaß-bzw. Sperrzeiten
des Transistors 16 bewirkt, so daß auf diese Weise die Größe des über den Verbraucher
12 fließenden Ausgangsstromes des magnetischen Verstärkers 26 geändert wird. Die
Ausgangswicklungen 40 und 42 sind mit den magnetischen Kernen
30 bzw. 32 induktiv verkettet. Zur Erzeugung einer Selbstsättigung des Magnetverstärkers
26 sind die Gleichrichter 44 und 46 in Reihe mit den Ausgangswicklungen 40 bzw.
42 geschaltet. Zur Erzeugung eines Gleichstromes für den Verbraucher 12 sind Gleichrichter
48 und 50 mit dem Verbraucher 12 und mit den verschiedenen Teilen des Verbraucherkreises
28 verbunden. Speisespannungen für die Ausgangswicklungen 40 und 42 liefert ein
Transformator 52 mit einer Primärwicklung 54 und sekundären Teilwicklungen 56, 58,
60 und 62. Im einzelnen ist die sekundäre Teilwicklung 56 des Transformators
52 mit den Lastgleichrichtern 48
und 50 und mit den Reihenschaltungen
verbunden, von denen eine die Ausgangswicklung 40 und den Selbstsättigungsgleichrichter
44 und die andere die Ausgangswicklung 42 und den Selbstsättigungsgleichrichter
46 enthält. Die Art, in welcher die Ausgangswicklungen 40 und 42 abwechselnd
die ihnen zugeordneten Magnetkerne 30 und 32 in die Sättigung treiben,
wird später erklärt werden.
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Der Steuerkreis 36 umfaßt Steuerwicklungen 64 und 66, welche mit den
Magnetkernen 30 bzw. 32 induktiv verkettet sind. Außerdem umfaßt der Kreis 36 Steuergleichrichter
68, 70, 72 und 74, welche so mit den Steuerwicklungen 64 und 66 und mit dem Transistor
16 verbunden sind, daß der Transistor 16 in der Lage ist, den wirksamen Widerstand
im Steuerkreis 36 während jeder Halbwelle der- an den Anschlüssen 34 und 34' liegenden
Wechselspannung zu verändern. Wirkungsmäßig arbeitet der Transistor 16 als ein Widerstand,
dessen effektiver Wert während jeder Halbperiode der an den Anschlüssen
34
und 34' liegenden Wechselspannung in Übereinstimmung mit der Breite der
periodischen Ausgangsimpulse des Impulsbreitenmodulators 24 verändert wird. Mit
anderen Worten steuern die periodischen Ausgangsimpulse des Impulsbreitenmodulators
24
die Augenblicksspannung zwischen der Emitterelektrode 18 und der
Kollektorelektrode 20 des Transistors 16 und auf diese Weise die Augenblicksspannung,
die durch den Steuerkreis 36 dem magnetischen Verstärker 26 aufgeprägt wird, so
daß abwechselnd eine Rückeinstellung des Flusses in den magnetischen Kernen 30 bzw.
32 bewirkt wird.
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Eine Speisespannung zur abwechselnden Rückeinstellung des Flusses
in den magnetischen Kernen 30 und 32 wird von der Sekundärwicklung 58 des Spannungstransformators
52 geliefert. Im Betrieb bewirkt der Stromfluß durch die Steuerwicklungen 64 und
66, welcher der sekundären Teilwicklung 58 entnommen wird, magnetomotorische Kräfte
bezüglich der Magnetkerne 30 und 32, die denjenigen magnetomotorischen Kräften entgegengesetzt
sind, die durch den in den zugeordneten Ausgangswicklungen 40 bzw.
42
fließenden Strom erzeugt werden.
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Der Impulsbreitenmodulator 24 nach F i g. 1 ist von der Art eines
Magnetverstärkers mit Transistor; es versteht sich jedoch, daß andere geeignete
Typen von Impulsbreitenmodulatoren oder Multivibratoren statt dessen verwendet werden
könnten, welche die gewünschten periodischen Ausgangsimpulse erzeugen. In dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel umfaßt der Impulsbreitenmodulator 24 Magnetkerne 76 und
78, mit denen Ausgangswicklungen 80 und 82
induktiv verkettet
sind. In der praktischen Ausführung sind die Magnetkerne 76 und 78 aus einem
Kernmaterial
mit rechteckförmiger Hysteresisschleife konstruiert, so daß die Anfangs- und Endflanken
der periodischen Impulse, die zwischen der Emitter- und Basiselektrode 18 bzw. 22
des Transistors 16 erzeugt werden, im wesentlichen vertikal sind. Dies ist erforderlich,
damit eine schnelle Durchlaß-Sperrarbeitsweise des Transistors 16 bewirkt wird.
Wenn dies nicht der Fall wäre, würde der Transistor 16 als ein Verstärker der Klasse
»A« arbeiten.
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Zur Erzeugung des Stromflusses durch die Ausgangswicklungen 80 und
82 sind Schalttransistoren 84 bzw. 86 vorgesehen. Wie dargestellt, umfaßt der Schalttransistor
84 eine Emitterelektrode 88, eine Kollektorelektrode 90 und eine Basiselektrode
92. Andererseits umfaßt der Schalttransistor 86 eine Emitterelektrode 94, eine Kollektorelektrode
96 und eine Basiselektrode 98.
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Zur Erzielung des Stromflusses durch die Ausgangswicklungen 80 und
82 ist eine Gleichspannungsquelle 100 mit den Ausgangswicklungen 80 und und 82 und
mit den Schalttransistoren 84 und 86 verbunden. Im einzelnen sind die Kallektorelektrode
90 und die Emitterelektrode 88 des Schalttransistors 84 in Reihe mit der Ausgangswicklung
80 und einem Lastwiderstand 102 geschaltet, wobei die Enden der Reihenschaltung
an den Polen der Gleichspannungsquelle 100 liegen. Andererseits sind die Kollektorelektrode
96 und die Emitterelektrode 94 des Schalttransistors 86 in Reihe mit der Ausgangswicklung
82 und dem Lastwiderstand 102 geschaltet, wobei diese Reihenschaltung in gleicher
Weise an die Gleichspannungsquelle 100 angeschlossen ist.
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Zur Vormagnetisierung der Magnetkerne 76 und 78 auf den Knickpunkt
sind Vormagnetisierungswicklungen 104 und 106 mit den Magnetkernen 76 bzw. 78 induktiv
verkettet. Die Energie für die Vormagnetisierungswicklungen 104 und 106 wird den
Anschlüssen 108 und 108' entnommen, an denen eine geeignete, im wesentlichen konstante
Gleichspannungsquelle liegt. Bei dem Ausführungsbeispiel sind die Vormagnetisierungswicklungen
104 und 106 miteinander in Reihe geschaltet, wobei die Reihenschaltung mit den Anschlüssen
108 und 108' verbunden ist. Beim Betrieb erzeugt der Stromfluß durch die Vormagnetisierungswicklungen
104 und 106 magnetomotorische Kräfte bezüglich der Magnetkerne 76 bzw. 78, welche
denjenigen magnetomotorischen Kräften entgegengesetzt sind, die bezüglich dieser
Magnetkerne durch den Stromfluß in den zugehörigen Ausgangswicklungen 80 bzw. 82
erzeugt werden.
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Damit nun die Schalttransistoren 84 und 86 abwechselnd leitfähig gemacht
werden, so daß die Magnetkerne 76 bzw. 78 abwechselnd gesättigt werden, sind die
sekundären Teilwicklungen 60 und 62 des Spannungstransformators 52 mit den Schalttransistoren
84 bzw. 86 verbunden. Die sekundäre Teilwicklung 60 ist mit der Emitterelektrode
88 und der Basiselektrode 92 des Schalttransistors 84 so verbunden, daß sie den
Schalttransistor 84 während jeder zweiten Halbperiode der an den Anschlüssen 34
und 34' liegenden Spannung leitfähig macht. Andererseits ist die sekundäre Teilwicklung
62 des Transformators 52 mit der Emitterelektrode 94 und der Basiselektrode 98 des
Schalttransistors 86 so verbunden, daß sie den Schalttransistor 86 während der anderen
Halbperioden der an den Anschlüssen 34 und 34' liegenden Spannung leitfähig macht.
