DE112018007553B4

DE112018007553B4 - Radareinrichtung

Info

Publication number: DE112018007553B4
Application number: DE112018007553.2T
Authority: DE
Inventors: Koji Tsutsumi; Tatsuya Hagiwara; Mitsuhiro Shimozawa
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2018-06-07
Filing date: 2018-06-07
Publication date: 2022-06-15
Anticipated expiration: 2038-06-08
Also published as: US11841457B2; JP6749523B2; DE112018007553T5; JPWO2019234900A1; CN112204421A; CN112204421B; US20210109193A1; WO2019234900A1

Abstract

Radareinrichtung (150), umfassend:
ein Übertragungsmodul (100a), umfassend eine erste Signalquelle (2a), um ein Übertragungs-Chirp-Signal zu erzeugen, das mit einem Referenzsignal synchronisiert ist;
ein Empfangsmodul (100b), umfassend eine zweite Signalquelle (2b), um ein Empfangs-Chirp-Signal zu erzeugen, das mit dem Referenzsignal synchronisiert ist, wobei das Empfangsmodul eine reflektierte Welle des von dem Übertragungsmodul emittierten Übertragungs-Chirp-Signals empfängt und das empfangene Empfangssignal mit dem Empfangs-Chirp-Signal mischt; und
eine Signalverarbeitungseinheit (8), um ein Ziel zu erfassen auf Grundlage eines Schwebungssignals, das durch das Mischen durch das Empfangsmodul erzeugt ist, wobei
die Signalverarbeitungseinheit zumindest eine von der ersten Signalquelle oder der zweiten Signalquelle steuert, um eine Frequenzdifferenz zwischen dem Übertragungs-Chirp-Signal und dem Empfangs-Chirp-Signal konstant zu halten, und eine Änderung einer Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul und dem Empfangsmodul korrigiert, unter Verwendung einer Phase eines Signals einer direkten Welle von dem Übertragungsmodul zu dem Empfangsmodul.

Description

Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Radareinrichtung, die ein Ziel, d.h. ein Zielobjekt, erfasst.
Hintergrund
Eine Radareinrichtung emittiert eine Funkwelle von einer Übertragungsantenne und verarbeitet die von dem Ziel reflektierte Welle, die von einer Empfangsantenne empfangen wird, um die Distanz zu und die relative Geschwindigkeit des Ziels zu messen. Beispielsweise verwendet ein fahrzeuginternes Radar ein Chirp-Signal als ein Übertragungssignal, wandelt das Empfangssignal unter Verwendung eines lokalen Signals mit einer gleichen Frequenz wie die Frequenz des Übertragungssignals herunter, um ein Schwebungssignal zu erhalten, und misst dann die Distanz zu dem Ziel auf Grundlage des Schwebungssignals.
In dieser Hinsicht erhöht die Verwendung einer Vielzahl von Übertragungsantennen und einer Vielzahl von Empfangsantennen oder die Verwendung einer Vielzahl von Transceiverantennen zum Übertragen/Empfangen von Signalen die äquivalente Aperturgröße der Gruppe von Antennen, was wiederum die Winkelauflösung bei der Erfassung eines Ziels erhöhen kann. Um dies zu erreichen, ist es notwendig, eine bekannte Phasendifferenz zwischen empfangenen Funkwellen an den jeweiligen Antennen bereitzustellen, und die Phasendifferenz muss korrigiert werden, wenn eine Änderung der Phasendifferenz aufgrund von Fertigungstoleranzen, Alterung oder einer Temperaturänderung auftritt.
Für eine Übertragungsantenne und eine Empfangsantenne, die weit voneinander entfernt sind, können verschiedene Signalquellen als die Übertragungssignalquelle und die lokale Empfangssignalquelle genutzt werden. Ein Hauptproblem bei der Verwendung unterschiedlicher Signalquellen besteht darin, eine Änderung der Ausgangsphasendifferenz zwischen den Signalquellen zu verhindern. In der nachstehenden Patentliteratur 1 wird beispielsweise offengelegt, dass eine Radareinrichtung, die eine Vielzahl von Antennen nutzt, ein Verfahren zur Erfassung der Phasendifferenz zwischen Antennen durchführt, wobei eine von dem Ziel reflektierte Welle genutzt wird. Patentliteratur 2 offenbart eine multistatische Sensoranordnung für eine Entfernungsmessung zu einem Objekt die eine Sende- und eine Empfangseinheit aufweist, welche jeweils einen Hochfrequenzoszillator und einen Pulsgenerator aufweisen, wobei die Pulsgeneratoren mit Taktsignalen aus Signalgeneratoren einspeisbar sind. Die Taktsignale sind dabei über einen gemeinsamen Datenbus an die Sende- und die Empfangseinheit übertragbar, wodurch ein deterministisches Phasenverhältnis der Hochfrequenzsignale aus den Hochfrequenzoszillatoren erzeugbar ist.
Patentliteratur 3 offenbart einen Radarsensor mit einem lokalen Oszillator zur Erzeugung eines Sendesignals, einer Sende- und Empfangseinrichtung mit direkter Kopplung zwischen einem Sendepfad und einem Empfangspfad, einem Mischer zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals durch Mischen eines Teils des Sendesignals mit einem im Empfangspfad empfangenen Signal, einer Auswerteeinrichtung zur Auswertung des Zwischenfrequenzsignals, und einer Selbsttesteinrichtung, wobei die Selbsttesteinrichtung dazu ausgebildet ist, in den Mischer anstelle des Teils des Sendesignals ein Testsignal einzuspeisen, das gegenüber dem Sendesignal um einen festen Betrag frequenzverschoben ist.
Liste der Veröffentlichungen
Patentliteratur

Patentliteratur 1: Offengelegte japanische Patentanmeldung JP 2006-10404 A
Patentliteratur 2: DE 102 52 091 A1
Patentliteratur 3: DE 10 2010 002 759 A1

Kurzfassung
Technisches Problem
Das oben beschriebene Verfahren der Patentliteratur 1 nutzt eine von dem Ziel reflektierte Welle und stellt somit ein Problem der hohen Einschränkung der während des Betriebs durchgeführten Korrektur dar. Dementsprechend ist es wünschenswert, eine Phasendifferenz zwischen Antennen zu korrigieren, ohne eine reflektierte Welle zu nutzen.
Die vorliegende Erfindung wurde unter Berücksichtigung des Vorstehenden gemacht, und es ist ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung, eine Radareinrichtung bereitzustellen, die eine Phasendifferenz zwischen Antennen ohne Nutzung einer reflektierten Welle korrigieren kann.
Lösung des Problems
Um das Problem und die vorstehend erläuterte Aufgabe zu lösen, umfasst eine Radareinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung: Ein Übertragungsmodul, aufweisend eine erste Signalquelle, um ein Übertragungs-Chirp-Signal zu erzeugen, das mit einem Referenzsignal synchronisiert ist. Die Radareinrichtung umfasst ferner ein Empfangsmodul, aufweisend eine zweite Signalquelle, um ein Empfangs-Chirp-Signal zu erzeugen, das mit dem Referenzsignal synchronisiert ist, wobei das Empfangsmodul eine reflektierte Welle des von dem Übertragungsmodul emittierten Übertragungs-Chirp-Signals empfängt und das empfangene Empfangssignal mit dem Empfangs-Chirp-Signal mischt. Die Radareinrichtung umfasst ferner eine Signalverarbeitungseinheit, um ein Ziel zu erfassen auf Grundlage eines Schwebungssignals, das durch Mischen durch das Empfangsmodul erzeugt wird. Die Signalverarbeitungseinheit steuert zumindest eine von der ersten Signalquelle oder der zweiten Signalquelle, um eine Frequenzdifferenz zwischen dem Übertragungs-Chirp-Signal und dem Empfangs-Chirp-Signal konstant zu halten. Die Signalverarbeitungseinheit korrigiert eine Änderung einer Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul und dem Empfangsmodul, unter Verwendung einer Phase eines Signals einer direkten Welle von dem Übertragungsmodul zu dem Empfangsmodul.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Eine Radareinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung stellt den Vorteil bereit, eine Phasendifferenz zwischen Antennen ohne Nutzung einer reflektierten Welle zu korrigieren.
Figurenliste

1 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispielkonfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform darstellt.
2 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die zeitliche Änderungswellenformen von Ausgängen der jeweiligen RF-Signalquellen darstellen, die in 1 dargestellt sind.
