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Schaltungsanordnung zur Erzeugung kurzer Impulse abwechselnder Polarität-aus
einer mäanderförmigen Wechselspannung Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zur Erzeugung kurzer Impulse abwechselnder Polarität mit steiler Vorderflanke und
veränderbarer Phasenlage aus einer mäanderförmigen Wechselspannung.
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In Schaltungsanordnungen, die Transistoren oder gesteuerte Dioden
enthalten und als abwechselnd gesperrte oder stromleitende Schalter arbeiten, ist
es oft erforderlich, aus einer vorgegebenen Wechselspannung rechteckiger Kurvenform
kurz dauernde Impulse mit steiler Vorderflanke zu erzeugen und ihre Phasenlage bezüglich
der Rechteckspannung zu verändern. Für diesen Zweck sind Transduktorschaltungen
bekannt, in denen der Impuls durch eine rasche Änderung des magnetischen Flusses
im Transduktor erzeugt wird, wenn der den Transduktor durchfließende Strom Null
wird. Es ist ferner für diesen Zweck bekannt, einen Kondensator über eine Gasentladungsröhre,
einen Transistor od. dgl. zu entladen, oder man kann auch eine Spannungsänderung
elektrisch differenzieren und anschließend verstärken.
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Die bekannten Anordnungen besitzen jedoch verschiedene Nachteile,
z. B. ist eine Phasenverschiebung mit einfachen Mitteln nicht zu erreichen. Die
Schaltungsanordnungen sind im allgemeinen komplex, und ihr Arbeiten ist von der
Polarität der Spannung, von der ausgegangen wird, abhängig.
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Durch die Erfindung sollen diese Nachteile beseitigt und es soll eine
Schaltungsanordnung angegeben werden, die sich besonders für rechteckförmige Eingangsspannungen
eignet, die besonders einfach, zuverlässig und billig ist, ein symmetrisches Verhalten
hinsichtlich der Polarität der Eingangsspannung aufweist, eine Phasensteuerung ermöglicht
und erlaubt, eine beliebige Anzahl von Steuerkreisen auf unterschiedlichen Spannungspegeln
zu halten.
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Eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung kurzer Impulse abwechselnder
Polarität aus einer mäanderförmigen Wechselspannung ist gemäß der Erfindung dadurch
gekennzeichnet, daß die mäanderförmige Wechselspannung an einer Reihenschaltung
aus einem Schutzwiderstand und einer Transduktordrossel, die einen Magnetkern mit
rechteckförmiger Hystereseschleife enthält, liegt und daß der Transduktordrossel
ein mit einem Kondensator in Reihe geschalteter Belastungswiderstand parallel geschaltet
ist.
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Die Erfindung soll nun an Hand von nicht einschränkend auszulegenden
Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung näher erläutert werden, dabei
bedeutet F i g. 1 eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung zur Erzeugung kurz
dauernder Impulse mit steiler Vorderflanke aus einer Rechteckspannung, F i g. 2
eine theoretische Hystereseschleife für den Kern des Transduktors in F i g. 1, F
i g. 3 a den Spannungsverlauf zwischen den Eingangsklemmen der Schaltungsanordnung
der F i g. 1, F i g. 3 b den Spannungsverlauf an der Transduktorwicklung auf dem
Magnetkern der Schaltung der F i g. 1, F i g. 3 c den Verlauf der .Spannung am Arbeitswiderstand
der Schaltung der F i g. 1, F i g. 4 eine praktische Hystereseschleife für den Magnetkern
der Schaltung der F i g. 1, F i g. 5 den wirklichen Spannungsverlauf am Arbeitswiderstand
der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung, F i g. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel
der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, das Mittel zur Phaseneinstellung enthält,-F
i g. 7 eine dritte Ausführungsform der Erfindung, die besonders zur Phasensteuerung
der Impulse geeignet ist, F i g. 8 die wirkliche Hystereseschleife der Magnetkerne
der in F i g. 7 dargestellten Schaltungsanordnung und F i g. 9 den Verlauf der Differenz
zwischen dem Sättigungsfluß und dem Entmagnetisierungsfluß bei
einer
Änderung der Steuerspannung in der Schaltungsanordnung der F i g. B.
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F i g. 1 zeigt eine Schältungsanordnürig, än deren eine Eingangsklemme
1 ein Ende eines Schutzwiderstandes 5 angeschlossen ist. Der Schutzwiderstand 5
ist mit einer Wicklung eines Transduktors 6 in Reihe geschaltet, dessen Kern aus
einem Material mit rechteckförmiger Hystereseschleife 6'estelit; -z. B. aus einer
Legierung aus 50% Fe und 50 0% Ni.: :-.
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Dem Transduktor 6 sind ein Arbeitswiderstand 8 und ein mit diesem
"in Reihe geschalteter Kondensator 7 parallel geschaltet.
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Den Eingangsklemmen 1, 2 wird eine rechteckförmige Eingangsspannung
zugeführt.
