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Einrichtung zur Steuerung der Verbraucherleistung mittels Multivibratoren mit steuerbaren Halbleiterwiderständen
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dem Moment jedoch, in dem die Spannung des Punktes a nur geringfügig den Wert Null überschreitet, öffnet der Transistor 1. Dabei sinkt das Potential des Punktes c auf Null und das Potential des Punktes b auf den negativen Maximalwert der Spannung 5, so dass nunmehr der Transistor 2 geschlossen ist. Dieses wechselseitige Öffnen und Schliessen wiederholt sich dauernd etwa in der Weise, wie es in den Fig. 2a und 2b dargestellt ist.
Sind nunmehr statt der Widerstände 3 und 4 in den Stromkreis der Transistoren 1 und 2 Verbraucher eingeschaltet, deren Leistung zu steuern ist, so werden diese Verbraucher naturgemäss im Tastverhältnis des Transistors 1 bzw. 2 ein-oder ausgeschaltet. Dieses Tastverhältnis kann durch ein gemeinsames Steuerorgan veränderbar sein, so dass durch diese Veränderung des Tastverhältnisses der Mittelwert des Stromes durch die Verbraucher 3 und/oder 4 und damit deren Leistung steuerbar ist. Bei gegenseitiger Abhängigkeit der Verbraucher 3 und 4 - beispielsweise bei Anordnung der Steuer-bzw. Vormagnetisierungs- wicklungen eines Magnetverstärkers als Verbraucher im Steuerkreis der Halbleiterwiderstände - ist eine gegensinnige Veränderung des Tastverhältnisses der Halbleiter vorteilhaft.
Unter Anwendung eines einzigen Magnetverstärkers, vor allem eines Magnetverstärkers mit Selbstsättigung hat dies praktisch nur Sinn, wenn die in die Arbeitskreise geschalteten Steuerwicklungen des Magnetverstärkers diesen gegensinnig magnetisieren. Deshalb wird dem Magnetverstärker die Differenz der beiden konträren Rechteckspannungen zugeführt.
Fig. 18 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Magnetverstärkersteuerung. Dabei ist mit A ein in astabiler Kippschaltung, beispielsweise entsprechend Fig. 3 ausgeführter Amplivibrator bezeichnet.
Die Kippfrequenz kann beispielsweise 1000 Hz betragen. Es ist angenommen, dass als Halbleiterwiderstände wiederum zwei Transistoren 1 und 2 vorgesehen sind, und dass zur Steuerung eine aus einem Sammler 301 stammende Gleichspannung Ust dient. Diese ist durch ein Potentiometer 304 einstellbar und dem durch die Klemmen 305 gebildeten Steuereingang des Amplivibrators A zugeführt. Durch zwei weitere Klemmen 306 ist die Stromversorgung der Arbeitskreise der Transistoren l und 2 angedeutet. Die Arbeitskreise führen je zu zwei Ausgangsanschlüssen, die durch die Klemmen 307 bzw. 308 dargestellt sind.
An die Klemmen 307 sind zwei Steuerwicklungen 309 und an die Klemmen 308 zwei Steuerwicklungen 310 eines Magnetverstärkers angeschlossen. Dieser Magnetverstärker ist beispielsweise in sogenannter Doublerschaltung ausgeführt, d. h., seine Arbeitswicklungen 311 bilden in Reihe mit je einem Ventil 312 eine Parallelschaltung, die in die eine Zuleitung von einem Wechselstromnetz, dessen Frequenz z. B.
50 Hz betragen möge, zu einem Verbraucher 313 eingeschaltet ist. Wie durch die Pfeile J, und J2 angedeutet ist, werden die beiden Drosselspulen des Magnetverstärkers durch die Wicklungen 309 und 310 gegensinnig magnetisiert, so dass die Differenz der Spannungszeitintegrale der beiden an den Klemmen 307 bzw. 308 liegenden konträren Rechteckspannungen U1 und für die Steuerung des Magnetversärkers wirksam ist.