3 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die zeitliche Änderungswellenformen von Ausgängen der jeweiligen RF-Signalquellen in einer zweiten Ausführungsform darstellen.
4 ist eine Gruppe von Diagrammen zum Beschreiben eines Vorteils der Radareinrichtung in der zweiten Ausführungsform.
5 ist eine Blockdiagramm, das eine Beispielkonfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform darstellt.
6 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die zeitliche Änderungswellenformen von Ausgängen der jeweiligen RF-Signalquellen darstellen, die in 5 dargestellt sind.
7 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die zeitliche Änderungswellenformen von Ausgängen der jeweiligen RF-Signalquellen in einer vierten Ausführungsform darstellen.
8 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die zeitliche Änderungswellenformen von Ausgängen der jeweiligen RF-Signalquellen in einer fünften Ausführungsform darstellen.
9 ist ein Zeitdiagram, das zeitliche Änderungswellenformen von Ausgängen der jeweiligen RF-Signalquellen in einer sechsten Ausführungsform darstellt.
10 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für eine Hardware-Konfiguration darstellt, welche die Funktionalität der Signalverarbeitungseinheit in jeder von der ersten bis sechsten Ausführungsform implementiert.
11 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Beispiel für eine Hardware-Konfiguration darstellt, um die Funktionalität der Signalverarbeitungseinheit in jeder von der ersten bis sechsten Ausführungsform zu implementieren.

Beschreibung von Ausführungsformen
Nachfolgend wird eine Radareinrichtung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im Detail unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert. Es ist zu beachten, dass diese Ausführungsformen den Umfang der vorliegenden Erfindung nicht beschränken sollen.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispielkonfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform darstellt. Eine Radareinrichtung 150 gemäß der ersten Ausführungsbeispiel, wie in 1 dargestellt, umfasst eine Referenzsignalquelle 1, ein Übertragungsmodul 100a, zwei Empfangsmodule 100b und 100c und eine Signalverarbeitungseinheit 8. Es ist zu beachten, dass beispielhaft ein einzelnes Übertragungsmodul vorgesehen ist, und dass mehrere Übertragungsmodule vorgesehen sein können. Die zwei Empfangsmodule sind ebenfalls beispielhaft vorgesehen, und es können ein oder drei oder mehr Empfangsmodule vorgesehen sein.
Die Referenzsignalquelle 1 ist eine Schaltung zum Erzeugen eines Taktsignals, das als ein Referenzsignal für das Übertragungsmodul 100a, das Empfangsmodul 100b und das Empfangsmodul 100c dient, um in Synchronisation miteinander zu arbeiten. Das durch die Referenzsignalquelle 1 erzeugte Taktsignal wird auf das Übertragungsmodul 100a und die Empfangsmodule 100b und 100c verteilt.
Das Übertragungsmodul 100a ist ein Modul, das ein Übertragungssignal überträgt. Das Übertragungsmodul 100 umfasst eine Funkfrequenz-(RF)-Signalquelle 2a und eine Übertragungsantenne 3. Die Funkfrequenz (RF)-Signalquelle 2a, die eine erste Signalquelle ist, erzeugt ein Signal, das mit dem von der Referenzsignalquelle 1 ausgegebenen Taktsignal synchronisiert ist. Die Übertragungsantenne 3 emittiert das Übertragungssignal in den Raum.
Die Empfangsmodule 100b und 100c sind jeweils ein Modul, das von einem Ziel 50 eine reflektierte Welle des in den Raum emittierten Übertragungssignals empfängt. Es ist zu beachten, dass bei Vorhandensein von direkten Wellen von dem Übertragungsmodul 100a zu den Empfangsmodulen 100b und 100c, wie in 1 dargestellt, auch die Empfangsmodule 100b und 100c diese direkten Wellen empfangen und die Verarbeitung wie unten erläutert durchführen.
Das Empfangsmodul 100b umfasst eine RF-Signalquelle 2b, eine Empfangsantenne 4a, einen Mischer 5a, einen Tiefpassfilter (LPF) 6a und einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 7a. Die RF-Signalquelle 2b ist eine zweite Signalquelle. Das Empfangsmodul 100c umfasst eine RF-Signalquelle 2c, eine Empfangsantenne 4b, einen Mischer 5b, einen LPF 6b und einen ADC 7b. Die RF-Signalquelle 2c ist eine zweite Signalquelle.
Die RF-Signalquellen 2b und 2c erzeugen jeweils ein lokales Empfangssignal (LO-Signal), das mit dem von der Referenzsignalquelle 1 ausgegebenen Taktsignal synchronisiert ist. Die Empfangsantennen 4a und 4b empfangen jeweils eine direkte Welle von dem Übertragungsmodul 100a und eine reflektierte Welle von dem Ziel 50. Die Mischer 5a und 5b mischen die über die Empfangsantennen 4a und 4b empfangenen Empfangssignale mit den jeweiligen LO-Empfangssignalen, um dadurch Schwebungssignale zu erzeugen, die jeweils die Frequenzdifferenz zwischen dem entsprechenden Empfangssignal und dem entsprechenden LO-Empfangssignal aufweisen. Der LPF 6a lässt nur eine niederfrequente Komponente des Ausgangs des Mischers 5a hindurchpassieren. Der ADC 7a führt eine Abtastungsoperation in Synchronisation mit der Referenzsignalquelle 1 durch, um den Ausgang des LPF 6a in ein digitales Signal umzuwandeln. Zudem lässt der LPF 6b lässt nur eine niederfrequente Komponente des Ausgangs des Mischers 5b hindurchpassieren. Der ADC 7b führt eine Abtastungsoperation in Synchronisation mit der Referenzsignalquelle 1 durch, um den Ausgang des LPF 6b in ein digitales Signal umzuwandeln.
Die Signalverarbeitungseinheit 8 steuert Parameter eines Signals, das von jeder der RF-Signalquellen 2a, 2b und 2c erzeugt wird. Die Signalverarbeitungseinheit 8 führt Signalverarbeitung der durch die Analog-Digital-Wandlung in den ADCs 7a und 7b erzeugten Signale durch. Es ist zu beachten, dass sich der Begriff „Parameter“, wie er hier verwendet wird, auf ein Element zur Bestimmung der Wellenform eines Chirp-Signals und des Ausgangszeitpunkts des Chirp-Signals bezieht. Beispiele für diesen Parameter sind ein Anfangswert der Winkelfrequenz bei Beginn der Chirp-Operation, die Verzögerungszeit gegenüber einer Referenzzeit und eine Steigung des Chirp-Signals.
Für den normalen Betrieb der Radareirichtung 150 ist es zum Beispiel notwendig, eine bekannte Beziehung zwischen der Phase des von der Übertragungsantenne 3 emittierten Übertragungssignals und der Phase des LO-Empfangssignals zur Nutzung bei der Abwärtswandlung des von der Empfangsantenne 4a empfangenen Empfangssignals bereitzustellen. Ein solches LO-Übertragungssignal und Empfangssignal wird jeweils durch eine Schaltung erzeugt, die zum Beispiel aus einer Phasenregelschleife (Phase-Locked Loop = PLL) gebildet ist. In der PLL variiert die Phasenbeziehung zwischen dem Eingangsreferenzsignal und dem RF-Ausgangssignal in Abhängigkeit von der Temperatur und/oder dergleichen. Es ist daher notwendig, die Phasendifferenz zwischen der Phase des Übertragungssignals und der Phase des LO-Empfangssignals zu überwachen. In ähnlicher Weise ist es auch notwendig, die Phasendifferenz zwischen der RF-Signalquelle 2a und der RF-Signalquelle 2c zu überwachen. Die vorliegende Ausführungsform stellt ein Kalibrierungsverfahren zum Identifizieren der Phasenbeziehung der Signale zwischen dem Übertragungsmodul und dem Empfangsmodul bereit.
Ein Betrieb der Radareinrichtung 150 gemäß der ersten Ausführungsform wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die 1 und 2 beschrieben.
2 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die die zeitlichen Änderungswellenformen der Ausgänge der jeweiligen RF-Signalquellen 2a und 2b darstellen, die in 1 dargestellt sind.