Die Flußhöhe in den Magnetkernen 76 und 78 wird bestimmt durch die Größe des Stromflusses
in den Steuerwicklungen 110 und 112, welche induktiv mit den Magnetkernen 76 bzw.
78 verkettet sind. Wie es dargestellt ist, sind die Steuerwicklungen 110 und 112
miteinander in Reihe geschaltet, wobei die Reihenschaltung an die Eingangs-Steueranschlüsse
14 und 14' angeschlossen ist. Im Betrieb erzeugt der Stromfluß durch die Steuerwicklungen
110 und 112 magnetomotorische Kräfte bezüglich der ihren zugeordneten Magnetkerne
76 und 78, welche diejenigen magnetomotorischen Kräfte unterstützen, die von dem
Stromfluß durch die ihnen zugeordneten Ausgangswicklungen 80 bzw. 82 erzeugt werden.
Die Art,- in welcher der Stromfluß durch die Steuerwicklungen 110 und 112 die Breite
der periodischen Impulse beeinflußt, die zwischen Emitter- und Basiselektrode 18
bzw. 22 des Transistors 16 liegen, wird später beschrieben werden.
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Zur Verbindung zweier Elektroden des Transistors 16 mit dem Ausgang
des Impulsbreitenmodulators 24 sind Leiter 114 vorgesehen. Im einzelnen ist das
eine Ende des Lastwiderstandes 102 mit der Emitterelektrode 18 des Transistors 16
und das andere Ende des Lastwiderstandes 102 mit der Basiselektrode 22 verbunden.
Durch eine derartige Verbindung des Impulsbreitenmodulators 24 mit dem Transistor
16 wird eine maximale Leistung des Transistors 16 erhalten; weiterhin ist dadurch
der Leistungsverlust im Transistor 16 auf ein Minimum herabgesetzt.
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Bei der praktischen Ausführung ist der Transistor 16 vorzugsweise
vom übergangstyp, so daß ein Minimum der Verlustleistung des Transistors 16 erreicht
wird. Der Grund für eine derartige minimale Verlustleistung des Transistors 16 ist
darin zu sehen, daß er' mit dem Impulsbreitenmodulator 24 in besonderer Weise verbunden
ist und nach Art eines Schalters betrieben wird, so daß der Spannungsabfall zwischen
den Elektroden 18 und 20 extrem klein ist, wenn durch diese Elektroden ein Strom
fließt.
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Damit die Größe des Stromflusses durch den Verbraucher 12 der Größe
der an den Eingangs-Steueranschlüssen 14 und 14' liegenden Gleichspannung genau
folgt, sind die periodischen Ausgangsimpulse des Impulsbreitenmodulators 24 mit
der Speisespannung synchronisiert, die an dem Magnetverstärker 26 liegt. Im besonderen
sind die Wechselspannungen, die an den Schalttransistoren 84 und 86 des Impulsbreitenmodulators
24 liegen, synchronisiert mit den Wechselspannungen, die an den Ausgangs- und Steuerkreisen
28 und 36 des Magnetverstärkers 26 liegen.
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Die Wirkungsweise der in F i g. 1 dargestellten Anordnung soll nun
beschrieben werden. Wenn angenommen wird, daß die an den Eingangs-Steueranschlüssen
14 und 14' liegende Steuerspannung den Betrag Null hat, dann hat die am Lastwiderstand
102 des Impulsbreitenmodulators 24 auftretende Ausgangsspannung gleicherweise den
Wert Null. Der Grund dafür ist, daß der Stromfluß durch die Vormagnetisierungswicklungen
104 und 106 die Magnetkerne 76 und 78 bis zum Knickpunkt treibt, so daß infolgedessen
im wesentlichen die gesamte Spannung an den Ausgangswicklungen 80 und 82 absorbiert
wird, wobei die zugehörigen Magnetkerne 76 und 78 in Richtung der Sättigung getrieben
werden. Das erste Diagramm in F i g. 2 erläutert die Tatsache, daß die Ausgangsspannung
des Impulsbreitenmodulators
24 gleich Null ist, wenn die
Steuergleichspannung, die an den Eingangsanschlüssen 14 und 14'
liegt,
den Wert Null hat.
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Wenn die Spannung am Lastwiderstand 102 und demnach auch zwischen
der Emitterelektrode 18 und der Basiselektrode 22 des Transistors 16 auf dem Wert
Null bleibt, wird der Transistor 16 nichtleitend gehalten. Wenn der Transistor
16 während jeder Halbwelle der an den Anschlüssen 34 und 34' liegenden Wechselspannung
nichtleitend bleibt, tritt im wesentlichen die gesamte Spannung der sekundären Teilwicklung
58 des Transformators 52 zwischen der Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20
des Transistors 16 auf; im wesentlichen entsteht weder an der Steuerwicklung 64
noch an der Steuerwicklung 66 eine Spannung, die eine Rückeinstellung des
Flusses in den zugehörigen Magnetkernen 30 und 32 bewirken könnte. Wenn daher die
Steuerspannung an den Anschlüssen 14 und 14' den Wert Null hat, bleiben
die Magnetkerne 30 und 32 des Magnetverstärkers 26 während jeder Halbwelle der an
den Anschlüssen 34 und 34' liegenden Wechselspannung gesättigt; der
Stromfluß durch den Verbraucher 12 hat daher ein Maximum.
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Wenn die Polarität an der sekundären Teilwicklung 56 des Transformators
52 die in F i g. 1 eingezeichnete ist, fließt ein Strom vom linken Ende der sekundären
Teilwicklung 56, wie dargestellt, durch den Lastgleichrichter 48, den Verbraucher
12, den Selbstsättigungsgleichrichter 46 und die Ausgangswicklung
42 zum rechten Ende der sekundären Teilwicklung 56. Da unter den angenommenen
Bedingungen die Magnetkerne 30 und 32 bereits gesättigt sind, wird von der Ausgangswicklung
42 im wesentlichen keine Spannung übernommen. Wenn andererseits die Polarität der
Spannung an der sekundären Teilwicklung 56 gegenüber der in F i g. 1 dargestellten
umgekehrt ist, fließt ein Strom vom rechten Ende der sekundären Teilwicklung 56,
wie dargestellt, durch die Ausgangswicklung 40, den Selbstsättigungsgleichrichter
44, den Verbraucher 12 und den Lastgleichrichter 50 zum linken Ende
der sekundären Teilwicklung 56 des Transformators 52. Wenn also, wie
angenommen, an den Anschlüssen 14 und 14' eine Steuerspannung von
der Größe Null liegt, wird im wesentlichen keine Spannung von der Ausgangswicklung
40 übernommen.
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Aus F i g. 3 ist der Synchronismus zwischen den Wechselspannungen,
die an den Impulsbreitenmodulator 24 und den Magnetverstärker 26 angelegt
werden, deutlicher zu ersehen. Beispielsweise stellt eine Sinuswelle 118
die Wechselspannungen dar, die an den Magnetverstärker 26 durch die sekundären Teilwicklungen
56 und 58 des Spannungstransformators 52 angelegt werden. Die
Kurven 120 stellen den Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode
18 bzw. 20 des Transistors 16 während jeder Halbwelle der Wechselspannungen dar,
die an den Magnetverstärker 26 angelegt werden. Wenn die an den Anschlüssen
14 und 14' liegende Steuerspannung die Größe Null hat, bleibt der
Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20 während jeder Halbwelle
der am Magnetverstärker 26 liegenden Wechselspannungen groß, wie aus dem ersten
Diagramm der F i g. 3 zu ersehen ist.
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Es sei nun angenommen, daß die Steuergleichspannung, die an den Anschlüssen
14 und 14' liegt, derart auf einen vorbestimmten Wert erhöht wird, daß der Fluß
in den Magnetkernen 76 und 78 bis auf einen vorbestimmten Wert oberhalb des Knickpunktes
verändert wird. Dann werden periodische Impulse zwischen der Emitter- und der Basiselektrode
18 bzw. 22 des Transistors 16 angelegt, so daß dadurch der Transistor
16 leitend wird. Wenn im besonderen die Spannung an der sekundären Teilwicklung
62 des Transformators 52 von der dargestellten Polarität ist, fließt Strom von dem
positiven Anschluß der Gleichspannungsquelle 100 durch den Lastwiderstand 102, durch
Emitter- und Kollektorelektrode 94 bzw. 96 des Schalttransistors 86 und die Ausgangswicklung
82 zum negativen Anschluß der Gleichspannungsquelle 100. Ein solcher Vorgang
bewirkt eine Sättigung des Magnetkerns 78. Wenn der Magnetkern 78 gesättigt
wird, entsteht ein Spannungsimpuls zwischen Emitter- und Basiselektrode 18 bzw.