Fig. 19 zeigt schematisch die Steuerkennlinie des Magnetverstärkers nach Fig. 18. In Abhängigkeit von der Steuermagnetisierung zo bzw. vom Steuerstrom Is ist die Ausgangsspannung UA aufgetragen. Die Steuermagnetisierung < stellt die Differenz der beiden durch die Spannungszeitimegrr. le der Steuerspannungen U1 und U, erzeugten Magnetisierungen 0-und dar.
Ebenso kann man sagen, dass der Steuerstrom IS die Differenz aus den Strömen J1 und J2 darstellt. Fg lässt sich ohne weiteres übersehen, dass im Falle zweiei konträrer Rechteckspannungen U1 und U, deren Impulsdauer gleich der Impulspause (Tastverhältnis gleich l) ist, sich als Differenzsteuermagnetisierung des MagÍ1etverstàrkcrs der Wert Null ergibt.
In diesem Falle liegt ein Arbeitspunkt I vor. Wird nun durch Veränderung der Steuergleichspannung Ust des Amplivibrators A das Tastverhältnis der Spannung U1 vergrössert und gleichzeitig das der Spannung U2
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kehrten Falle eine positive Differenz. Im Arbeitspunkt II bei negativer Differenz ist der Magnetverstärker voll gesperrt. Im Arbeitspunkt III bei positiver Differenz dagegen voll geöffnet. Zur kontinuierlichen Aussteuerung der gesamten Magnetverstärkerkennlinie ist es daher lediglich erforderlich, die Aussteuerung des in bistabiler Kippschaltung ausgeführten Amplivibrators A durch Verstellen des Potentiometers 304 von einem Mindestwert bis zu einem Höchstwert zu verändern.
Bei den bekannten Magnetverstärkern ist es im allgemeinen zur Beherrschung des gesamten Kennlinienbereichs erforderlich, eine konstante unabhängige Vormagnetisierung vorzusehen, durch die der Arbeitspunkt aus der Lage I in die Lage II oder III gebracht wird. Durch einen weiteren entgegenwirkenden Steuerstrom, der dem gesamten Bereich zwischen n und Ill entsprechen muss, kann dann ebenfalls die gesamte Steuerkennlinie beherrscht werden. Der besondere Vorteil der Einrichtung nach der Erfindung besteht demgegenüber darin, dass eine konstante Vor-Aussteuerung des Magnetverstärkers und die dazu erforderlichen Mittel entfallen können.
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Im Gegensatz zu Vorstehendem kann es trotzdem zweckmässig sein, den Magnetverstärker mit einer
Hilfsmagnetisierung zur Einstellung des Arbeitspunktes auszurüsten. Diese Vormagnetisierung wird derart bemessen, dass der Magnetverstärkerarbeitspunkt bei entgegengesetzt gleicher Aussteuerung durch die bei- den Ausgangsspannungen U, und U, der bistabilen Kippschaltung zumindest annähernd in der Mitte des steilen Teiles der Kennlinien des Magnetverstärkers liegt. Dieser Punkt ist in Fig 19 mit IV bezeichnet.
Es kann also zusätzlich eine besondere Vormagnetisierungswicklung auf dem Magnetverstärker angebracht werden. Als Vormagnetisierungsstrom wird jedoch nur ein verhältnismässig kleiner Strom JV benötigt.
Durch eine Vormagnetisierung vorstehender Bemessung wird es ermöglicht, die Halbleiterwiderstände der astabilen Kippschaltung gleichmässig auszunutzen. Dadurch kann bei gleicher Typenleistung der Halblei- terwiderstände eine grössere Steuerleistung des Magnetverstärkers beherrscht werden.
Die Erfindung kann auch bei stromsteuernden Magnetverstärkern (ohne Selbstsättigung) verwendet werden. Auch die Schaltung des Magnetverstärkers kann an sich beliebig sein. Im Falle der Anwendung von Ventildrosseln kann beispielsweise eine Brückenschaltung verwendet werden. Es ist ausserdem gleich- gültig, ob es sich um die Steuerung eines Gleichstrom- oder eines Wechselstromverbrauchers handelt.