Der obere Abschnitt von 2 veranschaulicht die Signalwellenform eines von der RF-Signalquelle 2a ausgegebenen Signals unter Verwendung einer durchgezogenen Linie. Wie in 1 dargestellt, ist der Ausgang der RF-Signalquelle 2a das von der Übertragungsantenne 3 ausgegebene Übertragungssignal. Darüber hinaus wird im unteren Abschnitt von 2 die Signalwellenform eines von der RF-Signalquelle 2b ausgegebenen Signals anhand einer gestrichelten Linie dargestellt. Wie in 1 dargestellt, ist der Ausgang der RF-Signalquelle 2b das in den Mischer 5a eingegebene LO-Empfangssignal. Das durch die RF-Signalquelle 2a erzeugte Signal und das durch die RF-Signalquelle 2b erzeugte LO-Empfangssignal sind jeweils, wie in 2 dargestellt, ein frequenzmoduliertes Chirp-Signal. Das heißt, das die RF-Signalquelle 2a erzeugt ein Übertragungs-Chirp-Signal, und die RF-Signalquelle 2b erzeugt ein Empfangs-Chirp-Signal, das als das LO-Empfangssignal genutzt wird.
Das von dem Übertragungsmodul 100a ausgegebene Chirp-Signal hat eine Frequenz, die von einer Frequenz fo über einen Zeitraums von der Zeit t0 bis zu der Zeit t2 linear ansteigt und dann zu der Zeit 2 wieder zu der Anfangsfrequenz fo zurückkehrt. Der Zeitraum von der Zeit t0 bis zu der Zeit t2 ist ein Zyklus. Ähnlich ändert sich die Frequenz auch für den nächsten Zyklus, d.h. für den Zeitraum von der Zeit t2 bis zu der Zeit t3. Dieses Änderungsmuster wird nach der Zeit t3 weiter wiederholt. Die Wellenform eines Chirp-Signals über den einen Zyklus wird gegebenenfalls als „Chirp-Impuls“ bezeichnet.
Von den nacheinander übertragenen Chirp-Impulsen wird der Chirp-Impuls für den ersten Zyklus, d.h. dem Zeitraum von der Zeit t0 bis zu der Zeit t2, zur Kalibrierung des Empfangssignals, d.h. zur Korrektur der Änderung der Phasendifferenz des Empfangssignals, genutzt. Darüber hinaus werden die Chirp-Impulse in dem zweiten und in späteren Zyklen, d.h. nach der Zeit t2, für die normale Messung, das heißt für die Erfassung des Zieles 50, genutzt. In diesem Sinne wird der Zeitraum von der Zeit t0 bis zu der Zeit t2 hier als „Kalibrierungszeitraum“ bezeichnet, und der zweite und spätere Zyklen werden hier zusammen als „normaler Messungszeitraum“ bezeichnet.
Wie oben beschrieben, wird in der ersten Ausführungsform der Zeitraum für den Verarbeitungszeitraum durch die Signalverarbeitungseinheit 8 unterteilt in einen „Kalibrierungszeitraum“ zur Korrektur der Änderung der Phasendifferenz und einen „normalen Messungszeitraum“ zur Erfassung des Ziels, das heißt zur Messung der Distanz zu und der relativen Geschwindigkeit des Ziels. Es ist zu beachten, dass, obwohl 2 den normalen Messungszeitraum in zwei Zyklen darstellt, sich der normale Messungszeitraum mehrere Zyklen fortsetzen kann. In ähnlicher Weise kann sich der „Kalibrierungszeitraum“ mehrere Zyklen und nicht nur einen Zyklus fortsetzen.
Bezüglich der Chirp-Signale während des Kalibrierungszeitraums, wie in 2 dargestellt, verzögert sich die Zeit t1, zu der das LO-Empfangssignal Frequenzänderung startet, um T₂, hinter der Zeit t0, zu der das Übertragungssignal die Frequenzänderung startet. Das heißt, es gibt einen Zeitversatz von T₂ zwischen dem Zeitpunkt der Ausgabe des Chirp-Signals von der RF-Signalquelle 2a und dem Zeitpunkt der Ausgabe des Chirp-Signals von der RF-Signalquelle 2b. Zum Beispiel wird das als Referenzsignal dienende Taktsignal von der Referenzsignalquelle 1 um eine Periodendauer verzögert, die ein ganzzahliges Vielfaches der Periodendauer dieses Taktsignals ist, um dadurch diesen Zeitversatz zu erhalten. Eine solche verzögernde Operation von T₂ bewirkt eine Frequenzdifferenz zwischen dem Empfangssignal und dem LO-Empfangssignal, die in dem Mischer 5a des Empfangsmoduls 100b gemischt werden. Dadurch ist die Signalverarbeitungseinheit 8 in der Lage, eine direkte Welle mit hoher Genauigkeit zu erfassen.
Als nächstes wird die Bedeutung dieser „verzögernden Operation“ anhand einiger mathematischer Formeln beschrieben. Zunächst soll v₁(t) das von der RF-Signalquelle 2a ausgegebene und von der Übertragungsantenne 3 emittierte Signal bezeichnen. Das Signal v₁(t) kann durch die folgende Formel ausgedrückt sein.
[Formel 1] $V_{1} (t) = sin [{ω_{0} \frac{β}{2} + (t - τ_{1})} (t - τ_{1})]$
In der obigen Formel (1) steht ω₀ für die Winkelfrequenz zu Beginn der Chirp-Operation, β steht für die Steigung des Chirp-Signals und τ₁ steht für die Verzögerungszeit vom der Zeit der Ausgabe der Referenzsignalquelle 1 bis das Signal v₁(t) von der Übertragungsantenne 3 emittiert wird.
Zusätzlich soll v₂(t) das Signal bezeichnen, das durch die RF-Signalquelle 2b erzeugt ist und in den Mischer 5a eingegeben ist. Das Signal v₂(t) kann durch die folgende Formel ausgedrückt sein.
[Formel 2] $V_{2} (t) = sin [{ω_{0} \frac{β}{2} + (t - τ_{2} - T_{2})} (t - τ_{2} - T_{2})]$
In der obigen Formel (2) stellt T₂ die Verzögerungszeit von dem Zeitpunkt der Ausgabe der Referenzsignalquelle 1 bis zur Eingabe des Signals v2(t) in den Mischer 5a dar. Die Verzögerungszeit T₂, die absichtlich in der RF-Signalquelle 2b erzeugt wird, ergibt sich indessen nicht aus einer Variation der RF-Signalquelle 2b. Die durch Variationen der RF-Signalquelle 2a und der RF-Signalquelle 2b verursachte Phasendifferenz entspricht einer Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₂. Daher ermöglicht die Beobachtung des Änderungsbetrags der Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₂ die Bestimmung, ob die Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul 100a und dem Empfangsmodul 100b korrigiert werden soll oder nicht. Eine Formel zum Erhalten der Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₂ wird nachstehend abgeleitet.
Zunächst soll v_2rx(t) das Signal bezeichnen, das von der Übertragungsantenne 3 emittiert wird und direkt von der Empfangsantenne 4a empfangen wird. Das Signal v_2rx(t) kann durch die folgende Formel ausgedrückt sein.
[Formel 3] $\begin{array}{l} V_{2 rx} (t) = V_{1} (t + t_{d 21}) =sin [{ω_{0} \frac{β}{2} (t - τ_{1} - t_{d 21})} (t - τ_{1} - \\ t_{d 21})] \end{array}$
In der obigen Formel (3) stellt t_d21 die Ausbreitungsverzögerungszeit von der Übertragungsantenne 3 zu der Empfangsantenne 4a dar.
Zusätzlich sollv_2mix(t) das Empfangs-Schwebungssignal bezeichnen, das durch den Mischer 5a abwärtsgewandelt wurde und den LPF 6a passiert hat. Das Empfangs-Schwebungssignal v_2mix(t) kann durch die folgende Formel ausgedrückt sein.
[Formel 4] $\begin{array}{l} V_{2 mix} (t) = cos [β (- τ_{1} - t_{d21} + τ_{2} + T_{2}) t + {ω_{0} - \frac{β}{2} (τ_{1} - t_{d21} + \\ τ_{2} + T_{2}} (- τ_{1} - t_{d21} + τ_{2} + T_{2})] \end{array}$
Aus der obigen Formel (4) kann die Phase Φ_2adc des Signals nach der Analog-Digital-Wandlung im ADC 7a durch die folgende Formel ausgedrückt sein.