22 des Transistors 16, so daß dadurch der Transistor 16 leitend wird. Dieser
Ausgangsimpuls, der zwischen Emitter- und Basiselektrode 18 bzw. 22 des Transistors
16 entsteht, wird dargestellt durch einen Impuls 122 im zweiten Diagramm der F i
g. 2.
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Bis zu dem Zeitpunkt, in dem der Transistor 16
leitend gemacht
wird, bleibt der Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20
des Transistors 16 groß; dies wird dargestellt durch die Kurven 124 im zweiten
Diagramm der F i g. 3. Wie in diesem zweiten Diagramm der F i g. 3 gezeigt ist,
geht jedoch der Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20 im
wesentlichen auf den Wert Null zurück, wenn der Transistor 16 leitend gemacht wird.
Während des Teils der Halbwelle der an den Magnetverstärker 26 angelegten Spannung,
in dem der Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20 hoch ist,
wie das durch die Kurven 124 wiedergegeben ist, findet im wesentlichen keine
Rückmagnetisierung der Magnetkerne 30 und 32 des Magnetverstärkers 26 statt. Wird
jedoch angenommen, daß die Polarität an der sekundären Teilwicklung 58 die
in F i g. 1 dargestellte ist und daß der Impuls, der am Ausgang des Impulsbreitenmodulators
24 entsteht, den Transistor 16 leitend macht, dann tritt eine Spannung an
der Steuerwicklung 64 des Magnetverstärkers 26 auf, die eine Rückmagnetisierung
des Magnetkerns 30 bewirkt, da während dieses Teils der Halbwelle der an den Anschlüssen
34 und 34' liegenden Spannung ein Strom durch den Transistor 16 fließt und im wesentlichen
keine Spannung zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20 auftritt. Wenn
der Transistor 1.6 leitend gemacht wird und die Polarität der Spannung an der sekundären
Teilwicklung 58
die dargestellte ist, fließt Strom vom linken Ende der Sekundärwicklung
58, wie dargestellt, durch die Steuerwicklung 64, den Steuergleichrichter
68, Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20 des Transistors
16 und den Steuergleichrichter 74 zum rechten Ende der sekundären
Teilwicklung 58 des Transformators 52.
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Wenn wie bisher angenommen wird, daß die an den Anschlüssen 14 und
14' liegende Steuergleichspannung auf einen vorbestimmten Wert gestiegen ist, fließt
außerdem Strom durch die Ausgangswicklung 42 des Magnetverstärkers 26, die dessen
Kern 32 während der gleichen Betriebshalbwelle in die Sättigung treibt, in der der
Magnetkern 30 auf einen vorbestimmten Flußwert rückmagnetisiert wird. Im besonderen
fließt während dieser angenommenen
Betriebshalbwelle ein Strom vom
linken Ende der sekundären Teilwicklung 56, wie dargestellt, durch den Lastgleichrichter
48, den Verbraucher 12, den Selbstsättigungsgleichrichter 46 und die Ausgangswicklung
42 zum rechten Ende der sekundären Teilwicklung 56 des Transformators 52.
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Während der nächsten Betriebshalbwelle, in der die Polaritäten der
Spannungen an den sekundären Teilwicklungen 56, 58, 60 und 62 des Transformators
52 gegenüber den in F i g. 1 dargestellten umgekehrt sind, wird der Schalttransistor
84 des Impulsbreitenmodulators 24 leitend gemacht. Wenn der Schalttransistor
84 leitend gemacht wird, fließt ein Strom vom positiven Anschluß der Gleichstromquelle
100 durch den Lastwiderstand 102, Emitter-und Kollektorelektrode 88
bzw. 90 des Schalttransistors 84 und die Ausgangswicklung 80 zum negativen Anschluß
der Gleichstromquelle 100. Ein solcher Vorgang bewirkt die Sättigung des Magnetkerns
76; wenn der Magnetkern 76 sich sättigt, wird wieder zwischen Emitter- und Basiselektrode
18 bzw. 22 des Transistors 16 ein Spannungsimpuls erzeugt. Dieser zwischen Emitter-
und Basiselektrode 18 bzw. 22 entstehende Spannungsimpuls ist in F i g. 2 durch
den Impuls 126 dargestellt.
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Während dieser gleichen Betriebshalbwelle, in der die Polaritäten
der Spannungen an den sekundären Teilwicklungen 56, 58, 60 und
62 des Transformators 52 gegenüber den in F i g. 1 dargestellten umgekehrt
sind, fließt ein Strom vom rechten Ende der sekundären Teilwicklung 58 durch den
Steuergleichrichter 70, Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20 des Transistors
16, den Steuergleichrichter 72 und die Steuerwicklung 66 zum linken Ende der sekundären
Teilwicklung 58. Natürlich fließt dieser Strom so lange nicht, bis der Transistor
16 durch den Impuls 126, der zwischen seinem Emitter und seiner Basis 18 bzw. 22
angelegt ist, leitend gemacht wird. Der Stromfluß durch die Steuerwicklung 66 des
Magnetverstärkers 26 bewirkt eine Rückmagnetisierung des Magnetkerns 32 bis auf
einen vorbestimmten Flußwert.
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Während der gleichen Betriebshalbwelle, in der die Polarität der Spannung
an der sekundären Teilwicklung 56 gegenüber der in F i g. 1 dargestellten umgekehrt
ist, fließt ein Strom vom rechten Ende der sekundären Teilwicklung 56 durch die
Ausgangswicklung 40, den Selbstsättigungsgleichrichter 44, den Verbraucher
12 und den Lastgleichrichter 50 zum linken Ende der sekundären Teilwicklung 56.
Ein derartiger Vorgang treibt den Magnetkern 30 in die Sättigung, und die Größe
des durch den Verbraucher 12 fließenden Stromes wird bestimmt durch das Maß, in
-dem der Magnetkern 30 während der vorhergehenden Halbperiode rückmagnetisiert ist.
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In dem Maße, wie die Größe der an den Anschlüssen 14 und 14' liegenden
Steuergleichspannung wächst, wird der Flußwert in den Magnetkernen 76 und 78 auf
einen höheren Wert zurückgeführt und auf diese Weise die Breite der Spannungsimpulse,
die an Emitter- und Basiselektrode 18 bzw. 22 des Transistors 16 angelegt
werden, vergrößert, so daß dadurch die Durchlaßzeit des Schalttransistors 16, verglichen
mit seiner Sperrzeit, vergrößert wird. Die Impulse vergrößerter Breite sind in dem
dritten Diagramm der F i g. 2 als Kurven 128 dargestellt. Andererseits sind die
Widerstände zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20 des Transistors
16; wenn die Impulse 128 am Transistor 16 liegen, in F i g. 3 als Kurven 130 dargestellt.
Da die Durchlaßzeit des Transistors 16, verglichen mit seiner Sperrzeit, weiterhin
vergrößert ist, werden die Magnetkerne 30 und 32 des Magnetverstärkers
26 auf einen niedrigeren Flußwert zurückgeführt; auf diese Weise wird die
Größe des Stromes durch die Last 12 weiter herabgesetzt.
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Wenn die an den Anschlüssen 14 und 14' liegende Steuerspannung vergrößert
wird, so daß der Flußwert in den Magnetkernen 76 und 78 auf einem positiven Sättigungswert
gehalten wird, dann ist die Ausgangsspannung des Impulsbreitenmodulators 24 ein
Maximum. Dieses wird durch die Kurve 132 der F i g. 2 erläutert. Unter der Annahme
derartiger Bedingungen ist der Widerstand zwischen den Emitter-und Kollektorelektroden
18 bzw. 20 des Transistors 16 während jeder Halbwelle der am Magnetverstärker 26
liegenden Wechselspannungen im wesentlichen Null. Daher werden die Magnetkerne 30
und 32 des Magnetverstärkers 26 vollständig auf eine negative Sättigung zurückgeführt,
so daß der an den Verbraucher 12 gelieferte Ausgangsstrom im wesentlichen den Wert
Null hat.
