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Schaltungsanordnung zur längenrichtigen Wiedergabe von Impulsen mit
flacher An- und Abstiegsflanke und schwankendem Pegel Bei der Übertragung von Telegrafiezeichen
im Verfahren der Amplitudenmodulation werden empfangsseitig die ankommenden Zeichen
durch Filter geleitet. Am Ausgang dieser Eingangsschaltung erscheinen deswegen trapez-
bis sinusförmig verformte Telegrafiesignale. Aus den so verformten Impulsen sollen
wieder »rechteckförmige« Telegrafiezeichen geschaffen werden, die die ursprünglichen
Telegrafiezeichen, auch bei größeren, insbesondere schnellen Pegeländerungen unverzerrt,
d. h. längenrichtig wiedergeben. Die Erfindung bezieht sich demnach auf eine Schaltungsanordnung
zur längenrichtigen Wiedergabe von Impulsen, die aus amplitudenmodulierten Signalen,
insbesondere Telegrafieimpulsen, abgeleitet sind und einen schwankenden Pegel aufweisen.
Zur Lösung der oben beschriebenen Aufgabe sind bisher Relais verwendet worden, die
entweder durch eine Schaltung mit Röhren gesteuert werden oder eine Haltewicklung
aufweisen. Bei dieser letzten Ausführungsform ist die Halteerregung durch einen
der Eingangsspannung entnommenen Überwert, der über Laufzeitglieder, z. B. aus Spulen
und Kondensatoren, wirksam wird, steuerbar. Diese Schaltungen mit Relais haben den
Nachteil, daß die Relaiskontakte einer Abnutzung unterliegen und z. B. nach 108
Schaltungen gewartet werden müssen. Bei durchschnittlich zehn Impulsen pro Sekunde
und 24stündigem Betrieb ist dies bereits nach 120 Tagen der Fall. Aufgabe der Erfindung
ist es, einen Umsetzer der eingangs beschriebenen Wirkungsweise zu schaffen, der
diesen Nachteil vermeidet, zudem billiger zu erstellen ist und dessen bauliche Größe
einem Telegrafenrelais entspricht.
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Dies wird dadurch erreicht, daß ein Ausgangsschalter an die Signalquelle
über eine erste Spannungsschwelle und über einen Vorwiderstand angeschaltet ist,
der über die Serienschaltung eines Kondensators und einer für positive und negative
Spannungen wirksamen weiteren Spannungsschwelle überbrückt ist und die Schleusenspannung
der ersten Spannungsschwelle des Ausgangsschalters etwa gleich der Summe der Schleusenspannungen
der weiteren Spannungsschwelle des Kondensators ist. Dieser Umsetzer kommt an baulichem
Aufwand mit einem oder mehreren Transistoren als Ausgangsschalter, mit mehreren
Dioden als Spannungsschwelle, mit einigen Widerständen und einem Kondensator aus.
Dieser Aufwand ist gegenüber den bisher verwendeten Relais samt Laufzeitglieder
(in der Induktivität steuerbare und deswegen teure Spulen) bzw. Röhrenschaltung
gering; darüber hinaus weist die Schaltung noch funktionelle Vorteile auf, wie kurze
Reaktionszeit auf Pegelsprünge, kurze Signallaufzeit und für gleiche Regelbereiche
geringere Verzerrungen. Bei dem bisherigen Umsetzer mit Relais tritt nämlich eine
einseitige Verzerrung zum Einfachstromausgang auf, verursacht durch die Umschlagszeit
des Relais.
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Die Erfindung ist an Hand der Zeichnung diskutiert. Dabei zeigt F
i g. 1 einen Einfachstrom-Einfachstrom-Umsetzer mit einem Transistor als Ausgangsschalter,
F i g. 2 einen Umsetzer mit zwei Transistoren als Ausgangsschalter, F i g. 3 ein
Spannungszeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise dieser Umsetzer, F i g.