[Formel 5] $\begin{array}{l} ϕ_{2 adc} = [{ω_{0} - \frac{β}{2} (τ_{1} + t_{d21} + τ_{2} + T_{2})} (- τ_{1} - t_{d21} + τ_{2} + T_{2}) \\ ≅ ω_{0} (- τ_{1} + τ_{2} + T_{2} - t_{d21}) \end{array}$
Unter der Annahme, dass ω₀, T₂ und t_d21 in der obigen Formel (5) jeweils einen bekannten oder nicht-variablen Wert haben, zeigt die obige Formel (5), dass die Phase Φ_2adc beobachtet wird, um dadurch den Änderungsbetrag der Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₂ zu erhalten. Es ist zu beachten, dass, wenn der Änderungsbetrag der Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₂ erhalten wird, die Phasendifferenz zwischen dem Ausgang der RF-Signalquelle 2a und dem Ausgang der RF-Signalquelle 2b auf Grundlane dieses Änderungsbetrages korrigiert werden kann. Die Änderung der Phasendifferenz kann durch die Verarbeitung durch die Signalverarbeitungseinheit 8 korrigiert werden.
Darüber hinaus kann die Phasendifferenz zwischen dem Ausgang der RF-Signalquelle 2a des Übertragungsmoduls 100a und dem Ausgang der RF-Signalquelle 2c des Empfangsmoduls 100c durch Beobachtung des Änderungsbetrags der Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₃ mit einer ähnlichen Technik korrigiert werden. Es ist zu beachten, dass τ₃ die Verzögerungszeit von dem Zeitpunkt der Ausgabe der Referenzsignalquelle 1 bis zu der Eingabe des von der RF-Signalquelle 2c ausgegebenen Signals in den Mischer 5b darstellt.
Durch die vorstehende Verarbeitung kann die Phasendifferenz zwischen dem Ausgang der Übertragungssignalquelle und dem Ausgang der LO-Empfangssignalquelle identifiziert werden, um dadurch die Phasendifferenz auch dann zu korrigieren, wenn zum Beispiel verschiedene Signalquellen, nämlich die Übertragungssignalquelle und die LO-Empfangssignalquelle, verwendet werden, da die Übertragungsantenne und die Empfangsantenne weit voneinander entfernt sind. Eine solche Korrektur kann eine Phasendifferenzänderung aufgrund von Fertigungstoleranzen, Alterung, Temperaturänderung oder dergleichen berücksichtigen.
Es ist zu beachten, dass 2 ein Beispiel darstellt, bei dem der Ausgang der RF-Signalquelle 2b hinter dem Ausgang der RF-Signalquelle 2a verzögert ist, aber die Beziehung zwischen beiden nicht von Bedeutung ist, solange die Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₂ beobachtet werden kann. Somit kann im Gegensatz zu dem Beispiel in 2 der Ausgang der RF-Signalquelle 2a hinter dem Ausgang der RF-Signalquelle 2b verzögert sein, das heißt die Verzögerungszeit T₂ kann einen negativen Wert haben. Ein ähnliches Konzept gilt auch für die Kombination der RF-Signalquelle 2a und der RF-Signalquelle 2c.
Darüber hinaus kann eine Verzögerungszeit T₃ des durch die RF-Signalquelle 2c erzeugten Signals entweder den gleichen Wert wie der Wert der Verzögerungszeit T₂ oder einen anderen Wert haben. Tatsächlich kann die Verzögerungszeit T₃ auf Grundlage der Beziehung zwischen der Position der Empfangsantenne 4a des Empfangsmoduls 100b und der Position der Empfangsantenne 4b des Empfangsmoduls 100c gewählt sein. Konkret wird die Verzögerungszeit T₃ vorzugsweise so gewählt, dass die Schwebungsfrequenz nach der Abwärtswandlung im Mischer 5a des Empfangsmoduls 100b und die Schwebungsfrequenz nach der Abwärtswandlung im Mischer 5b des Empfangsmoduls 100c annähernd die gleichen Werte haben.
Die Auswahl einer solchen Verzögerungszeit T₃ ermöglicht eine Anpassung der Signalverarbeitungsparameter zwischen dem Empfangsmodul 100b und dem Empfangsmodul 100c. Dadurch kann ein durch Messungsvariation zwischen dem Empfangsmodul 100b und dem Empfangsmodul 100c verursachter Fehler reduziert werden. In der Beispielkonfiguration von 1 ist eine Distanz zwischen der Übertragungsantenne 3 und der Empfangsantenne 4b größer als eine Distanz zwischen der Übertragungsantenne 3 und der Empfangsantenne 4a. Somit ist die Verzögerungszeit T₃, die so gewählt, dass die Schwebungsfrequenzen der jeweiligen Empfangsmodule 100b und 100c annähernd die gleichen Werte haben, ein Wert kleiner als der Wert der Verzögerungszeit T₂.
Gemäß der Radareinrichtung 150 der ersten Ausführungsform, wie oben beschrieben, wird zumindest eine von der RF-Signalquelle 2a, der RF-Signalquelle 2b und der RF-Signalquelle 2c durch Verarbeitung durch die Signalverarbeitungseinheit 8 gesteuert, so dass das durch die RF-Signalquelle 2a erzeugte Signal und die innerhalb der jeweiligen RF-Signalquellen 2b und 2c erzeugten LO-Empfangssignale zu ihren zueinander versetzten Zeitpunkten ausgegeben werden. Dadurch kann die Phasendifferenz zwischen Antennen, das heißt zwischen der Übertragungsantenne und einer Empfangsantenne, ohne Nutzung einer reflektierten Welle korrigiert werden.
Zweite Ausführungsform
Eine Radareinrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform wird als nächstes unter Bezugnahme auf die Zeichnungen der 3 und 4 beschrieben. 3 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die die zeitlichen Änderungswellenformen der Ausgänge der RF-Signalquellen 2a und 2b in der zweiten Ausführungsform darstellen. 4 ist eine Gruppe von Diagrammen zum Beschreiben eines Vorteils der Radareinrichtung in der zweiten Ausführungsform. Es ist zu beachten, dass die Funktionalität der Radareinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform in einer Konfiguration implementiert sein kann, die identisch mit oder ähnlich der Konfiguration der ersten Ausführungsform ist, die in 1 dargestellt ist.
Die Signalwellenformen gemäß der zweiten Ausführungsform, dargestellt in 3, unterscheiden sich von den Signalwellenformen der ersten Ausführungsform, gezeigt in 2, in dem Ausgang der RF-Signalquelle 2b. Konkret, wie im unteren Abschnitt von 3 dargestellt, besteht der Unterschied darin, dass alle Chirp-Impulse im Ausgang der RF-Signalquelle 2b hinter dem Ausgang der RF-Signalquelle 2a verzögert sind. Das heißt, der Zeitpunkt, zu dem das LO-Empfangssignal von der RF-Signalquelle 2b ausgegeben wird, ist versetzt, um um die Verzögerungszeit T₂ von dem Zeitpunkt verzögert zu sein, zu dem das Übertragungssignal von der RF-Signalquelle 2a ausgegeben wird. Für die Signalverarbeitung in der zweiten Ausführungsform behalten also das Übertragungssignal und das LO-Empfangssignal die gleiche Beziehung zueinander, im Gegensatz zur ersten Ausführungsform, in der die Beziehung von Chirp-Impuls zu Chirp-Impuls variiert. So ermöglicht die zweite Ausführungsform die ständige Überwachung und Korrektur der Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul 100a und dem Empfangsmodul 100b während der Durchführung normaler Messung über den gesamten Zeitraum der Verarbeitung durch die Signalverarbeitungseinheit 8, ohne den Kalibrierungszeitraum und den normalen Messungszeitraum getrennt bereitzustellen.
Bezüglich der Radareinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform empfängt die Empfangsantenne 4a das Empfangssignal, das die direkte Welle von der Übertragungsantenne 3 zu der Empfangsantenne 4a ist, zur Berechnung der Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul 100a und dem Empfangsmodul 100b. Die Empfangsantenne 4a empfängt das Empfangssignal, das die von dem Ziel 50 reflektierte Welle ist, die die Radareinrichtung misst. Diese zwei unterschiedlichen Empfangssignale haben nach der Abwärtswandlung zu einer gleichen Messungszeit zueinander unterschiedliche Frequenzen. Dementsprechend werden das Empfangssignal, das die direkte Welle ist, und das Empfangssignal, das die von dem Ziel 50 reflektierte Welle ist, durch Verarbeitung durch die Signalverarbeitungseinheit 8 voneinander getrennt, wodurch es möglich ist, die Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul 100a und dem Empfangsmodul 100b gleichzeitig mit der Erfassung des Ziels zu überwachen.