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Es ist zu bemerken, daß während jeder Halbwelle der an den Magnetverstärker
26 angelegten Wechselspannungen, wie durch die Zeit T in den F i g. 2 und 3 dargestellt
ist, ein Ausgangsimpuls des Impulsbreitenmodulators 24 auftritt, vorausgesetzt,
daß eine ausreichende Steuerspannung an die Anschlüsse 14 und 14' gelegt wird. Daher
wird der Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw.
20
des Transistors 16 während jeder Halbwelle der an den Magnetverstärker
26 angelegten Wechselspannungen geändert. Mit anderen Worten: Die an den Impulsbreitenmodulator
24 angelegten Wechselspannungen sind mit den an den Magnetverstärker 26 angelegten
Wechselspannungen synchronisiert. Da dies der Fall ist, folgt der Wert des Stromes
durch den Verbraucher 12 während jeder Betriebshalbwelle genau der Größe der Steuergleichspannung,
die an die Eingangs-Steueranschlüsse 14 und 14' angelegt wird.
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Die Betriebsfrequenz des Impulsbreitenmodulators 24 kann auf das Vielfache
der Frequenz der am Magnetverstärker 26 liegenden Wechselspannungen gesteigert werden.
Mit anderen Worten: Die Betriebsfrequenz des Impulsbreitenmodulators 24 kann derart
vergrößert werden, daß mehr als ein Impuls, wie z. B. der Impuls 122, während jeder
Halbperiode der Wechselspannungen auftritt, die an den Magnetverstärker 26 gelegt
werden. Dadurch, daß man zu einer solchen vielfachen Betriebsfrequenz für den Impulsbreitenmodulator
24 übergeht, hält man die Ansprechgeschwindigkeit des Impulsbreitenmodulators
24 hoch und erhöht die Verstärkung des Impulsbreitenmodulators
24. Auf diese Weise wird die Verstärkung des gesamten Steuersystems
10 vergrößert, ohne daß dabei bezüglich der Ansprechgeschwindigkeit etwas
geopfert wird.
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In F i g. 4 ist die Erfindung mit Bezug auf ein Regelsystem erläutert,
das dazu dient, den elektrischen Ausgangszustand eines Wechselstromgenerators 200
im wesentlichen konstant zu halten. Im besonderen hält das Regelsystem den Wert
der Ausgangsspannung des Generators 200 im wesentlichen konstant. Wie dargestellt,
umfaßt der Generator 200 einen Anker 202 und eine Feldwicklung 204, wobei der Anker
202 Energie an die zum Verbraucher führenden
Leiter 206
und 208 liefert. Der Betrieb des Generators 200 wird durch einen Gleichstrom-Erregungsgenerator
210 gesteuert, der einen Anker 212
und eine Feldwicklung 214 besitzt.
Der Einfachheit halber haben gleiche Bestandteile in den F i g. 1 und 4 dieselben
Hinweiszeichen erhalten.
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Wie aus den Fig. 1 und 4 zu ersehen ist, ist der Impulsbreitenmodulator
215 nach F i g. 4 der gleiche wie der Impulsbreitenmodulator 24 nach F i g. 1, abgesehen
davon, daß die Steuerwicklungen 216 und 218 mit entgegengesetztem Sinn auf
die Magnetkerne 76 bzw. 78 gewickelt sind. Außerdem ist der Strom durch die Vormagnetisierungswicklungen
104 und 106 der Anordnung nach F i g. 4 so groß, daß die Magnetkerne
76 bzw. 78 auf annähernd halbe Ausgangsleitung vormagnetisiert sind. Ferner werden
die Schalttransistoren 84 und 86 nach F i g. 4 durch die Ausgangsspannung des Generators
200 gesteuert. Im einzelnen werden die Schalttransistoren 84 und 86 durch
einen Spannungstransformator 220 gesteuert, der eine Primärwicklung 222, die an
die Verbraucherleitung 206 und 208 angeschlossen ist, und sekundäre Teilwicklungen
224, 226, 228 und 230 besitzt.
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In der Hauptsache umfaßt das Regelsystem nach F i g. 4 einen Magnetverstärker
232, der die Größe des durch die Feldwicklung 214 des Erregergenerators
210 fließenden Stromes steuert; den Transistor 16, welcher die Größe
des Ausgangsstromes des Magnetverstärkers 232 steuert; den Impulsbreitenmodulator
215; einen elektrischen Fühler 236 zur Erzeugung des Steuersignals,
welches sich in übereinstimmung mit der Abweichung der Ausgangsspannung des Generators
200 von ihrem eingeregelten Wert ändert; und Leitungen 240, durch die das
Steuersignal an den Steuerwicklungen 216 und 218 des Impulsbreitenmodulators
215 angelegt wird, so daß dadurch dessen Betrieb in Übereinstimmung mit der
Abweichung der Ausgangsspannungen des Generators 200 von ihrem eingeregelten Wert
gesteuert wird.
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Der Fühlkreis 236 umfaßt eine Einrichtung 242
zur Erzeugung
eines Spannungsbezugswertes an dem Widerstand 244, welcher im wesentlichen
konstant bleibt, ohne Rücksicht auf die Größe oder Frequenz der Ausgangsspannung
des Generators 200; einen Widerstand 246, an dessen Enden eine Gleichspannung
erzeugt wird, die sich in Abhängigkeit von der Größe der Ausgangsspannung des Generators
200
ändert, und einen einstellbaren Widerstand 248, der dazu dient, ein Maß
für die Differenz der Gleichspannungen zu erhalten, die an den Widerständen 244
und 246 auftreten. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Gleichspannung
am Widerstand 246 mit Hilfe von Gleichrichtern 250 und 252 erzeugt.
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Wie dargestellt, umfaßt der Magnetverstärker 232 Magnetkerne
254 und 256, mit denen Ausgangswicklungen 258 bzw.
260 induktiv verkettet sind. Damit durch die Ausgangswicklungen 258 und 260
nur Strom in einer Richtung fließen kann, der auf diese Weise eine Selbstsättigung
des Magnetverstärkers 232 erzeugt, sind Selbstsättigungsgleichrichter 262
und 264 in Reihe mit den Ausgangswicklungen 258 und 260 geschaltet. Ein Gleichstrom
durch die Feldwicklung 214 des Gleichstromerregergenerators 210 wird mit Hilfe der
Lastgleichrichter 266 und 268 erzeugt. Zur Erzeugung einer positiven Rückkopplung
(Mitkopplung) für den Magnetverstärker 232 sind die Rückkopplungswicklungen
270 und 272 miteinander in Reihe geschaltet, wobei ihre Reihenschaltung
an den Ausgang des Magnetverstärkers 232 angeschlossen ist. Wie dargestellt, sind
die Rückkopplungswicklungen 270 und 272 derart auf ihren zugehörigen
Magnetkernen 254 und 256 angeordnet, daß ein Stromfluß in ihnen bezüglich ihrer
zugehörigen Magnetkerne 254 und 256 magnetomotorische Kräfte erzeugt, die die magnetomotorische
Kraft unterstützen, die bezüglich dieser Kerne durch den Strom in den zugehörigen
Ausgangswicklungen 258 und 260 erzeugt wird. Ein strombegrenzender Widerstand 274
ist mit den Rückkopplungswicklungen 270 und 272 in Reihe geschaltet; er begrenzt
den Strom durch die Rückkopplungswicklungen 270 und 272, wenn die zugeordneten Magnetkerne
254 und 256 gesättigt werden.
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Im Betrieb wird die Größe des Ausgangsstromes des Magnetverstärkers
232 in Abhängigkeit von der Spannung gesteuert, die an dem Steuerkreis entsteht,
der die Steuerwicklungen 276 und 278 enthält; diese Wicklungen sind mit den Magnetkernen
254 bzw. 256 induktiv verkettet. Im einzelnen sind die Steuerwicklungen 276
und 278 und die Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw. 20 des Transistors
16 mit dem Anker 212 des Erregergenerators 210 verbunden, so
daß der Anker 212 eine Spannung an den Steuerwicklungen 276 und 278 bewirkt. Ein
strombegrenzender Widerstand 280 ist außerdem mit den Steuerwicklungen 276
und 278 in Reihe geschaltet; er dient dazu, die Größe des Stromes durch die Steuerwicklungen
276 und 278 zu begrenzen, wenn die Magnetkerne 254 und 256 gesättigt
werden. Dadurch, daß die Steuerwicklungen 276 und 278 des Magnetverstärkers 232
durch den Ausgang des Erregergenerators 210 gespeist werden, ist die Ansprechzeit
der Anordnung aus Verstärker und Erregergenerator viel kürzer als die des Erregergenerators
210 allein.