Die Steuerung des Tastverhältnisses der Halbleiter kann gemäss der weiteren Erfindung durcn Verän- derung der Kippspannungshöhe oder Veränderung der Steilheit des Kippspannungsanstiegs erfolgen. Die
Höhe der Kippspannung lässt sich beispielsweise durch Veränderung der zugeführten Spannung oder durch eine einstellbare Gegenspannupg steuern. Werden beispielsweise die Punkte a und/oder b der Fig. 1 über
Dioden mit dem verstellbaren Abgriff eines Spanpungsteilers verbunden, über den zu der negativen Impulsspannung in Fig. 2a bzw. 2b eine entsprechende Gegenspannung geliefert wird, so kann die Impuls- spannung keine so hohen negativen Werte annehmen.
Dadurch wird anderseits bei gleichbleibender Lade- geschwindigkeit der Kondensator 8 bzw. 9 schneller über die Spannung Null hinaus aufgeladen sein, so dass de : betreffende Halbleiterwiderstand schneller einschaltet. Beträgt beispielsweise die Kollektorspan- nung 50 V, so wird beim Öffnen des Transistors 2 die Spannung an dem Punkt a auf annähernd-50 V ab- sinken. Liegt jedoch in diesem Moment am Punkt a eine Gegenspannung von beispielsweise-25 V, so kann der negative Spannungsimpuls nur bis zur Hälfte absinken, so dass auch das Aufladen des Kondensators 8 von der Spannungsquelle 5 über den Widerstand 6 in der halben Zeit erfolgen wird.
Waren also ohne
Zufügung der Gegenspannung die beiden Transistoren 1 und 2 wechselseitig jeweils 1 ms geöffnet, und
1 ms geschlossen, so wird nunmehr der Transistor 1 nur noch 1/2 ms geschlossen bleiben und dann bereits wieder öffnen, während anderseits der Transistor 2 nur 1/2 ms geöffnet und dann bereits wieder für 1 ms geschlossen ist. Je nach der Höhe der Gegenspannung an dem Punkt a (bzw. Punkt b) kann somit die Einschaltdauer des Transistors 2 (bzw. des Transistors 1) gesteuert werden.
Eine derartige Schaltung unter Verwendung einer Gegenspannung ist für einen röhrenbestückten Mul- tivibrator bereits bekannt und beispielsweise in der brit. Patentschrift Nr. 495, 404 beschrieben. Bei dieser bekannten Schaltung sollen jedoch die Einflüsse von Streuungen der Röhrenkennlinien, insbesondere infolge Alterung der Röhren, vermieden werden. Da aus diesem Grunde die Gegenspannung für die beiden Röhren des Multivibrators den gleichen Wert aufweist, bleibt das Tastverhältnis im wesentlichen konstant und es tritt bei Änderung der Grösse der Gegenspannung lediglich eine Änderung der Impulsfrequenz auf.
Die bei dieser bekannten Schaltung erforderliche Konstanz der Impulsfrequenz wird durch entsprechende Änderung der Zeitkonstanten der Widerstands-Kapazitäts-Einheiten der beiden Röhren erreicht. Eine Steuerung der Verbraucherleistung mittels Multivibratoren durch Änderung des Tastverhältnisses findet bei dieser bekannten Schaltung nicht statt.
Wie bereits oben ausgeführt wurde, kann beispielsweise bei Anordnung der Steuer- bzw. Vormagnetisierungswicklungen eines Magnetverstärkers im Stromkreis der Halbleiter eine gegensinnige Veränderung des Tastverhältnisses vorteilhaft sein, d. h. dass die Öffnungszeiten des einen Halbleiters in gleichem Ma- sse zunehmen wie die Öffnungszeiten des andern Halbleiters abnehmen. Bei Steuerung des Tastverhältnisses durch Gegenspannungen kann eine derartige wechselseitige Aussteuerung der Halbleiter gemäss der weiteren Erfindung dadurch erreicht werden, dass die Einstellung der Gegenspannungen über einen dritten steuerbaren Halbleiter erfolgt. Ein Ausführungsbeispiel für eine derartige Steuerung ist in Fig. 3 dargestellt.