Die Technik der zweiten Ausführungsform hat den Vorteil, dass die Empfangsempfindlichkeit steigt. Der linke Abschnitt von 4 zeigt Spektren der jeweiligen Empfangs-Schwebungssignale, bei denen die Chirp-Signale, die das Übertragungssignal und das LO-Empfangssignal sind, zu dem gleichen Zeitpunkt (T₂=0) ausgegeben werden. Der rechte Abschnitt von 4 zeigt Spektren, bei denen die Chirp-Signale, die das Übertragungssignal und das LO-Empfangssignal sind, zu zueinander versetzten Zeitpunkten (T₂<0) ausgegeben werden. In diesen Graphen stellen die durchgezogenen Linien die direkte Welle und die von dem Ziel 50 reflektierte Welle dar, und die gestrichelte Linie stellt die Alias-Komponente von Phasenrauschen ab 0 [Hz] dar.
Das Empfangssignal der direkten Welle von der Übertragungsantenne 3 zu der Empfangsantenne 4a hat, wie in 4 dargestellt, eine niedrige Frequenz ähnlich der Frequenz eines Gleichstroms. Als ein Ergebnis überlappt das Empfangssignal die Alias-Komponente von Phasenrauschen ab 0 [Hz] und verschlechtert dadurch das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR). Wenn dagegen die Zeitpunkte, zu denen das Übertragungssignal und das LO-Empfangssignal ausgegeben werden, wie bei der zweiten Ausführungsform zueinander versetzt sind, haben die Empfangsschwebungssignale der direkten Welle und der reflektierten Welle von dem Ziel 50 höhere Frequenzen. Als ein Ergebnis wird die Wirkung der Alias-Komponente von 0 [Hz] reduziert und damit das SNR erhöht. Dies ist vorteilhaft für die Verbesserung der Empfangsempfindlichkeit im Vergleich dazu wenn T₂=0.
Dritte Ausführungsform
5 ist eine Blockdiagramm, das eine Beispielkonfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform darstellt. Eine Radareinrichtung 150A gemäß der dritten Ausführungsform ist eingerichtet, im Gegensatz zu der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform, die in 1 dargestellt ist, zwei Transceivermodule 101b und 101c zu umfassen, die eingerichtet sind, das eine Übertragungsmodul 100a und die zwei Empfangsmodule 100b und 100c zu enthalten. Das heißt, in der dritten Ausführungsform haben die zwei Transceivermodule 101b und 101c zusätzlich die Fähigkeit, ein Übertragungssignal in den Raum zu emittieren, und das Übertragungsmodul 100a entfällt.
Das in 5 dargestellte Transceivermodul 101b unterscheidet sich von dem in 1 dargestellten Empfangsmodul 100b dadurch, dass es ferner eine Übertragungsantenne 3a und einen Schalter 9a enthält. Die Übertragungsantenne 3a emittiert ein Übertragungssignal in den Raum. Der Schalter 9a wählt aus, ob das Übertragungssignal in den Raum emittiert werden soll oder nicht, d.h. schaltet zwischen Emission und Nicht-Emission des Übertragungssignals. Darüber hinaus unterscheidet sich das Transceivermodul 101c von dem in 1 dargestellten Empfangsmodul 100c dadurch, dass es ferner eine Übertragungsantenne 3b und einen Schalter 9b enthält. Die Übertragungsantenne 3a emittiert ein Übertragungssignal in den Raum. Der Schalter 9b wählt aus, ob das Übertragungssignal in den Raum emittiert werden soll oder nicht, das heißt schaltet zwischen Emission und Nicht-Emission des Übertragungssignals. Es ist zu beachten, dass der andere Teil der Konfiguration identisch mit oder ähnlich der Konfiguration der ersten Ausführungsform ist. Identische oder ähnliche Komponenten werden mit gleichlautenden Referenzzeichen gekennzeichnet, und eine doppelte Beschreibung der Konfiguration wird weggelassen.
Die Radareinrichtung gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform erfasst die Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul und dem Empfangsmodul unter der Annahme, dass die Ausbreitungsverzögerungszeit zwischen den zu kalibrierenden Modulen konstant ist. Im Gegensatz dazu besteht der Zweck der dritten Ausführungsform darin, die wechselseitige Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul und dem Empfangsmodul zu erfassen, unter der Annahme, dass auch die Ausbreitungsverzögerungszeit zwischen dem Übertragungsmodul und dem Empfangsmodul variiert.
Ein Betrieb der Radareinrichtung 150 gemäß der dritten Ausführungsform wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die 5 und 6 beschrieben. 6 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die die zeitlichen Änderungswellenformen der Ausgänge der jeweiligen RF-Signalquellen 2a und 2b darstellen, die in 5 dargestellt sind.
Der obere Abschnitt von 6 veranschaulicht, mittels einer durchgezogener Linie, die Signalwellenform des von der RF-Signalquelle 2b über den Schalter 9a und aus der Übertragungsantenne 3a ausgegebenen Übertragungssignals. Wie in 5 dargestellt, ist der Ausgang der RF-Signalquelle 2b das von der Übertragungsantenne 3 des Transceivermoduls 101b ausgegebene Übertragungssignal. Das von der RF-Signalquelle 2b ausgegebene Signal ist auch das LO-Empfangssignal, das in den Mischer 5a eingegeben wird.
Der untere Abschnitt von 6 veranschaulicht anhand einer gestrichelten Linie die Wellenform des Übertragungssignals, das von der RF-Signalquelle 2c über den Schalter 9b und aus der Übertragungsantenne 3b heraus ausgegeben wird. Wie in 5 dargestellt, ist der Ausgang der RF-Signalquelle 2c das von der Übertragungsantenne 3b des Transceivermoduls 101c ausgegebene Übertragungssignal. Das von der RF-Signalquelle 2c ausgegebene Signal ist auch das LO-Empfangssignal, das in den Mischer 5b eingegeben wird.
Das durch die RF-Signalquelle 2b erzeugte Signal und das durch die RF-Signalquelle 2c erzeugte LO-Empfangssignal sind jeweils, wie in 6 dargestellt, ein frequenzmoduliertes Chirp-Signal. Das heißt, die RF-Signalquelle 2b erzeugt ein Chirp-Signal zur Nutzung als das Übertragungssignal und das LO-Empfangssignal, und die RF-Signalquelle 2c erzeugt ein Chirp-Signal zur Nutzung als das Übertragungssignal und das LO-Empfangssignal. Es ist zu beachten, dass das Transceivermodul 101b, wie hier verwendet, als „erstes Transceivermodul“ bezeichnet sein kann und das Transceivermodul 101c als „zweites Transceivermodul“ bezeichnet sein kann. Zusätzlich kann das durch die RF-Signalquelle 2b erzeugte Signal als „erstes Chirp-Signal“ bezeichnet sein, und das durch die RF-Signalquelle 2c erzeugte Signal kann als „zweites Chirp-Signal“ bezeichnet sein.
Das von der RF-Signalquelle 2b ausgegebene Übertragungssignal hat eine Frequenz, die von einer Frequenz fo für einen Zeitraum von der Zeit t0 bis zu der Zeit t2 linear zunimmt, und dann zu der Zeit t2 zu der Ausgangsfrequenz fo zurückkehrt. In der Zwischenzeit hat das von der RF-Signalquelle 2c ausgegebene LO-Empfangssignal eine Frequenz, die während eines Zeitraums von der Zeit t0 bis zu der Zeit t1 auf der Frequenz fo gehalten wird, dann von der Frequenz fo während eines Zeitraums von der Zeit t1 bis zu der Zeit t2 linear ansteigt und zu der Zeit t2 wieder auf die Ausgangsfrequenz fo zurückkehrt. Der Zeitraum von der Zeit t0 bis zur Zeit t2, d.h. der erste Zyklus, ist ein erster Kalibrierungszeitraum. 6 stellt den ersten Kalibrierungszeitraum als „Kalibrierungszeitraum 1“ dar. Während des Kalibrierungszeitraums 1 wird das von der Übertragungsantenne 3a übertragene Übertragungssignal von der Empfangsantenne 4b empfangen, um die Änderung der Phasendifferenz zu korrigieren. Das heißt, der Kalibrierungszeitraum 1 ist ein Kalibrierungszeitraum, in dem das Transceivermodul 101b als der Übertrager arbeitet und das Transceivermodul 101c als der Empfänger arbeitet.