4 eine Variante des Schaltungsaufbaus gemäß F i g. 1, F i g. 5 einen Einfachstrom-Doppelstrom-Umsetzer.
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Die Eingangsklemmen der Schaltung (F i g. 1) sind mit P 1 und P2,
die Ausgangsklemmen mit P 5 und P 6 bezeichnet. Die Eingangsklemmen sind durch einen
Widerstand R 2 miteinander verbunden, der, wie später noch erläutert wird, für eine
kleine Zeitkonstante eines Lade- bzw. Entladevorganges an einem Kondensator C
1 sorgt und zur Empfindlichkeitseinstellung der Schaltung veränderbar sein
kann. Der als Schalter betriebene Transistor Tr 1 ist mit seiner Basis über
einen Widerstand R l, dessen Widerstandswert größer ist als der des Widerstandes
R 2, mit der Eingangsklemme P2 für negative Spannungswerte verbunden. Der Widerstand
R 1 ist durch die Parallelschaltung eines Kondensators C 1 und zweier antiparallel
geschalteter Dioden D 2 und D 3
überbrückt. Eine Diode Dl, in
Richtung des positiven Signalstromfiusses gepolt, ist mit dem Emitter des Transistors
Tr 1 verbunden, während eine weitere Diode D4, die in Gegenrichtung
des Signalstromflusses
gepolt ist, den Punkt P 3 mit dem Punkt
P1 verbindet. Der Spannungswert U4, verursacht durch den Ansprechwert der Diode
D 4, entspricht in seiner Größe etwa dem Spannungsabfall des leitenden Transistors
Trl und sollte möglichst gering sein, d. h., die Funktion der Diode D4 besteht nicht
darin, eine Spannungsschwelle zu bilden, sondern darin, ein Richtleiter zu sein.
Demgegenüber ist die Funktion der übrigen Dioden die von Spannungsschwellen. Dabei
ist die Summe der Schleusenspannungen U2 und U3 der Dioden D2
und D
3 etwa gleich der Summe der Schleusenspannungen Utr und U1 des Transistors Trl und
der Diode D 1. Da die Schleusenspannung des Transistors Tr 1 sehr klein gegen
die der Dioden D 1 bis D 3 ist, kann sein Wert unberücksichtigt bleiben.
Die noch nicht bezeichnete Klemme des Kondensators C1 führt die Bezeichnung P4.
Die Funktion der Schaltung ist folgende: Eine zum Zeitpunkt t 0 sich zwischen
den Punkten P2 und P1 aufbauende Signalspannung U21 (F i g. 3) überschreitet
zum Zeitpunkt t 1 die Schleusenspannung U 1 der Diode D 1
und
steuert den Transistor Trl leitend (Strom la im Ausgangskreis). Während bei
weiter ansteigender Signalspannung U21 die Spannung U31 zwischen den Punkten P 3
und P 1 konstant bleibt, erhöht sich die Spannung U32 zwischen den Punkten P3 und
P2. Vermindert um die Schleusenspannung U2 der Diode D2, folgt die Spannung U42
am Kondensator C 1 der Spannung U 32 am Widerstand R 1. Der Kondensator C1 wird
nunmehr bis zur Zeit t3 mit kleiner Zeitkonstante, die sich aus den entsprechenden
Werten des Widerstandes R 2 und des Kondensators C 1 bestimmt; geladen. Kleine Zeitkonstante