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Die Wirkungsweise der in F i g. 4 erläuterten Anordnung soll nun beschrieben
werden. Wenn angenommen wird, daß die Ausgangsspannung des Generators 200 ihren
einregulierten Wert hat, dann ist die Größe der am Widerstand 248 auftretenden Spannung
gleich Null; die Größe des Stromes durch die Steuerwicklungen 216 und 218 des Impulsbreitenmodulators
215 ist daher ebenso gleich Null. Wenn der Strom durch die Steuerwicklungen 216
und 218 die Größe Null hat, werden zwischen den Emitter-und Basiselektroden 18 bzw.
22 des Transistors 16 Impulse erzeugt, die durch die Impulse 282 im ersten Diagramm
der F i g. 5 dargestellt sind.
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Demnach bleibt, wie das durch die Kurven 284
in F i g. 6 dargestellt
ist, der Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw.
20 des Transistors 16 hoch während der ersten Hälfte jeder Halbwelle der
Wechselspannung 286, die an den Magnetverstärker 232 angelegt wird. Dann bleibt
während der letzten Hälfte jeder Halbwelle der am Magnetverstärker 232 liegenden
Wechselspannung der Transistor 16 leitfähig. Wenn der Transistor 16 leitet, fällt
im wesentlichen die gesamte Ausgangsspannung des Erregergenerators 210 an den Steuerwicklungen
276 und 278 ab, so daß dadurch eine Rückführung des Flußwertes in den Magnetkernen
254 und 256 auf annähernd halben Ausgang bewirkt wird; infolgedessen liefert der
Magnetverstärker 232
annähernd den halben Ausgangsstrom an die Feldwicklung
214 des Erregergenerators 210. Mit anderen Worten: Die zwischen Emitter- und Basiselektrode
18 bzw. 22 des Transistors 16 auftretenden periodischen Impulse
steuern die momentane Spannung zwischen Emitter- und Kollektorelektrode 18 bzw.
20 und auf diese Weise die momentane Spannung, die durch die Steuerwicklungen 276
und 278 an den Magnetverstärker 232 angelegt wird.
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Wird nun angenommen, daß die Größe der Ausgangsspannung des Generators
200 auf einen Wert unterhalb ihres einregulierten Wertes absinkt, dann fließt
ein Strom von dem angezapften Teil des Widerstandes 248 durch die Steuerwicklungen
216 und 218 des Impulsbreitenmodulators 215 zum linken Ende des Widerstandes
248, wie es dargestellt ist; durch einen solchen Vorgang wird der Flußwert
in den Magnetkernen 76 und 78 auf einen niedrigeren Wert zurückgeführt und auf diese
Weise die Breite der Ausgangsimpulse, die zwischen Emitter- und Basiselektrode 18
bzw. 22 des Transistors 16 auftreten, vermindert. Diese Ausgangsimpulse, die zwischen
Emitter- und Basiselektrode 18 bzw. 22 entstehen, wenn die Ausgangsspannung des
Generators 200
unterhalb ihres einregulierten Wertes liegt, werden dargestellt
durch die Impulse 288 im zweiten Diagramm der F i g. 5. Wie aus dem zweiten Diagramm
der F i g. 6 zu ersehen ist, ist der Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode
18 bzw. 20 während des größeren Teils jeder Halbwelle der am Magnetverstärker 232
liegenden Wechselspannung groß. Dieser Widerstand wird dargestellt durch die Kurven
290. Auf diese Weise entsteht eine Spannung an den St; uerwicklungen 276
und 278 während einer kürzeren Zeit, verglichen mit dem Betriebsfall, in dem die
Ausgangsspannung des Generators 200 sich auf ihrem einregulierten Wert befindet;
daher werden die Magnetkerne 254 und 256 auf einen nicht so kleinen Flußwert zurückgeführt,
so daß demnach der Ausgangsstrom des Magnetverstärkers 232 gesteigert wird. Bei
einer Steigerung des Ausgangsstromes des Magnetverstärkers 232 wird der Stromfluß
durch die Feldwicklung 214 des Erregergenerators 210 ebenfalls gesteigert, so daß
dadurch die Ausgangsspannung des Generators 200 auf ihren einregulierten Wert zurückkehrt.
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Es sei nun angenommen, daß die Ausgangsspannung des Generators 200
sich bis auf einen Wert oberhalb ihres einregulierten Wertes vergrößert; dann fließt
ein Strom vom linken Ende des Widerstandes 248, wie dargestellt, durch die Steuerwicklungen
218 und 216 des Impulsbreitenmodulators 215 zum angezapften Ende des
Widerstandes 248. Ein solcher Vorgang bewirkt eine Vergrößerung der Breite der periodischen
Impulse, die zwischen Emitter- und Basiselektrode 18 bzw. 22 des Transistors 16
auftreten. Diese Impulse sind im dritten Diagramm der F i g. 5 durch die Impulse
292 dargestellt. Auf diese Weise ist der Widerstand zwischen Emitter- und Kollektorelektrode
18 bzw. 20 hoch während weniger als der Hälfte jeder Halbperiode der am Magnetverstärker
232 liegenden Wechselspannung. Dies wird durch die Kurven 294 des dritten Diagramms
der F i g. 6 dargestellt.
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Bei einer, verglichen mit der Sperrzeit, größeren Durchlaßzeit des
Transistors 16 werden die Magnetkerne 254 und 256 auf einen niedrigeren Flußwert
zurückgeführt, als wenn der Generator 200 sich auf seinem Regelwert befindet.
Wenn dies der Fall ist, wird der Ausgangsstrom des Magnetverstärkers 232 verringert,
so daß dadurch die Größe des .Stromes durch die Feldwicklung 214 des Erregergenerators
210 herabgesetzt wird und auf diese Weise die Ausgangsspannung des Generators 200
auf ihren Regelwert zurückkehrt.
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Es ist zu bemerken, daß die periodischen Impulse, die zwischen Ernitter-
und Basiselektrode 18 bzw. 22 des Transistors 16 auftreten, mit der Speisewechselspannung
des Magnetverstärkers 232 synchronisiert sind. Mit anderen Worten: Die an der sekundären
Teilwicklung 226 des Spannungstransformators 220
auftretende Wechselspannung
ist mit der Speise-Wechselspannung synchronisiert, die an der sekundären Teilwicklung
224 auftritt, wobei diese Speisespannung an den Magnetverstärker 232 angelegt wird.
Durch eine derartige Synchronisierung dieser Wechselspannungen folgt die Größe des
Stromes durch die Feldwicklung 214 des Erregergenerators 210 genau der Steuerspannung,
die an die Steuerwicklungen 216 und 218 des Impulsbreitenmodulators 215 während
jeder Betriebshalbwelle angelegt wird.
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Es ist zu beachten, daß die Frequenz der an der sekundären Teilwicklung
226 des Transformators 220 auftretenden Spannung ein Vielfaches der Frequenz der
Spannung sein kann, die an der sekundären Teilwicklung 224 des Transformators 220
auftritt. Geht man auf eine derartige vielfache Frequenz über, wird die Ansprechgeschwindigkeit
des Impulsbreitenmodulators 215 auf einem hohen Wert gehalten und trotzdem die Verstärkung
des Impulsbreitenmodulators 215 vergrößert, wodurch die Verstärkung des gesamten
Regelsystems -ebenfalls vergrößert wird.
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Die Anordnung nach den Lehren der Erfindung hat mehrere Vorteile.
So z. B. erzeugt sie einen Ausgangsstrom, dessen Größe genau der Größe des Eingangs-Steuersignals
während jeder Betriebshalbwelle folgt. Außerdem haben die Steuersysteme sowohl nach
F i g. 1 wie nach F i g. 4 eine hohe Ansprechgeschwindigkeit. Weiterhin besitzen
die Anordnungen, welche die Steuersysteme nach den F i g. 1 und 4 ausmachen, keine
bewegten Teile. Wartungsprobleme sind daher auf ein Minimum herabgesetzt. Bei der
Anordnung nach F i g. 4 ist auch die Ansprechzeit des Regelsystems verbessert, d.
h., es wird eine höhere Ansprechgeschwindigkeit erreicht, und zwar dadurch, daß
die Steuerwicklungen 276 und 278 des Magnetverstärkers 232 auf die Ausgangsspannung
des Erregergenerators 210 ansprechen.