Der Zeitraum von der Zeit t2 bis zu der Zeit t3, der dem ersten Zyklus folgt, wird als „zweiter Zyklus“ bezeichnet. Während des Zeitraums des zweiten Zyklus wird die Beziehung zwischen dem von der RF-Signalquelle 2b ausgegebenen Signal und dem von der RF-Signalquelle 2c ausgegebenen Signal umgekehrt. Das heißt, das von der RF-Signalquelle 2c ausgegebene Übertragungssignal hat eine Frequenz, die von der Frequenz fo für den Zeitraum von der Zeit t2 bis zu der Zeit t3 linear ansteigt und dann zu der Zeit t3 wieder auf die Ausgangsfrequenz fo zurückkehrt. In der Zwischenzeit hat das von der RF-Signalquelle 2b ausgegebene LO-Empfangssignal eine Frequenz, die während eines Zeitraums von der Zeit t2 bis zu der Zeit t21 auf der Frequenz fo gehalten wird, dann von der Frequenz fo während eines Zeitraums von der Zeit t21 bis zu der Zeit t3 linear ansteigt und zu der Zeit t3 wieder auf die Ausgangsfrequenz fo zurückkehrt. Der zweite Zyklus ist ein zweiter Kalibrierungszeitraum. 6 zeigt den zweiten Kalibrierungszeitraum als „Kalibrierungszeitraum 2“. Während des Kalibrierungszeitraums 2 wird das von der Übertragungsantenne 3b übertragene Übertragungssignal von der Empfangsantenne 4a empfangen, um die Änderung der Phasendifferenz zu korrigieren. Das heißt, der Kalibrierungszeitraum 2 ist ein Kalibrierungszeitraum, in dem das Transceivermodul 101c als der Übertrager arbeitet und das Transceivermodul 101b als der Empfänger arbeitet. Es ist zu beachten, dass der normale Messungszeitraum nach dem Kalibrierungszeitraum 1 und dem Kalibrierungszeitraum 2 beginnt. Darüber hinaus, obwohl 6 einen Zyklus des normalen Messungszeitraums darstellt, kann sich der normale Messungszeitraum mehrere Zyklen fortsetzen. In ähnlicher Weise können sich „Kalibrierungszeitraum 1“ und „Kalibrierungszeitraum 2“ jeweils mehrere Zyklen und nicht nur einen Zyklus fortsetzen.
Bezüglich der Chirp-Signale während des Kalibrierungszeitraums 1, wie in 6 dargestellt, ist die Zeit t1, zu der der Ausgang der RF-Signalquelle 2c, d.h. des LO-Empfangssignals, die Frequenzänderung startet, um T₂ versetzt, hinter der Zeit t0, zu der der Ausgang der RF-Signalquelle 2b, d.h. das Übertragungssignal, die Frequenzänderung startet. Das heißt, es gibt einen Zeitversatz von T₂ zwischen dem Zeitpunkt der Ausgabe des Chirp-Signals von der RF-Signalquelle 2b und dem Zeitpunkt der Ausgabe des Chirp-Signals von der RF-Signalquelle 2c.
Zudem, bezüglich der Chirp-Signale während des Kalibrierungszeitraums 2, wie in 6 gezeigt, ist die Zeit t21 zu der die Ausgabe der RF-Signalquelle 2b, d.h. des LO-Empfangssignals, die Frequenzänderung startet, um T₁ versetzt, hinter der Zeit t2, zu der die Ausgabe der RF-Signalquelle 2c, d.h. des Übertragungssignals, die Frequenzänderung startet. Das heißt, es gibt einen Zeitversatz von T₁ zwischen dem Zeitpunkt des Ausgebens des Chirp-Signals von der RF-Signalquelle 2c und dem Zeitpunkt des Ausgebens des Chirp-Signals von der RF-Signalquelle 2b.
Zum Beispiel wird das als das Referenzsignal dienende Taktsignal von der Referenzsignalquelle 1 um eine Periodendauer verzögert, die ein ganzzahliges Vielfaches der Periodendauer dieses Taktsignals ist, um dadurch diese wechselseitigen Zeitversätze zu erhalten. Die Bedeutung dieser „verzögernden Operationen“ wird anhand einiger mathematischer Formeln beschrieben.
Zunächst soll Φ_2adc die Phase des Signals in dem Kalibrierungszeitraum 1 bezeichnen, die durch die Analog-Digital-Wandlung in dem ADC 7b des Transceivermoduls 101c erzeugt wird. Diese Phase Φ_2adc kann durch die folgende Formel durch Deformation ähnlich der Deformation in der ersten Ausführungsform ausgedrückt sein.
[Formel 6] $\begin{array}{l} ϕ_{2 adc} = {ω_{0} - \frac{β}{2} (τ_{1} + t_{d21} + τ_{2} + T_{2})} (- τ_{1} - t_{d21} + τ_{2} + T_{2}) \\ ≅ ω_{0} (- τ_{1} + τ_{2} + T_{2} - t_{d21}) \end{array}$
In der obigen Formel (6) steht ω₀ für die Winkelfrequenz zu Beginn der Chirp-Operation, β steht für die Steigung des Chirp-Signals, τ₁ steht für die Verzögerungszeit von dem Zeitpunkt der Ausgabe der Referenzsignalquelle 1 bis zu dem Emittieren des Signals von der Übertragungsantenne 3a, und t_d21 steht für die Ausbreitungsverzögerungszeit von der Übertragungsantenne 3a zu der Empfangsantenne 4b.
Zunächst soll Φ_1adc die Phase des Signals in dem Kalibrierungszeitraum 2 bezeichnen, das durch die Analog-Digital-Wandlung in dem ADC 7a des Transceivermoduls 101b erzeugt wird. Diese Phase Φ_1adc kann durch die folgende Formel ähnlich Formel (6) oben ausgedrückt sein.
[Formel 7] $\begin{array}{l} ϕ_{2 adc} = {ω_{0} - \frac{β}{2} (τ_{2} + t_{d12} + τ_{1} + T_{1})} (- τ_{2} - t_{d12} + τ_{1} + T_{1}) \\ ≅ ω_{0} (τ_{1} + τ_{2} + T_{1} - t_{d12}) \end{array}$
In der obigen Formel (7) stellt τ2 die Verzögerungszeit von dem Zeitpunkt der Ausgabe der Referenzsignalquelle 1 bis zur Emission des Signals von der Übertragungsantenne 3b dar, und t_d12 stellt die Ausbreitungsverzögerungszeit von der Übertragungsantenne 3b zu der Empfangsantenne 4a dar.
Die zu erfassenden Parameter sind die Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₂ zwischen der RF-Signalquelle 2b und der RF-Signalquelle 2c, der Betrag der Änderung gegenüber dem Anfangszustand der Ausbreitungsverzögerungszeit t_d21 zwischen der Übertragungsantenne 3a und der Empfangsantenne 4b und der Betrag der Änderung gegenüber dem Anfangszustand der Ausbreitungsverzögerungszeit t_d12 zwischen der Übertragungsantenne 3b und der Empfangsantenne 4a.
Hier kann der Betrag Y der Änderung vom Anfangszustand der Ausbreitungsverzögerungszeit t_d21 als Y=t_d21i-t_d21 ausgedrückt sein, wobei t_d21i den Anfangswert der Ausbreitungsverzögerungszeit t_d21 darstellt. Es ist zu beachten, dass der Anfangswert t_d12i und der Anfangswert t_d21i der Ausbreitungsverzögerungszeit t_d21 eine Beziehung t_d12i=t_d21i erfüllen, wobei t_d12i den Anfangswert der Ausbreitungsverzögerungszeit t_d12 darstellt. Darüber hinaus erfüllen die Ausbreitungsverzögerungszeit t_d12 und die Ausbreitungsverzögerungszeit t_d21 eine Beziehung von t_d12=t_d21. Dementsprechend ist der Betrag der Änderung gegenüber dem Anfangszustand der Ausbreitungsverzögerungszeit t_d12 ebenfalls Y. Dies führt zu einem Beziehungsausdruck von Y=t_d21it_d21=t_d12i-t_d12 .
Außerdem soll X die Verzögerungszeitdifferenz τ₁-τ₂ zwischen der RF-Signalquelle 2b und der RF-Signalquelle 2c bezeichnen. Die Formeln (6) und (7), die mit diesen X und Y ausgedrückt werden, sind die folgenden zwei Formeln.