bedeutet hier, daß die Spannung U42 dem Anstieg der Eingangsspannung U21 ohne wesentliche
Verzögerung folgt. Bis zur Zeit t4 bleibt die Eingangsspannung U21 und damit die
Spannung am Widerstand R 1 und am Kondensator C 1 konstant. Nach dem
Zeitpunkt t4 wird die Eingangsspannung U21 wieder kleiner. Dem folgt die Spannung
U32 am Widerstand R 1, während der Kondensator C 1 durch die inzwischen sperrende
Diode D 2 auf seinem Spannungswert bleibt. Zum Zeitpunkt t5 ist die Spannungsabsenkung
am Widerstand R 1 so groß geworden wie die Summe der Schleusenspannungen
U2 und U 3 der Dioden D 2 und D3. Nunmehr kann sich der Kondensator
C 1 über die Diode D 3 und dem Widerstand R 1 entladen, und zwar mit einer
Zeitkonstante, die groß ist gegenüber der Abfallzeit des Impulses U21. Das verhindert
ein weiteres schnelles Absinken der Spannung U32 am Widerstand R1. Die Spannung
U32 ändert sich also vom Zeitpunkt t5 ab nur sehr langsam. Demgegenüber vermindert
sich die Spannung U31 als Differenzspannung der Spannungen U21 und U32 rasch, so
daß die Schleusenspannung U1 der Diode D1 unterschritten wird und der Transistor
Trl sperrt. Der Strom la im Ausgangskreis verschwindet. Der so erhaltene
Einfachstromimpuls la hat dann die richtige Zeichendauer, wenn die Summe
der Schleusenspannungen U 2 und U 3 der Dioden D
2 und D 3
etwa gleich der Schleusenspannung U1 der Diode D 1
ist. Der Grund, warum man bei der Bemessungsvorschrift der Dioden D 1 bis
D 3 die Schleusenspannung des Transistors Tr 1 vernachlässigen kann,
liegt darin, daß diese klein ist und sich dadurch folgender Effekt etwa aufhebt:
Die Spannung U32 bleibt zwischen den Zeitpunkten t 5 und t 6 nicht konstant, so
daß der Spannungsabfall der Spannung U31 zwischen den Zeitpunkten t5 und t6 nicht
dasselbeMaß erreicht wie der Spannungsanstieg zwischen den Zeitpunkten t0 und t1;
daraus folgt, daß die Umschlagszeit des Transistors Tr 1 beim Undurchlässigwerden
etwas größer ist als beim Leitendwerden. Durch das Vorverlegen des Zeitpunktes t5,
erreichbar wie eben beschrieben, kann diese Verzögerung ausgeglichen werden. Nach
dem Zeitpunkt t6 ist die Eingangsspannung U21 kleiner als die Spannung U32. Dadurch
wird die Diode D4 durchlässig, und der Kondensator C 1 wird zusätzlich über die
Dioden D3, D 4 und über den Widerstand R 2 entladen, und zwar
mit einer Zeitkonstante, die klein ist gegen die Abfallzeit des Impulses U21. Die
durch die Schleusenspannung U3 der Diode D3 verbleibende Restspannung am Kondensator
C 1 hat keine störende Wirkung auf den beschriebenen Funktionsablauf. Bei schwankendem
Eingangspegel werden die beiden Flanken des Impulses U21 steiler bzw. flacher, dadurch
verschieben sich die Zeitpunkte t 1 und t 5 bezüglich der Zeitpunkte t 0 und t 4
nach links bzw. rechts; die Impulsdauer des Impulses la bleibt jedoch erhalten.