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Ein weiterer Vorteil der Anordnungen nach der Erfindung ist es, daß
eine Impulsbreitensteuerung des Transistors 16 verwendet ist. Die Änderungen in
der Größe des Impulses, der zwischen Emitter- und Basiselektrode 18 bzw. 22 angelegt
wird, beeinflussen daher die Größe des Stromes nicht, der durch die Feldwicklung
214 des Erregergenerators 210 fließt. Demnach können die Impulsbreitenmodulatoren
24 bzw. 215 in erheblicher Entfernung von dem Transistor 16 aufgestellt werden.
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Die weiteren F i g. 7 bis 10 zeigen Ausführungsbeispiele der Erfindung,
bei denen die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors in Reihe mit dem Verbraucher
geschaltet ist, die Speisung des Verbrauchers also unmittelbar durch den Leitfähigkeitszustand
dieser Transistorstrecke beeinflußt wird.
F i g. 7 ist eine schematische
Skizze der Schaltung eines Ausführungsbeispieles der Erfindung.
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F i g. 8 erläutert in einer Anzahl von Kurven die Wirkungsweise der
in F i g. 7 dargestellten Anordnung.
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F i g. 9 erläutert die Anwendung einer Schaltung gemäß F i g. 7 bei
einem Regelsystem.
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F i g. 10 zeigt eine Mehrzahl von Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise
des Regelsystems nach F i g. 9.
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In F i g. 7 ist ein Steuersystem 310 dargestellt, das dazu dient,
die Energieabgabe von einer Gleichstromquelle an einen Verbraucher 314 zu steuern.
Das Steuersystem 310 umfaßt eine Halbleiteranordnung, im besonderen einen Transistor
316 mit einer Emitterelektrode 318, einer Kollektorelektrode 320 und einer Basiselektrode
322; weiterhin einen Impulsbreitenmodulator 324 zur Steuerung der Wirkungsweise
des Transistors 316 in einer solchen Weise, daß der Transistor 316 als Schalter
arbeitet. Der Impulsbreitenmodulator 324 ist so ausgebildet, daß er an seinem Ausgang,
im besonderen zwischen der Emitterelektrode 318 und der Basiselektrode
322
des Transistors 316, eine Mehrzahl von periodischen Impulsen erzeugt,
deren Breite sich in übereinstimmung mit der Größe einer Steuergleichspannung ändert,
die an die Eingangs-Steueranschlüsse 328
und 328' angelegt ist. Damit
der Transistor 316 als Schalter arbeitet, ist die Größe der periodischen
Impulse, die am Transistor 316 liegen, so gewählt, daß diese stets eine im wesentlichen
vollständige Sättigung des Transistors 316 bewirken.
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Der in F i g. 7 dargestellte Impulsbreitenmodulator 324 ist von der
Art eines Magnetverstärkers mit Transistor; es versteht sich jedoch, daß andere
geeignete Arten von Impulsbreitenmodulatoren oder Multivibratoren, welche die erwünschten
periodischen Impulse erzeugen, statt dessen verwendet werden könnten.
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Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel umfaßt der Impulsbreitenmodulator
324 Magnetkerne 330
und 332, mit welchen Ausgangswicklungen
334 und 336 induktiv verkettet sind. Bei der praktischen Ausführung sind
die Magnetkerne 330 und 332 aus einem Kernmaterial mit rechteckförmiger Hysteresisschleife
konstruiert, so daß die Anstiegs- und Abstiegsflanken der periodischen Impulse,
die zwischen der Emitter- und der Basiselektrode 318 bzw. 322
des Transistors
316 erzeugt werden, im wesentlichen vertikal verlaufen. Dies ist erforderlich, damit
eine schnelle Durchlaßsperrwirkungsweise des Transistors 316 erreicht wird.
Wenn dies nicht der Fall wäre, würde der Transistor 316 als ein Verstärker
der Klasse »A« wirken.
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Zur Steuerung des Stromflusses durch die Ausgangswicklungen 334 und
336 sind Schalttransistoren 338 bzw. 340 vorgesehen. Wie dargestelli, umfaßt der
Schalttransistor 338 eine Emitterelektrode 342,
eine Kollektorelektrode
344 und eine Basiselektrode 346. Andererseits umfaßt der Schalttransistor
340
eine Emitterelektrode 348, eine Kollektorelektrode 350 und eine
Basiselektrode 352.
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Zur Erzielung eines Stromflusses durch die Ausgangswicklungen
334 und 336 ist eine Gleichstromquelle 354 mit den Ausgangswicklungen
334 und 336 und mit den Schalttransistoren 338 und 340 verbunden.
Im einzelnen sind die Kollektorelektrode 350 und die Emitterelektrode
348 des Schalttransistors 340 in Reihe mit der Ausgangswicklung
336
und mit dem Ausgangswiderstand 326 geschaltet, wobei die Reihenschaltung
an die Gleichstromquelle 354 angeschlossen ist. Andererseits sind die Kollektorelektrode
344 und die Emitterelektrode 342 des Schalttransistors 338 in Reihe mit der Ausgangswicklung
334 und mit dem Ausgangswiderstand 326 geschaltet, wobei diese Reihenschaltung in
gleicher Weise an die Gleichstromquelle 354 angeschlossen ist.
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Damit nun die Magnetkerne 330 und 332 an ihrem Knickpunkt
vormagnetisiert werden, sind Vormagnetisierungswicklungen 356 und 358 induktiv mit
den Magnetkernen 330 bzw. 332 verkettet. Die Energie für die Vormagnetisierungswicklungen
356 und 358 wird den Anschlüssen 360 und 360' entnommen, die mit einer geeigneten
Gleichstromquelle verbunden sind. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind
die Vormagnetisierungswicklungen 356 und 358 untereinander in Reihe geschaltet,
wobei die Reihenschaltung an die Anschlüsse 360 und 360' angeschlossen ist. Beim
Betrieb erzeugt der Stromfluß durch die Vormagnetisierungswicklungen 356 und 358
bezüglich der Magnetkerne 330 bzw. 332 magnetomotorische Kräfte, welche denjenigen
magnetomotorischen Kräften entgegenwirken, die bezüglich dieser Kerne durch den
Stromfluß in den zugeordneten Ausgangswicklungen 334 bzw. 336 erzeugt werden.
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Damit nun die Schalttransistoren 338 und 340 abwechselnd leitend gemacht
werden, so daß dadurch die Magnetkerne 330 bzw. 332 abwechselnd gesättigt werden,
ist ein Spannungstransformator 362 in passender Weise mit den Schalttransistoren
338 und 340 verbunden. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel umfaßt der Spannungstransformator
362 eine Primärwicklung 364, an der eine geeignete Wechselspannung liegt, und zwei
sekundäre Teilwicklungen 366 und 368. Die sekundäre Teilwicklung 368 ist mit der
Emitterelektrode 348 und der Basiselektrode 352 des Schalttransistors
340 derart verbunden, daß sie während jeder zweiten Halbperiode der Spannung,
die an der Primärwicklung 364 des Transformators 362 liegt, den Schalttransistor
340 leitend macht. Andererseits ist die sekundäre Teilwicklung 366 mit der Emitterelektrode
342 und der Basiselektrode 346 des Schalttransistors 338 derart verbunden, daß sie
den Transistor 338 während der an der Primärwicklung 364 des Spannungstransformators
362 liegenden anderen Halbwellen der Spannung leitend macht.
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Die Höhe des Flusses in den Magnetkernen 330 und 332 wird von der
Größe des Stromflusses durch die Steuerwicklungen 370 und 372 bestimmt, welche mit
den Magnetkernen 330 bzw. 332 induktiv verkettet sind. Wie dargestellt, sind die
Steuerwicklungen 370 und 372 miteinander in Reihe geschaltet, wobei die Reihenschaltung
an die Eingangs-Steueranschlüsse 328 und 328' angeschlossen ist. Beim Betrieb erzeugt
der Fluß durch die Steuerwicklungen 370 und 372 magnetomotorische Kräfte bezüglich
der zugeordneten Magnetkerne 330 bzw. 332, welche die magnetomotorischen Kräfte
unterstützen, die von dem Stromfluß durch die zugeordneten Ausgangswicklungen 334
bzw. 336 erzeugt werden. Die Art, in welcher der Strom durch die Steuerwicklungen
370 und 372 die Breite der periodischen Impulse steuert, die zwischen Emitterelektrode
318 und Basiselektrode
322 des Transistors 316 angelegt
werden, wird später beschrieben werden.