[Formel 8] $ϕ_{2 adc} ≅ ω_{0} (- X + T_{2} - t_{d21i} + Y)$
$ϕ_{1adc} ≅ ω_{0} (X + T_{1} - t_{d12i} + Y)$
In dieser Hinsicht sind die Werte von ω₀, T₁, T₂, t_d12i, und t_d21i in den obigen Formeln (8-1) und (8-2) bekannt, was darauf hindeutet, dass die Phasen Φ_1adc und Φ_2adc beobachtet werden, um dadurch den Betrag der Änderung in X und Y zu erhalten. Das heißt, die Anwendung der Technik der dritten Ausführungsform bestimmt nicht nur den Betrag der Änderung der Verzögerungszeitdifferenz zwischen den RF-Signalquellen 2b und 2c, sondern auch den Betrag der Änderung der Ausbreitungsverzögerungszeit aufgrund der Änderung der Distanz zwischen den Transceivermodulen 101b und 101c. Dadurch kann eine Änderung der Phasendifferenz zwischen den Transceivermodulen 101b und 101c mit höherer Genauigkeit korrigiert werden.
Vierte Ausführungsform
Eine Radareinrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform wird als nächstes unter Bezugnahme auf 7 beschrieben. 7 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die die zeitlichen Änderungswellenformen von Ausgängen der RF-Signalquellen 2b und 2c in der vierten Ausführungsform darstellen. Es ist zu beachten, dass die Funktionalität der Radareinrichtung gemäß der vierten Ausführungsform in einer Konfiguration implementiert sein kann, die identisch mit oder ähnlich der Konfiguration der dritten Ausführungsform ist, die in 5 dargestellt ist.
Die Signalwellenformen gemäß der in 7 dargestellten vierten Ausführungsform unterscheiden sich von den Signalwellenformen der in 6 dargestellten dritten Ausführungsform dadurch, dass eine Funkwelle von der Übertragungsantenne 3a des Transceivermoduls 101b an die Empfangsantenne 4b des Transceivermoduls 101c übertragen wird, während gleichzeitig eine Funkwelle von der Übertragungsantenne 3b des Transceivermoduls 101c an die Empfangsantenne 4a des Transceivermoduls 101b übertragen wird. Das heißt, in der vierten Ausführungsform ist ein Zeitraum vorgesehen, in dem das Transceivermodul 101b und das Transceivermodul 101c ein Signal wechselseitig übertragen und empfangen können, und eine Änderung der Phasendifferenz auf Grundlage der während dieses Zeitraums übertragenen und empfangenen Übertragungs-/Empfangssignale korrigiert wird. Dies erfordert nur einen Zyklus für den Kalibrierungszeitraum und kann somit die für die Kalibrierung erforderliche Zeit im Vergleich zur dritten Ausführungsform reduzieren, wodurch eine Vorteil bereitgestellt wird, dass der Zeitraum der normalen Messung im Vergleich zu der dritten Ausführungsform lang ist.
Fünfte Ausführungsform
Eine Radareinrichtung gemäß einer fünften Ausführungsform wird als nächstes unter Bezugnahme auf die Zeichnungen der 8 beschrieben. 8 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die die zeitlichen Änderungswellenformen der Ausgänge der RF-Signalquellen 2b und 2c in der fünften Ausführungsform darstellen. Es ist zu beachten, dass die Funktionalität der Radareinrichtung gemäß der fünften Ausführungsform in einer Konfiguration implementiert sein kann, die identisch mit oder ähnlich der Konfiguration der dritten Ausführungsform ist, die in 5 dargestellt ist.
Die Signalwellenformengemäß der in 8 dargestellten fünften Ausführungsform unterscheiden sich von den Signalwellenformen der in 6 dargestellten dritten Ausführungsform dadurch, dass die Ausgänge der RF-Signalquellen 2b und 2c so angepasst sind, dass sowohl in dem Kalibrierungszeitraum 1 als auch in dem Kalibrierungszeitraum 2 eine normale Messung durchgeführt werden kann. Es ist zu beachten, dass das Prinzip der Kalibrierung während der Kalibrierungszeiträume 1 und 2 in der dritten Ausführungsform beschrieben wird, wobei die Beschreibung davon weggelassen wird. Darüber hinaus wird das Prinzip der normalen Messung während der Kalibrierungszeiträume 1 und 2 in der zweiten Ausführungsform beschrieben, wobei die Beschreibung davon weggelassen wird.
Gemäß der fünften Ausführungsform sind der Zeitraum für die Kalibrierung und der Zeitraum für die normale Messung nicht getrennt, ähnlich wie bei der zweiten und dritten Ausführungsform. Damit ist es möglich, die Phasendifferenz zwischen den Transceivermodulen 101b und 101c gleichzeitig mit der Detektion des Zieles zu überwachen.
Sechste Ausführungsform
Eine Radareinrichtung gemäß einer sechsten Ausführungsform wird als nächstes unter Bezugnahme auf 9 beschrieben. 9 ist eine Gruppe von Zeitdiagrammen, die die zeitlichen Änderungswellenformen der Ausgänge der RF-Signalquellen 2a und 2b in der sechsten Ausführungsform darstellen. Ähnlich wie in 2 und 3 wird der Ausgang der RF-Signalquelle 2a durch eine durchgezogene Linie dargestellt und der Ausgang der RF-Signalquelle 2b durch eine gestrichelte Linie dargestellt. Es ist zu beachten, dass die Funktionalität der Radareinrichtung gemäß der sechsten Ausführungsform in einer Konfiguration implementiert sein kann, die identisch mit oder ähnlich der Konfiguration der ersten Ausführungsform ist, die in 1 dargestellt ist.
Die Signalwellenformen gemäß der in 9 dargestellten sechsten Ausführungsform unterscheiden sich von den Signalwellenformen der in 3 dargestellten zweiten Ausführungsform dadurch, dass die Startfrequenzen des von der RF-Signalquelle 2a ausgegebenen Chirp-Übertragungssignals und des von der RF-Signalquelle 2b ausgegebenen Chirp-LO-Empfangssignals zueinander versetzt sind, ohne dass die Startzeiten dieser Chirp-Signale zueinander versetzt sind. Insbesondere wird der Ausgang der RF-Signalquelle 2b zu einem gleichen Zeitpunkt und mit der gleichen Steigung der Frequenz wie diejenigen des Ausgangs der RF-Signalquelle 2a erzeugt, hat aber eine davon um Δf₁ versetzte Startfrequenz. Das heißt, die RF-Signalquelle 2a oder die RF-Signalquelle 2b wird so gesteuert, dass die Frequenzdifferenz zwischen dem von der RF-Signalquelle 2a ausgegebenen Übertragungssignal und dem von der RF-Signalquelle 2b ausgegebenen LO-Empfangssignal konstant gehalten wird. Dies kann den gleichen Vorteil bereitstellen wie der Vorteil, der durch Versetzen des Startzeitpunkts eines Chirp-Signals erzielt wird. Die Anpassung des Startzeitpunkts eines Chirp-Signals in Einheiten, die kleiner sind als die Periodendauer des Taktsignals, kann zu einer komplexeren Schaltung, einer Verringerung der Anpassungsgenauigkeit und/oder dergleichen führen. Währenddessen wird die Frequenz eines Chirp-Signals im Allgemeinen mittels einer fraktionierten PLL eingestellt, was eine hochgenaue Einstellung mit einer sehr feinen Auflösung ermöglicht.
Obwohl 9 die Beziehung zwischen dem von der RF-Signalquelle 2a ausgegebenen Übertragungssignal und dem von der RF-Signalquelle 2b ausgegebenen LO-Empfangssignal darstellt, soll erkannt werden, dass die RF-Signalquelle 2a und die RF-Signalquelle 2c mit einer ähnlichen Frequenzdifferenz betrieben werden, die zwischen dem von der RF-Signalquelle 2a ausgegebenen Übertragungssignal und dem von der RF-Signalquelle 2c ausgegebenen LO-Empfangssignal bereitgestellt ist.