Die astabile Kippschaltung ist wie in Fig. 1 mit den gleichen Bezeichnungen dargestellt. Die Steuerung der Gegenspannungen an den Punkten a und b erfolgt durch einen Transistor 11, welcher über die Widerstände 12 und 13 an eine Hilfsgleichspannungsquelle 14 eingezeichneter Polarität angeschlossen ist.
Der Öffnungsgrad des Transistors 11 wird über eine veränderbare Hilfssteuerspannung 15 gesteuert. Emitter und Kollektor des Transistors 11 sind jeweils über eine Diode 16 bzw. 17 mit den Punkten a und b verbunden. Solange der Transistor 11 geschlossen ist, wird das Nullpotential der Spannungsquelle 14 über die
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h.tionalitätskonstante, Cg die Kapazität des Kondensators 8 und R der Wert des Widerstandes 6 ist. Entsprechend ist die Länge des Bereiches F = oc. C . R , worin R der Wert des Widerstandes 4 ist. Nunist aber-unter Berücksichtigung der Ausführungen zu Fig. 2a und 2b-zu erkennen, dass die Aussteuerung A nur in dem Bereich I-F möglich ist.
Um'eine grosse Aussteuerung zu erreichen, muss also das Verhält-
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umso grösser, je grösser der Widerstand 6 wird.
Das Verhältnis R6 : R4 ist bekanntlich abhängig von der Stromverstärkung y'des Transistors 1 bzw. 2.
Wird beispielsweise für den Transistor 1 ein solcher mit einer zehnfachen Stromverstärkung verwendet, so kann der Widerstand 6 zehnmal so gross sein wie der Widerstand 3. Dabei ergibt sich eine Aussteuerung A von etwa 201o. Es ist ohne Schwierigkeit zu erkennen, dass die Aussteuerung umso grösser wird, je grösser der Stromverstärkungsfaktor ist. Bei extrem hohen Stromverstärkungswerten kann die Aussteuerung über
90% betragen.
Die bis heute bekannten Transistortypen weisen jedoch bei einer hohen Stromverstärkung eine geringe Belastbarkeit auf. Es ergibt sich daher zur Zeit noch die Notwendigkeit, den Belastungsstromkreis mit einem Transistortyp zu steuern, der nur einen verhältnismässig geringen Stromverstärkungsfaktor aufweist.
Um dennoch eine möglichst grosse Aussteuerung zu erhalten, sind in den Fig. 8 und 9 zwei Schaltungsbeispiele dargestellt, mit deren Hilfe eine grosse Aussteuerung erreicht werden kann.
In Fig. 8 ist wiederum die normale astabile Kippschaltung mit den Transistoren 1 und 2, den Widerständen 3,4, 6 und 7, sowie den Kondensatoren 8 und 9 dargestellt. Die Aussteuerung der Transistoren 1 und 2 entsprechend Fig. 3 ist der Übersichtlichkeit halber in dieser Figur nicht mit eingezeichnet.
Für die Transistoren 1 und 2 seien beispielsweise n-p-n-Transistoren verwendet, mit einem Stromverstärkungsfaktor in basisgeerdeter Schaltung y & l, d. h. einem Stromverstärkungsfaktor in emittergeerdeter Schaltung, wie sie hier dargestellt ist, vony'M oc. Während in der Schaltung 3 die Last, beispielsweise die Vormagnetisierungswicklungen eines Magnetverstärkers, an Stelle der Widerstände 3 und 4 in den Stromkreis der Transistoren 1 und 2 eingeschaltet wurden, wird nunmehr-da die Transistoren mit den hohen Stromverstärkungswerten nur gering belastbar sind-die Last 23 und 24 in den Stromkreis weiterer Transistoren 21 und 22 gelegt, die in diesem Fall als p-n-p-Transistoren ausgebildet sind und einen geringen Stromverstärkungsfaktor in emittergeerdeter Schaltung,
aber dafür eine grosse Strombelastbarkeit aufweisen. Die Steuerung dieser Transistoren 21,22 erfolgt in Abhängigkeit vom Öffnen oder Schliessen der Transistoren 1 und 2, so dass auch die Lasten 23 und 24 in Abhängigkeit von den Transistoren 1 und 2 geschaltet werden, wobei nunmehr die günstigere Aussteuerung dem Schalten der Last zugute kommt.