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Es soll angenommen werden, daß der Zusammenhang zwischen dem Momentanwert
des magnetischen Flusses T, und dem Momentanwert des Stromes i im Transduktor 6
dem Diagramm der F i g: 2 entspricht, d. h. bei einem g,-Wert, der kleiner ist als
der Sättigungsfluß 0, ist der Strom i vernachlässigbar klein, während bei
99 = 0, der Strom einen beliebigen von Null verschiedenen Wert annehmen kann, so
daß
sind. Der Wicklungswiderstand des Transduktors 6 soll vernachlässigt werden.
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Die an die Klemmen 1, 2 angelegte Spannung v" ändert ihre Polarität
bei 11 (F i g. 3 a) von - VQ in -f- V", und der Kondensator 7 beginnt sich
über die Widerstände 5, 8 umzuladen. Die Umladung kann zum Zeitpunkt 12 (F
i g. 3 b) als vollendet angesehen werden. Nimmt man an, daß der Strom im Transduktor
6 vernachlässigbar klein ist, so wird die Spannung an den Klemmen des Kondensators
7 und des Transduktors 6 gleich der Speisespannung.
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Der Fluß im Kern steigt linear an, so daß
bis er zum Zeitpunkt 13 den Sättigungswert 0, erreicht. Von diesem Zeitpunkt an
wird die Spannung an den Klemmen des Transduktors gleich Null, da d,' = 0 und. daher
auch
= 0 wird und äz der Transduktor 6 verhält sich wie ein Kurzschluß. Der Kondensator
wird über den Transduktor 6 und den Arbeitswiderstand 8 mit einem Stromimpuls entladen,
der sofort seinen Spitzenwert 13' erreicht und dann schnell exponentiell abfällt
(F i g. 3 c).
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Die Spannung va ändert im Zeitpunkt 14 ihre Richtung und der Kondensator
7 beginnt sich mit entgegengesetzter Polarität wieder aufzuladen.
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An den Klemmen des Arbeitswiderstandes 8 treten also auf (F i g. 3
c): im Zeitpunkt 13-13' ein Hauptimpuls A und im Zeitpunkt 14-14'
ein Nebenimpuls B. Der Impuls A ist, die in F i g. 1 durch Pfeile
angedeutete Richtung als positive Richtung vorausgesetzt, gegenüber der v" -Halbwelle,
die ihn erzeugt, umgekehrt, während der Impuls B das gleiche Vorzeichen hat wie
der ihm vorangehende Impuls A.
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Mit den oben vorausgesetzten Vereinfachungen läßt sich der Phasenwinkel
a zwischen dem Nulldurchgang der Spannung v" und dem Spitzenwert des Impulses A
einfach durch die folgende Formel ausdrücken:
dabei bedeutet f die Frequenz der Eingangsspannung und 1V die Windungszahl der Transduktorwicklung:
Voraussetzung ist noch, daß die Aufladungsdauer des Kondensators 7 so kurz ist,
daß sie vernachlässigt werden kann. In der Praxis wird die Impulserzeugung dadurch
kompliziert, daß die Hystereseschleife des Transduktorkernes etwa die in F i g.
4 dargestellte Form besitzt, d. h., die Amplitude I0 ist bis zum Sättigungsfluß
annähernd konstant und hat anschließend eine leichte Neigung
und es existiert daher eine Sättigungsinduktivität
Außerdem hat der Transduktor 6 einen endlichen Widerstand. Wird dies, wie in F i
g. 5 berücksichtigt, so ist die Spannung bei Beendigung der Ladung des Kondensators
um den im Schutzwiderstand 5 durch 1o hervorgerufenen Spannungsabfall kleiner als
Va, der Hauptimpuls erreicht seinen Spitzenwert in einem gegenüber dem Zeitpunkt
13 verspäteten Zeitpunkt 13', und bei der Entladung des Kondensators 7 kann
infolge der Induktivität L, eine gedämpfte Schwingung auftreten. In diesem Falle
sinkt die Spannung v, nachdem sie im Zeitpunkt 13' ihren Spitzenwert erreicht hat,
bis zum Zeitpunkt 13" auf Null, während der Strom im Transduktor noch den
Wert il des Stromes im Schutzwiderstand 5 hat, dann ändert sie ihre Richtung und
erreicht im Zeitpunkt 13"' ein positives Maximum, wenn der Strom im Transduktor
= -10 ist und der Strom im Widerstand 8 = + (il -f- l0) ist. Vor dem Nebenimpuls
B können einige gedämpfte Schwingungen auftreten.