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Der Aufbau der Schaltung nach F i g. 2 entspricht dem der F i g. 1,
es sind jedoch zwei Schalttransistoren Tr2 und Tr3 an Stelle des einen Schalttransistors
Tr 1 vorgesehen, und eine Zenerdiode D 5 verhindert,
daß vom Ausgangskreis eine unzulässig hohe Spannung an die Transistoren Tr2 und
Tr3 gelangt. Die Transistoren Tr3 und Tr2 sind eingangsseitig hintereinander und
ausgangsseitig parallel geschaltet, so daß der Schaltstrom la mit einem kleinen
Steuerstrom erzielt werden kann. Außerdem wird damit eine gute Rechteckförmigkeit
des Ausgangsimpulses I a erzielt. Die Widerstände R3, R4, R 5 begrenzen
den maximalen Schaltstrom der Transistoren Tr2 und Tr3. Gegen zu hohe Strombelastung
wird die Zenerdiode D 5 durch den Widerstand R 4 geschützt. Durch
die Schleusenspannung U 1 der Diode D 1
wird nicht nur der Ansprechwert
des elektronischen Schalters festgelegt, es wird auch der Basis-Emitter-Kreis des
Transistors Tr2 hochohmig. Dadurch wird der Sperrstrom des Transistors Tr2 so verringert,
daß der Transistor Tr3 sicher nichtleitend bleibt. Der Widerstand R 6 macht den
Basis-Emitter-Kreis des Transistors Tr3 im Sperrzustand niederohmig, es fließt somit
der wesentliche Anteil des Sperrstromes dieses Transistors Tr3 über den Widerstand
R6 und nicht über den Emitter. Der Kondensator C2 dient zur Glättung der Einfachstromimpulse
im Ausgangskreis. An Stelle des Widerstandes R 2 oder zusätzlich parallel hierzu
kann ein Heißleiter HL verwendet werden, der bewirkt, daß der Schaltung eine
langsame Amplitudenregelung überlagert wird, wodurch zu große Eingangspegel für
die Funktion der längenrichtigen Wiedergabe der Impulse auf günstige Werte verkleinert
werden.
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F i g. 4 zeigt eine Schaltungsvariante der F i g. 1. Im Gegensatz
zu den gerade behandelten Ausführungsbeispielen der Erfindung ist hier allein der
Transistor Tr 4 durch die Diode D 4 überbrückt. Da es für die Funktion
der erfindungsgemäßen Schaltung auf die Summe der Schleusenspannungen U2 und U 3
der Dioden D 2 und D 3 ankommt, können diese durch eine Zenerdiode
D 6 ersetzt werden; ebenso kann an Stelle der Diode D 1 eine Zenerdiode
D
7 verwendet werden, wenn eine besonders scharfe Ansprechgrenze der Schaltung erzielt
werden soll. Die Funktion der Schaltung ist die gleiche wie bereits beschrieben.
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F i g. 5 zeigt einen Einfachstrom-Doppelstrom-Umsetzer. Zusätzlich
zum Aufwand der Schaltung nach F i g. 9. ist in die Schaltung eine Kippstufe einbezogen,
bestehend aus den beiden Transistoren Tr 5
und Tr 6 und den Widerständen
R 10 bis R 13. Die Schleusenspannung U 1 wird durch die Summe der Schleusenspannungen
der Dioden D 1 und D 11 gebildet, die möglichst kleine Schleusenspannung
U4 wird durch die Schleusenspannung der Diode D 4 und den Spannungsabfall des leitenden
Transistors Ts6 gebildet. Der Transistor Tr5 wird wie der Transistor Tr1 der Fig.
1 geschaltet, der Transistor Tr6 nimmt jeweils den entgegengesetzten Schaltzustand
zum Transistor Tr5 ein. Die zusätzliche Diode D11 hat die Aufgabe, der Schaltung
eine solche Unsymmetrie zu geben, daß beim Einschalten der Betriebsspannung (zur
Vereinfachung der Zeichnung ist der Schalter der eingezeichneten Batterie B nicht
dargestellt) der Transistor Tr 6 und nicht der Transistor Tr
5 leitend wird. Damit nimmt die Kippstufe eine Anfangsstellung ein, die dem
Betriebsfall: Eingangsspannung U21= 0 entspricht. Es geht darum der erste Eingangsimpuls
nicht für die weitere Auswertung verloren. Die Funktion der Schaltung ist an Hand
der bisherigen Ausführungen und der F i g. 3 ohne weiteres bis ins einzelne verständlich.
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Im Rahmen der Erfindung können Spannungsschwellen auch mit einer Brückenschaltung
aus Dioden und gegebenenfalls Zenerdioden realisiert werden, es können dazu auch
Varistoren hergenommen werden, ebenfalls ist es möglich, andere Schalter als Transistoren
zu verwenden.