Eine Verbesserung der Aussteuerung lässt sich noch dadurch erreichen, dass für die Transistoren 21 und 22 eine "Abschaltsperre" eingefügt wird, wie sie beispielsweise in Fig. 8a dargestellt ist. Bei der Schaltung nach Fig. 8 werden zwar die Transistoren 21 und 22 bis zu einem Basisstrom Ib = Null ausgesteuert. Es ist jedoch zweckmässig, wenn die Basis eine entsprechend bemessene Vorspannung erhält, die beispielsweise für p-n-p-Transistoren grösser als Null und dementsprechend für n-p-n-Transistorenkleiner als Null zu wählen ist. Zu diesem Zweck werden die Enden der Transistoren 21 und 22 an die Spannungsquelle 5 und die Basis der Transistoren 21,22 an eine Spannungsquelle 51 etwas höheren'Potentials angeschlossen.
Dabei sind hochohmige Widerstände 56,57 vorzusehen, die vermeiden, dass der Strom zu den Transistoren 1 und 2 über die Widerstände 3 und 4 statt von der Spannungsquelle 5 von der Spannungsquel- le 51 geliefert wird. Eine entsprechend abgeänderte Abschaltsperre lässt sich auch bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 9 verwenden, bei dem eine Erhöhung des Stromverstärkungsfaktors durch eine Vorverstärkung erreicht wird.
Diese Anordnung nach Fig. 9 hat gegenüber derjenigen nach Fig. 8 den Vorteil, dass für alle vier Transistoren die gleiche Type verwendet werden kann. Die Bezeichnungen sind die gleichen wie in Fig. 8 ; jedoch bilden in diesem Fall, wie in Fig. 3, die Widerstände 3 und 4 die Lastwiderstände. Die Steuerung der Transistoren 1 und 2 erfolgt über die Transistoren 31 und 32 mit den entsprechenden Kollek- torwiderständen 33 und 34.
Wird in diesem Ausführungsbeispiel für alle vier Transistoren die gleiche Type verwendet, so ergibt sich bei einer beispielsweise zehnfachen Stromverstärkung der Transistoren ein
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ren 31 und 32 so ausgesteuert werden können, dass infolge geringeren Kollektorstromes der Stromverstärkungsfaktor sich erhöhen kann und damit auch das Verhältnis t grösser wird, so ist deutlich zu erkennen,
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Höhe der Spannung 5 abhängig.
Erfolgt beispielsweise die Speisuiig der Transistoren 1 und 2 von getrelmten Spannungsquellen (wie in Fig. 12 dargestellt), deren Höhe veränderbar ist, so werden sich auch die Kondensatoren 8 und 9 auf unterschiedliche Spannungshöhen aufladen und somit beim Öffnen des betreffenden Transistors die negativen Spannungsspitzen unterschiedlich sein. Ist beispielsweise das Potential der Spannungsquelle 5a niedriger als dasjenige der Spannungsquelle 5b, so wird sich bei geschlossenem Transistor 1 der Kondensator 9 auf eine niedrigere Spannung aufladen. als der Kondensator 8 bei geschlossenem Transistor 2 ; d. h. aber. dass beim Öffnen des Transistors 1 der negative Spannungsstoss des Kondensators 9 niedriger ist, als derjenige des Kondensators 8 beim Öffnen des Transistors 2.
Damit wird aber auch die Entladezeit, d. h. die Zeit, bis zu der das negative Potential der Punkte a bzw. b wieder auf Null angestiegen ist, für den Punktb geringer sein als diejenige für den Punkt a. Der Transistor 2 wird also eine kürzere Zeit schliessen als der Transistor 1.