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Der Spitzenwert des zum Zeitpunkt 13"' auftretenden Impulses
C (Fig.5) kommt dem Betrag nach dem Spitzenwert des Hauptimpulses A um so
näher, je kleiner die Schwingungsdämpfung des aus dem Kondensator 7, der Induktivität
L, und dem Widerstand 8 gebildeten Schwingkreises ist, er kann jedoch einen Wert
nicht überschreiten, der einem Strom von il -f- 1o im Widerstand 8 entspricht. Der
Strom im Transduktor kann den Wert -l0 nicht übersteigen, ohne daß eine Entmagnetisierung
bis auf die Sättigung - 0, eintritt. Im allgemeinen wird gefordert, daß der Impuls
B eine kleinere Amplitude hat als der Impuls A, so daß diese Eigenschaft sehr nützlich
ist.
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In F i g. 6 ist eine Abwandlung der Schaltungsanordnung der F i g.
1 dargestellt, in der der Schutzwiderstand 5 an einen veränderlichen Widerstand
9 angeschlossen ist, der mit einem festen Widerstand 10 in Reihe geschaltet
ist. Die Wicklung des Transduktors 6 ist mit mindestens einer Anzapfung
20
versehen.
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Bei der in F i g. 6 dargestellten Schaltungsanordnung kann der Phasenwinkel
mittels des veränderlichen Widerstandes 9 stufenlos geändert werden. Der Betrag
der Phasenverschiebung wird jedoch dadurch begrenzt, daß sich bei einer Änderung
der Spannung vb an den Klemmen des Transduktors 6 auch die Aufladespannung des Kondensators
7 und
damit der Spitzenwert des Ausgangsimpulses A ändern. Es ist
daher die Möglichkeit vorgesehen, den Phasenwinkel mittels der Anzapfungen
20 stufenweise zu verändern.
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Durch eine geeignete Kombination beider Verstellmöglichkeiten kann
in der Praxis ein Phasenbereich zwischen 0,1,-t und ji erfaßt werden.
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F i g. 7 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, die zwei
parallel geschaltete Transduktoren 6', 6" und zwei mit den Transduktoren in Reihe
geschaltete, umgekehrt gepolte Dioden 6"', 6"" enthält. Die Einrichtung der F i
g. 7 enthält ferner zwei hintereinander geschaltete Steuerwicklungen, die auf Magnetkernen
mit rechteckförmiger Hystereseschleife liegen, die Anordnung bildet im ganzen einen
selbstsättigenden Wechselstrommagnetverstärker. Man kann natürlich auch mit einer
einzigen Steuerwicklung auskommen.
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Bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 7 kann der Phasenwinkel durch
ein elektrisches Signal verstellt werden.
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Der magnetische Fluß ändert sich in den beiden Magnetkernen abwechselnd
zwischen dem Sättigungswert 0s und einem Entmagnetisierungswert 0o, der zwischen
- 0s und -I- 0s durch das Magnetfeld verändert werden kann, das durch einen in der
Steuerwicklung fließenden Gleichstrom erzeugt wird. Der Phasenwinkel zwischen der
Polaritätsumkehr der Speisespannung und dem Erreichen des Sättigungsschlusses e),
in einem der beiden Kerne ist näherungsweise
und kann daher von Null bei 00 = 0s bis auf einen maximalen Wert bei
00 = - 0s geändert werden. Die Wirkung des Steuermagnetfeldes ist so bemessen,
daß, wenn man die Richtung des Steuerstromes 4 als positiv annimmt, sie in den Kernen
ein Magnetfeld gleicher Richtung erzeugt wie die mit der leitenden Diode in Reihe
geschaltete, stromdurchflossene Arbeitswicklung und wenn man diesen Strom von einem
negativen Wert auf Null und dann auf einen positiven Wert ändert, der Magnetisierungsfluß
00
zunächst langsam bis auf den Wert - 0s absinkt und dann rasch mit dem Strom
von - 0s bis ansteigt. Bei einer stetigen Änderung des Steuerstromes in dem angegebenen
Sinne steigt daher die Differenz Os- 00 (F i g. 9) langsam bis auf 2 0s an
und sinkt dann rasch bis auf 0s- 00 = 0 ab. In entsprechender Weise ändert
sich dann auch die Phasenverschiebung. Auf dem absteigenden Ast der Kurve ist also
0, und damit auch der Phasenwinkel a annähernd proportional dem Steuerstrom i4.
Wenn mehr als eine Steuerwicklung vorhanden sind, ist der Phasenwinkel vom resultierenden
Magnetfeld abhängig. In der Praxis ist der ausnutzbare Änderungsbereich wie folgt
eingeschränkt: unten auf einen minimalen a-Wert, der von der Resonanzfrequenz des
Schwingungskreises abhängt, der durch den Kondensator 7 und die Sättigungsinduktanz
L1 des magnetischen Verstärkers gebildet wird. a kann daher einen Minimalwert nicht
unterschreiten, der kleiner ist als etwa eine halbe Periode dieser Resonanzfrequenz.
Andererseits kann a nicht größer als n werden oder einem 0s- 00 = 2 0s entsprechenden
Wert. Durch geeignete Bemessung der Schaltungselemente kann man einen a-Änderungsbereich
zwischen am;" = 0,1 n und amax = n erreichen.