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Zur Verbindung zweier der Elektroden des Transistors 316 mit
dem Ausgang des Impulsbreitenmodulators 324 sind Leitungen 374 vorgesehen.
Im besonderen ist ein Ende des Ausgangswiderstandes 326
mit der Emitterelektrode
318 des Transistors 316 und das andere Ende des Ausgangswiderstandes 326 mit der
Basiselektrode 322 verbunden. Durch eine derartige Verbindung des Ausgangs des Impulsbreitenmodulators
324 mit dem Transistor 316 wird eine maximale Leistungsverstärkung
durch den Transistor 316 erreicht. Weiterhin wird durch eine derartige Verbindung
des Ausgangs des Impulsbreitenmodulators 324 mit dem Transistor 316 die Verlustleistung
innerhalb des Transistors 316 auf ein Minimum herabgesetzt.
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Damit nun die Energie, die dem Verbraucher 314
zugeführt wird,
in Übereinstimmung mit der Breite der periodischen Impulse geändert wird, die zwischen
der Emitterelektrode 318 und der Basiselektrode 322
des Transistors
316 auftreten, sind die Emitterelektrode 318 und die Kollektorelektrode
320 des Transistors 316 in Reihe mit der Gleichstromquelle
312
und dem Verbraucher 314 geschaltet. Bei der praktischen Ausführung
ist der Transistor 316 vorzugsweise vom Flächen-übergangstyp, damit ein Minimum
von Verlustleistung im Transistor erreicht wird. Die Ursache einer derartigen minimalen
Verlustleistung im Transistor 316 ist die, daß der Transistor mit dem Impulsbreitenmodulator
324 in besonderer Weise verbunden ist und nach Art eines Schalters betrieben
wird, so daß der Durchlaß-Spannungsabfall zwischen den Elektroden 318 und
320 sehr klein ist, wenn Strom durch diese Elektroden fließt, und daß der
Strom zwischen den Elektroden, wenn der Transistor 316 gesperrt ist, ebenfalls
äußerst klein ist.
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Die Wirkungsweise des in F i g. 7 dargestellten Gerätes soll nun beschrieben
werden. Wenn angenommen wird, daß die an den Anschlüssen 328 und 328' liegende Steuerspannung
die Größe Null hat, dann wird die Ausgangsspannung, die am Ausgangswiderstand
326 erscheint, ebenfalls die Größe Null haben. Der Grund dafür ist, daß der
Stromfluß durch die Vormagnetisierungswicklungen 356 und 358 die Magnetkerne
330 bzw. 332 an ihren Knickpunkt treibt, so daß daher im wesentlichen die gesamte
Spannung an den Ausgangswicklungen 334 und 336 abfällt, während sie die entsprechenden
Kerne 330 und 332
in Richtung zur Sättigung treibt. Das erste Diagramm
der F i g. 8 erläutert den Sachverhalt, daß die Ausgangsspannung des Impulsbreitenmodulators
324
den Wert Null hat, wenn die Steuergleichspannung, die an den Anschlüssen
328 und 328' liegt, den Wert Null hat.
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Wird nun angenommen, daß die an den Anschlüssen 328 und
328' liegende Steuergleichspannung auf einen vorbestimmten Wert derart gesteigert
wird, daß sie die Höhe des Flusses in den Magnetkernen 330
und 332 auf einen
vorbestimmten Punkt oberhalb des Knickpunktes verstellt, dann treten zwischen Emitterelektrode
318 und Basiselektrode 322 des Transistors 316 periodische Impulse auf, so daß dadurch
der Transistor 316 leitend gemacht wird. Wenn im besonderen die Spannung
an der sekundären Teilwicklung 368 des Transformators 362 von der dargestellten
Polarität ist, fließt ein Strom vom positiven Anschluß der Gleichstromquelle 354
durch den Ausgangswiderstand 326, die Emitterelektrode 348 und die
Kollektorelektrode 350 des Schalttransistors 340
und die Ausgangswicklung
336 zum negativen Anschluß der Gleichstromquelle 354. Ein solcher
Vorgang bewirkt die Sättigung des Magnetkerns 332.
Wenn der Magnetkern
332 sich sättigt, tritt ein Spannungsimpuls zwischen der Emitterelektrode
318 und der Basiselektrode 322 des Transistors 316 auf, der den Transistor 316 leitend
macht und daher einen Stromfluß aus der Gleichstromquelle 312 durch den Verbraucher
314 gestattet. Dieser zwischen der Emitterelektrode 318 und der Basiselektrode 322
des Transistors 316 auftretende Spannungsimpuls ist in F i g. 8 durch den Impuls
380 dargestellt.
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Während der nächsten Betriebshalbwelle, bei der das linke Ende der
sekundären Teilwicklung 366, wie dargestellt, gegenüber deren rechtem Ende positive
Polarität hat, wird der Transistor 338 leitend gemacht. Wenn der Schalttransistor
338 leitend gemacht wird, fließt ein Strom von dem positiven Anschluß der
Gleichstromquelle 354 durch den Ausgangswiderstand 326, die Emitterelektrode 342
und die Kollektorelektrode 344 des Schalttransistors 338 und die Ausgangswicklung
334 zum negativen Anschluß der Gleichstromquelle 354. Dieser Vorgang bewirkt
eine Sättigung des Magnetkernes 330. Wenn der Magnetkern 330 sich
sättigt, wird ein Spannungsimpuls zwischen der Emitterelektrode 318 und der Basiselektrode
322 des Transistors 316 erzeugt, so daß dadurch wiederum ein Stromfluß
aus der Gleichstromquelle 312 zum Verbraucher 314 bewirkt wird. Dieser letztere
Impuls, der zwischen der Emitterelektrode 318 und der Basiselektrode 322 des Transistors
316 auftritt und durch den Stromfluß in der Ausgangswicklung 334 bewirkt wird, ist
in F i g. 8 durch den Impuls 382 dargestellt. Auf diese Weise ist beim Betrieb
der durchschnittliche Stromfluß durch den Verbraucher 314 durch die Breite
der periodischen Impulse bestimmt, die zwischen der Emitterelektrode 318 und der
Basiselektrode 322 des Transistors 316 auftreten.
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Wenn der Schalttransistor 338 leitend gemacht wird, ist der Schalttransistor
340 gesperrt, da während dieser Betriebhalbwelle seine Basiselektrode
352 bezüglich seiner Emitterelektrode 348 eine positive Polarität
aufweist. Während dieser Betriebshalbwelle, in der der Schalttransistor
340 gesperrt ist, wird der Fluß im Magnetkern 332 auf einen Wert zurückgeführt,
der bestimmt ist durch die Größe der Steuergleichspannung, die an den Anschlüssen
328
und 328' liegt. Ebenso wird, wenn der Schalttransistor 338 gesperrt
ist, d. h., wenn seine Basiselektrode 346 gegenüber seiner Emitterelektrode
342 eine positive Polarität aufweist, der Fluß, in dem Magnetkern
330 auf einen Wert zurückgeführt, der bestimmt ist durch die Größe der Steuergleichspannung,
die an den Steueranschlüssen 328 und 328' liegt.
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In dem Maße, wie die Größe der an den Anschlüssen 328 und
328' liegenden Steuergleichspannung wächst, wird der Fluß in den Magnetkernen
330 und 332 auf einen höheren Wert verstellt und auf diese Weise die Breite
der Spannungsimpulse, die zwischen der Emitterelektrode 318 und der Basiselektrode
322 des Transistors 316 angelegt werden, vergrößert, so daß dadurch die Durchlaßzeit
des Transistors 316, verglichen mit seiner Sperrzeit, vergrößert wird. Hierdurch
wird wiederum der Durchschnittsbetrag des Stromes vergrößert, der durch den Verbraucher
314
fließt. Die Impulse 384 nach F i g. 8 stellen die Impulse dar, die zwischen
der Emitterelektrode 318
und der Basiselektrode 322 des Transistors
316 auftreten, wenn die an den Steueranschlüssen 328 und
328' liegende Spannung weiter vergrößert wird, wie es oben beschrieben ist.