Um nun eine einwandfreie Gegentaktsteuerung zu erhalten, ist es erforderlich, die Spannungsquellen 5a und 5b im Gegensinn zu steuern. Eine einfache Steuerungsmöglichkeit ergibt sich wieder durch Verwendung von Spannungsteilern mit Hilfe steuerbarer Widerstände, z. B. magnetfeldabhängiger Widerstände oder Transistoren, wie es in Fig. 13 dargestellt ist. Die Bezeichnungen der normalen Kippschaltung sind wie vorstehend beibehalten. Die Spannung 5 wird über zwei Spannungsteiler mit den Widerständen 91., 92 bzw. 93,94 geführt. Davon seien die Widerstände 92 und 94 steuerbar, in diesem Fall Transistoren. Wird die Aussteuerung des Transistors 92 durch die Steuerspannung 15 verändert, beispielsweise der Transistor weiter geschlossen, so steigt das Potential am Punkte m.
Gleichzeitig soll aber das Potential am Punkte n fallen, d. h., der Transistor 94 soll weiter öffnen.
Da die Steuerspannung des Transistors 94 jedoch abhängig ist von der Höhe des Potentials am Punkte m. wird erreicht, dass mit steigendem Potential an m der Transitor 94 mehr öffnet und mit fallendem Potential mehr schliesst, d. h., mit steigendem Potential m fällt das Potential n bzw. umgekehrt.
Erfolgte bisher die Steuerung des Tastverhältnisses durch Veränderung der Kippspannungshöhe, so ist gemäss der weiteren Erfindung eine Steuerung des Tastverhähnisses auch durch Veränderung des Kippspannungsanstiegs möglich, d. h. durch Steuerung der Entladungsgeschwindigkeit der Kondensatoren 8 und 9.
Ein entsprechendes Schaltungsbeispiel hiefür zeigt Fig. 14. Auch hier ist die normale Kippschaltung mit den Transistoren 1 und 2, den Verbraucherwiderständen 3 und 4, den Basiswiderständen 6 und 7 und den Kondensatoren 8 und 9 dargestellt. Die Steuerung der Entladungsgeschwindigkeit kann nun dadurch erreicht weiden, dass die Basiswiderstände 6 und 7 veränderbar ausgebildet sind, beispielsweise als gesteuerte, magnetfeldabhängige Widerstände oder, wie in dem Ausführungsbeispiel der Fig. 14 dargestellt, als steuerbare Transistoren. Die Steuerung erfolgt nun durch mehr oder weniger starkes Öffnen der Transistoren 6 und 7, also durch Steuerung ihrer Basen A und B.
Gemäss der weiteren Erfindung kann die Steuerung des Tastverhältnisses der Halbleiter in Abhängigkeit von einer elektrischen Grösse beliebigen zeitlichen Verlaufes erfolgen. Damit ist es möglich, die Erfindung zur Verstärkung beispielsweise von Tonfrequenzschwingungen zu verwenden, wie dies in den Fig. 15-17 an verschiedenen Beispielen dargestellt ist.
Fig. 15 entspricht im wesentlichen der Fig. 3. Auch in diesem Ausführungsbeispiel werden die die Verbraucherleistung steuernden Transistoren mit 1 und 2, die Kollektorwiderstände mit 3 und 4, die Kollektorspannung mit 5 und die Basiswiderstände mit 6 und 7 bezeichnet. Die Steuerung des Tastverhältnisses der Transistoren 1 und 2 erfolgt wiederum durch einen Transistor 11, welcher über die Widerstände 12 und 13 an eine Hilfsgleichspannungsquelle 14 angeschlossen ist, deren Potential wiederum von höchstens doppelter Grösse aber entgegengesetzter Polarität der Spannungsquelle 5 ist. Emitter und Kollektor des Transistors 11 sind jeweils über eine Diode 16 bzw. 17 mit den Basen der Transistoren 1 und 2 verbunden.
18 ist eine Hilfsgleichspannungsquelle, deren Potential etwa der Grösse der Spannungsquelle 5 entspricht.
Die Steuerung'des Transistors 11 erfolgt durch eine Steuerspannung 15, welche entsprechend ihrer Höhe den Transistor 11 mehr oder weniger stark öffnet. Je weiter der Transistor 11 geöffnet ist, desto höher ist das Potential am Kollektor dieses Transistors, so dass der Transistor 2 umso länger geschlossen, der Transistor 1 umso länger geöffnet bleibt. In Abhängigkeit von der Grösse der Spannungsquelle 15 werden also die öffnungs-und Schliesszeiten der Transistoren 1 und 2 und damit die Längen der in den Widerständen 3 und 4 fliessenden Stromimpulse so gesteuert, dass mit zunehmender Länge der Impulse im Widerstand 4 die Länge der Impulse im Widerstand 3 abklingt oder umgekehrt.
Wird nun für die Steuerspannung 15 eine Spannungsquelle beliebigen zeitlichen Verlaufs verwendet, so schwankt entsprechend obigen Ausführungen die Länge der Stromimpulse in den Widerständen 3 und 4 entsprechend dem zeitlichen Verlauf der Steuerspannung 15. Man erhält also eine an sich bekannte Im-
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pulslängenmodulation. Eine derartige Anordnung kann u. a. zur Verstärkung von Tonfrequenzen verwendet werden. In diesem Fall kann an Stelle der Widerstände 3 und/oder 4 bzw. in Reihe zu diesen Wider- ständen in den Kollektorkreis der Transistoren 1 und 2 die Wicklung 20 eines Lautsprechers geschaltet sein.
Dieser Lautsprecher wird dann von Impulsen erregt, deren Tastverhältnis entsprechend der Frequenz der Spannung 15, der Modulationsfrequenz, schwankt.
Bei der vorbeschriebenen Anordnung wird der Transistor 11 von der Steuerspannung Null heraus mit
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der negativen Halbwelle nicht gesteuert werden können. Man erhält also nur in der positiven Halbwelle der Wechselspannung 15 eine Modulation der Stromimpulse in den Widerständen 3 und 4 und damit an der Lautsprecherwicklung 20 die überlagerte Modulationsfrequenz in einer Form, wie sie sich etwa bei Verwendung eines Einweggleichrichters ergeben würde. Um eine Modulation mit der positiven und negativen Halbwelle der Wechselspannung 15 zu erhalten, kann der Transistor 11 z. B. durch eine entspre- chende Gleichvorspannung auf einenArbeitspunkt gelegt werden, der etwa in der Mitte der Kennlinie dieses Transistors liegt, so dass der Transistor 11 bei Steuerspannung Null halb geöffnet ist.
In dem Fall kann der Transistor mit wachsenden positiven Steuerspannungen stärker geöffnet und mit wachsendennegativen Steuerspannungen weiter geschlossen werden. Man erhält also eine Aussteuerung sowohl in positiver als auch in negativer Richtung. Im Kollektorkreis der Transistoren 1 und 2, also in den Widerständen 3 und 4, erhält man dann Stromimpulse, die mit einer Spannung moduliert sind, welche sich aus einem Gleichspannungsanteil-hervorgerufen durch die Gleichvorspannung des Transistors U-und der ihr überlagerten Modulationsfrequenz der Wechselspannung 15 zusammensetzt.
Zur Kompensation der Gleichspannungskomponente kann die Lautsprecherwicklung statt in den Kollektorkreis an die Kollektorpotentiale der beiden Transistoren geschaltet sein, wie dies in der Fig. 15 durch die Lautsprecherwicklung 20a angedeutet ist. Man erhält dann in der Lautsprecherwicklung die reine Modulationsfrequenz ohne Gleichspannungskomponente.
Eine andere Möglichkeit zur Kompensation der Gleichspannungskomponente ist in denFig. 16 und 17 dargestellt. Bei der Ausführungsform der Fig. 16 dient zur Erzeugung der Vorspannung eine Spannungquelle 21. Im Kollektorstromkreis des Transistors 2 ist die Primärwicklung 22a eines Transformators 22 angeordnet. Die den Lautsprecher 23 speisende Sekundärwicklung dieses Transformators, welche gegebenenfalls zugleich die Erregerwicklung des Lautsprechers sein kann, ist mit 22 b bezeichnet.