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Wenn die an den Anschlüssen 328 und 328' liegende Steuerspannung
derart vergrößert wird, daß der Fluß in den Magnetkernen 330 und
332 bis auf seinen positiven Sättigungswert eingestellt wird, dann hat die
Ausgangsspannung des Impulsbreitenmodulators 324 ein Maximum. Dies wird durch
die Kurve 386 in F i g. 8 erläutert.
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In F i g. 9 ist die vorliegende Erfindung mit Bezug auf ein Regelsystem
dargestellt, das dazu dient, die Ausgangsspannung eines Gleichstromgenerators
390
im wesentlichen konstant zu halten. Wie dargestellt, umfaßt der Generator
390 einen Anker 392 und eine Feldwicklung 394. Zur Vereinfachung
der Beschreibung haben gleiche Komponenten der F i g. 7 und 9 dieselben Hinweiszeichen
erhalten.
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Das in F i g. 9 dargestellte Regelsystem umfaßt den Transistor
316, den Impulsbreitenmodulator 324, der die Wirkungsweise des Transistors
316 steuert, und Mittel 396 zur Erzeugung eines Abweichungssignals,
welches sich in übereinstimmung mit der Abweichung der Ausgangsspannung des Generators
390
von ihrem eingeregelten Wert ändert. Der Impulsbreitenmodulator
324 spricht auf das soeben erwähnte Abweichungssignal an und steuert die
Wirkungsweise des Transistors 316, welcher seinerseits mit dem Anker
392 des Generators 390 und mit der Feldwicklung 394 derart
verbunden ist, daß er den Stromfluß durch die Feldwicklung 394 steuert.
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Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das Abweichungssignal
zur Steuerung der Wirkungsweise des Impulsbreitenmodulators 324 dadurch erhalten,
daß die Ausgangsspannung des Generators 390 mit der Spannung verglichen wird,
die von einer Gleichspannungs-Bezugsanordnung 397 erzeugt wird. Wenn demnach
die Ausgangsspannung des Generators 390 ihren eingeregelten Wert hat, ist
der Stromfluß durch die Steuerwicklungen 370 und 372 des Impulsbreitenmodulators
324 im wesentlichen Null.
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Der in F i g. 9 dargestellte Impulsbreitenmodulator 324 ist
identisch mit dem in F i g. 7 dargestellten Impulsbreitenmodulator 324; die
Größe der an den Anschlüssen 360 und 360' liegenden Vormagnetisierungsspannung
ist jedoch eine andere. Da bei dem in F i g. 9 dargestellten Gerät eine Regelwirkung
erwünscht ist, hat die Vormagnetisierungsspannung, die an den Anschlüssen
360 und 360' liegt, eine solche Größe, daß sie die Magnetkerne
330 und 332 annähernd auf halbe Ausgangsleistung vormagnetisiert.
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Damit eine Schädigung des Transistors 316 durch eine zwischen
der Emitterelektrode 318 und der Kollektorelektrode 320 liegende überspannung
verhütet wird, ist ein Kommutierungsgleichrichter 400 parallel zur Feldwicklung
394 des Generators 390 geschaltet. Wenn der Erregerstromkreis des
Generators 390 geöffnet werden sollte, so daß eine induktive Spitze von der
Feldwicklung 394 erzeugt würde, bildet der Kommutierungsgleichrichter
400 einen Parallelweg für den Strom, so daß keine Überspannung am Transistor
316 erscheint.
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Die Wirkungsweise des in F i g. 9 dargestellten Gerätes soll nun beschrieben
werden. Wenn die Ausgangsspannung des Generators 390 auf ihrem eingeregelten
Wert ist, treten zwischen der Emitterelek trode 318 und der Basiselektrode
322 des Transistors 316 Impulse auf, die durch die Impulse
402 in F i g. 10 dargestellt sind. Diese Impulse bewirken einen Durchlaßsperrbetrieb
des Transistors 316, so daß infolgedessen ein zerhackter Strom vom positiven
Anschluß des Ankers 392 des Generators 390 durch die Feldwicklung
394, die Emitterelektrode 318 und die Kollektorelektrode
320 des Transistors 316 zum negativen Anschluß des Ankers
392 fließt. Ein derartiger Stromfluß durch die Feldwicklung 394 hält
die Ausgangsspannung des Generators 390 auf ihrem eingeregelten Wert.
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Wenn angenommen wird, daß die Ausgangsspannung des Generators
390 sich auf einen Wert oberhalb des einregulierten Wertes erhöht, dann fließt
ein Strom von der negativen Seite der Gleichspannungs-Bezugsanordnung
397 durch die Steuerwicklungen 372 und 370 des Impulsbreitenmodulators
324 zur negativen Seite des Ankers 392 des Generators 390.
Ein solcher Stromfluß durch die Steuerwicklungen 372 und 370 des Impulsbreitenmodulators
324 treibt den Flußwert in den Magnetkernen 330 und 332 auf
einen von der positiven Sättigung weiter entfernten Wert, so daß dadurch die Breite
der periodischen Impulse vermindert wird, die zwischen der Emitterelektrode
318 und der Basiselektrode 322 des Transistors 316 auftreten. Diese periodischen
Impulse sind in F i g. 10 durch die Impulse 404 dargestellt. Dadurch, daß
die Breite der periodischen Impulse, die zwischen der Emitterelektrode
318 und der Basiselektrode 322 auftreten, verringert wird, wird auch
die Durchlaßzeit des Transistors 316, verglichen mit seiner Sperrzeit, vermindert,
so daß dadurch der Durchschnittswert des durch die Feldwicklung 394 fließenden
Stromes vermindert wird und die Ausgangsspannung des Generators 390
infolgedessen
auf ihren einregulierten Wert zurückkehrt.
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Wird nun angenommen, daß die Ausgangsspannung des Generators
390 auf ihren Wert unterhalb ihres einregulierten Wertes vermindert wird,
dann fließt ein Strom von der negativen Seite des Ankers 392 des Generators 390
durch die Steuerwicklungen 370 und 372 des Impulsbreitenmodulators
324 zur negativen Seite der Gleichspannungs-Bezugsanordnung 397. Ein
solcher Stromfluß treibt den Flußwert in den Magnetkernen 330 und 332 auf einen
Wert, der der positiven Sättigung angenähert ist, so daß dadurch die Breite der
periodischen Impulse, die zwischen der Emitterelektrode 318 und der Basiselektrode
322 des Transistors 316 auftreten, vergrößert wird. Diese periodischen
Impulse sind in F i g. 10 durch die periodischen Impulse 406 dargestellt.
Wenn die Breite der periodischen Impulse, die zwischen der Emitterelektrode
318 und der Basiselektrode 322 auftreten, vergrößert wird, dann wächst
der Durchschnittswert des Stromes in der Feldwicklung 394 des Generators
390 in gleicher Weise, so daß dadurch die Ausgangsspannung des Generators
390 auf ihren einregulierten Wert zurückkehrt.
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Das Gerät nach den Lehren der vorliegenden Erfindung hat eine Anzahl
von Vorteilen. So hat z. B. durch Verwendung der Kombination des Transistors
316 und des Impulsbreitenmodulators 324 bei zweckmäßiger Schaltung
dieser Teile das Steuergerät eine verhältnismäßig hohe Ansprechgeschwindigkeit und
ein Minimum an Verlustleistung. Außerdem umfaßt
die Kombination
des Transistors 316 und des Impulsbreitenmodulators 324 nur Schaltmittel statischer
Art, welche eine relativ große Lebensdauer haben und ein Minimum an Wartung erfordern.
Weiterhin hat der Transistor 316, wenn er gemäß den F i g. 7 und 9 mit dem Impulsbreitenmodulator
324 verbunden ist, ein Maximum an Leistungsverstärkung.
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Da zahlreiche Abweichungen von den oben beschriebenen Anordnungen
und Schaltungen und verschiedene Ausführungsformen der Erfindung möglich sind, ohne
daß von ihrem Grundgedanken und ihren Zielen abgewichen wird, ist der Inhalt der
vorstehenden Beschreibung bzw. der Zeichnungen lediglich im Sinne einer Erläuterung,
nicht jedoch einer Begrenzung zu werten.