Der Transformator ist mit einer zusätzlichen Kompensationswicklung 22 c versehen, durch die ein an dem Widerstand 24 einstellbarer Kompensationsstrom fliesst, welcher proportional dem von der Spannungsquelle 21 gelieferten Vorstrom einstellbar ist und die Rückmagnetisierung des Transformators und damit die Kompensation des Gleichspannungsanteils bewirkt, Ausserdem kann durch den Transformator in an sich bekannter Weise eine günstige Anpassung des Lautsprechers erreicht werden.
Eine andere Möglichkeit zur Kompensation der Gleichspannungskomponente ergibt sich durch zwei im Gegentakt arbeitende Steuereinrichtungen entsprechend Fig. 17. Dabei ist die Erregerwicklung 30 des Lautsprechers 23 mit je einem Kollektorstromkreis in der dargestellten Weise induktiv verbunden. In diesem Fall silld die beiden Steuertransistoren 11a und llb so angeschlossen, dass der eine während der negativen, der andere während der positiven Halbwelle der Modulationsfrequenz geschlossen ist. Infolgedessen werden die Kippzeiten beispielsweise der Transistoren la und 2a von der positiven Halbwelle der Modulationsfrequenz gesteuert, die Kippzeiten der Transistoren 1b und 2b von der negativen Halbwelle.
Da die Erregerwicklung 30 des Lautsprechers 23 über die Primärwicklungen 22al und22a, mit je einem Kollektorstromkreis induktiv verbunden ist, wird der Lautsprecher von beiden Halbwellen der Modulationsfrequenz beeinflusst.
Schliesslich ergibt sich zur Kompensation der Gleichstromkomponente noch die Möglichkeit, die Erregerwicklung des Lautsprechers über einen Impulsumsetzer zu speisen, der die Gleichstromimpulse in Wechselstromimpulse umwandelt. Ein derartiger Impulsumsetzer kann beispielsweise aus einem Transformator bestehen, dessen Primärwicklung mit einer Mittelanzapfung versehen ist und bei dem eine geeignete Steuereinrichtung die Impulse wechselweise an die eine oder andere Wicklungshälfte anschliesst. Je nach der Art der verwendeten Schaltung kann statt des beschriebenen Impulslängen-Modulationsverfahrens auch ein Impulslagen-Modulationsverfahren verwendet werden. Desgleichen können sowohl die modulierten Impulse eines der beiden Transistoren 1 und 2 zur Steuerung des Verbrauchers verwendet werden, als auch die Impulse beider Transistoren gemeinsam.
In jedem Fall wird der Mittelwert der Impulsspannung oder des Impulsstromes entsprechend der Modulationsfrequenz schwanken.
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Es ist vorteilhaft, die Impulsfolgefrequenz-d. h. also beispielsweise die Zeit vom Einschaltaugenblick des Transistors 1 bis zum nächsten Einschaltaugenblick des Transistors 1 - der Transistoren l und 2 oberhalb des für menschliche Ohren wahrnehmbaren Frequenzbereiches zu wählen, beispielsweise oberhalb 25 kHz. In dem Fall vernimmt man aus dem Lautsprecher nur die Modulationsfrequenz, d. h. also die den Transistor 11 steuernde Tonfrequenz. Bei andern Modulationsfrequenzen wird es vorteilhaft sein, die Impulsfolgefrequenz der Transistoren 1 und 2 so zu wählen, dass sie grösser ist als die höchste Komponente einer Fourierzerlegung der zu verstärkenden Grösse.
PATENT ANSPRÜCHE :
1. Einrichtung zur Steuerung der Verbraucherleistung mittels Multivibratoren mit steuerbaren Halbleiterwiderständen, insbesondere Transistoren, durch Änderung des Verhältnisses der Durchlass-zur Sperr- zeit (Tastverhältnis) der Halbleiter, dadurch gekennzeichnet, dass die steuernden Halbleiter in einer Kippschaltung nach Art eines astabilen Multivibrators liegen und die Aufladezeit der Speicherglieder durch Anlegen einer zusätzlichen Steuerspannung an die Halbleiterwiderstände veränderbar ist.