Ähnlich wie bei der zweiten Ausführungsform ermöglicht die Verwendung der Technik der sechsten Ausführungsform die ständige Überwachung und Korrektur der Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul 100a und dem Empfangsmodul 100b sowie der Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul 100a und dem Empfangsmodul 100c während der normalen Messung, ohne dass der Kalibrierungszeitraum und der normale Messungszeitraum getrennt bereitzustellen sind. Es ist zu beachten, dass im Gegensatz zu der in 3 dargestellten Technik der zweiten Ausführungsform, die keine Signalverarbeitung während des Zeitraums der Verzögerungszeit T₂ zulässt, die Verwendung einer Technik der Frequenzversetzung wie in der sechsten Ausführungsform vorteilhaft ist, um Durchführung einer Signalverarbeitung auch in dem Zeitraum zu ermöglichen, der der Verzögerungszeit T₂ entspricht. Das heißt, die Technik der sechsten Ausführungsform ist insofern vorteilhaft, als die Zeitdauer der normalen Messung länger ist als die der zweiten Ausführungsform.
Es ist zu beachten, dass, obwohl die sechste Ausführungsform im Zusammenhang mit der Steuerungstechnik zur Konstanthaltung der Frequenzdifferenz zwischen dem Ausgang der RF-Signalquelle 2a und dem Ausgang der RF-Signalquelle 2b beschrieben wurde, die auf die Konfiguration der ersten in 1 dargestellten Ausführungsform angewendet wird, diese Steuerungstechnik auch auf die in 5 dargestellte dritte Ausführungsform angewendet werden kann.
Abschließend wird eine Hardware-Konfiguration zur Implementierung der Funktionalität der Signalverarbeitungseinheit 8 in jeder der ersten bis sechsten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen von 10 und 11 beschrieben. 10 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für eine Hardware-Konfiguration darstellt, welche die Funktionalität der Signalverarbeitungseinheit 8 in jeder von der ersten bis sechsten Ausführungsform implementiert. 11 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Beispiel für eine Hardware-Konfiguration darstellt, welche die Funktionalität der Signalverarbeitungseinheit 8 in jeder der ersten bis sechsten Ausführungsform implementiert.
In einem Fall, in dem die Funktionalität der Signalverarbeitungseinheit 8 in jeder von der ersten bis sechsten Ausführungsform in Software implementiert ist, kann die Konfiguration, wie in 10 dargestellt, einen Prozessor 200, der Berechnung durchführt, einen Speicher 202, der ein von dem Prozessor 200 zu lesendes Programm speichert, eine Schnittstelle 204 zur Eingabe und Ausgabe eines Signals und eine Anzeigeeinheit 206, die ein Erfassungsergebnis anzeigt, umfassen.
Der Prozessor 200 kann ein Rechenmittel wie eine Berechnungseinheit, ein Mikroprozessor, ein Mikrocomputer, eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) oder ein Digitalsignalprozessor (DSP) sein. Außerdem schließen Beispiele für den Speicher 202 flüchtige oder nichtflüchtige Halbleiterspeicher, wie einen Direktzugriffsspeicher Zugriff (RAM), einen Nur-Lese-Speicher (ROM), einen Flash-Speicher, einen löschbaren programmierbaren ROM (EPROM) oder einen elektrischen löschbaren programmierbaren ROM (EEPROM (eingetragenes Warenzeichen)); eine Magnetscheibe, flexible Scheibe, eine optische Scheibe, eine Compact Disk, eine Mini-Disk und eine Digital Versatile Disk (DVD) ein.
Der Speicher 202 speichert ein Programm zur Ausführung einer Funktion der Signalverarbeitungseinheit 8. Der Prozessor 200 liefert und empfängt notwendige Informationen über die Schnittstelle 204. Der Prozessor 200 führt ein Programm aus, das in dem Speicher 202 gespeichert ist, und kann somit die Kalibrierungsoperation und die oben beschriebene Operation der Erfassung des Ziels 50 durchführen. Ein Ergebnis der Berechnung des Prozessors 200 kann in dem Speicher 202 gespeichert sein. Darüber hinaus kann ein Ergebnis der Operation des Prozessors 200 auch auf der Anzeigeeinheit 206 angezeigt sein. Es ist zu beachten, dass die Anzeigeeinheit 206 außerhalb der Signalverarbeitungseinheit 8 bereitgestellt sein kann.
Alternativ können der Prozessor 200 und der Speicher 202, gezeigt in 10, durch einen Verarbeitungsschaltkreis 203 aus 11 ersetzt sein. Der Verarbeitungsschaltkreis 203 ist z.B. ein einzelner Schaltkreis, eine Gruppe von mehreren Schaltkreisen, ein anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreis (ASIC), ein FPGA (Feldprogrammierbares Gate Array) oder eine Kombination davon.
Es ist zu beachten, dass die in den obigen Ausführungsformen beschriebenen Konfigurationen lediglich Beispiele für verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung sind. Diese Konfigurationen können mit einer bekannten anderen Technologie kombiniert sein, und außerdem kann ein Teil dieser Konfigurationen weggelassen und/oder geändert sein, ohne vom Geist der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Bezugszeichenliste

1: Referenzsignalquelle;
2a, 2b, 2c: RF-Signalquelle;
3, 3a, 3b: Übertra-gungsantenne;
4, 4a, 4b: Empfangsantenne;
5a, 5b: Mischer;
6a, 6b: LPF;
7a, 7b: ADC
8: Signalverarbeitungseinheit;
9a, 9b: Schalter;
50: Ziel;
100a: Übertra-gungsmodul;
100b, 100c: Empfangsmodul;
101b, 101c: Transceivermodul;
150, 150A: Radareinrichtung;
200: Prozessor;
202: Speicher;
203: Verarbeitungsschal-tung;
204: Schnittstelle;
206: Anzeigeeinheit.

Claims

Radareinrichtung (150), umfassend: ein Übertragungsmodul (100a), umfassend eine erste Signalquelle (2a), um ein Übertragungs-Chirp-Signal zu erzeugen, das mit einem Referenzsignal synchronisiert ist; ein Empfangsmodul (100b), umfassend eine zweite Signalquelle (2b), um ein Empfangs-Chirp-Signal zu erzeugen, das mit dem Referenzsignal synchronisiert ist, wobei das Empfangsmodul eine reflektierte Welle des von dem Übertragungsmodul emittierten Übertragungs-Chirp-Signals empfängt und das empfangene Empfangssignal mit dem Empfangs-Chirp-Signal mischt; und eine Signalverarbeitungseinheit (8), um ein Ziel zu erfassen auf Grundlage eines Schwebungssignals, das durch das Mischen durch das Empfangsmodul erzeugt ist, wobei die Signalverarbeitungseinheit zumindest eine von der ersten Signalquelle oder der zweiten Signalquelle steuert, um eine Frequenzdifferenz zwischen dem Übertragungs-Chirp-Signal und dem Empfangs-Chirp-Signal konstant zu halten, und eine Änderung einer Phasendifferenz zwischen dem Übertragungsmodul und dem Empfangsmodul korrigiert, unter Verwendung einer Phase eines Signals einer direkten Welle von dem Übertragungsmodul zu dem Empfangsmodul.
Radareinrichtung nach Anspruch 1, wobei die Signalverarbeitungseinheit (8) zumindest eine von der ersten Signalquelle und der zweiten Signalquelle steuert, so dass das Übertragungs-Chirp-Signal und das Empfangs-Chirp-Signal zu zueinander versetzten Zeitpunkten ausgegeben werden, um die konstante Frequenzdifferenz zu erzeugen.
Radareinrichtung nach Anspruch 2, wobei ein Verarbeitungszeitraum für die Signalverarbeitungseinheit (8) unterteilt ist in einen Kalibrierungszeitraum zum Korrigieren der Änderung der Phasendifferenz und einen normalen Messungszeitraum zum Erfassen des Ziels, und die Signalverarbeitungseinheit die Änderung der Phasendifferenz in dem Kalibrierungszeitraum korrigiert.
Radareinrichtung nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Signalverarbeitungseinheit (8) das Ziel auch in einem Zeitraum erfasst, während dem die Änderung der Phasendifferenz zu korrigieren ist.
Radareinrichtung (150A) nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Empfangsmodul ein Transceivermodul (101b) ist, das die erste Signalquelle umfasst, um auch als das Übertragungsmodul zu arbeiten, und die Radareinrichtung zumindest zwei der Transceivermodule umfasst.
Radareinrichtung nach Anspruch 5, wobei ein Verarbeitungszeitraum für die Signalverarbeitungseinheit (8) in einen ersten Kalibrierungszeitraum, einen zweiten Kalibrierungszeitraum und einen normalen Messungszeitraum unterteilt ist, wobei während des ersten Kalibrierungszeitraums die Änderung der Phasendifferenz korrigiert wird auf Grundlage eines von einem zweiten Transceivermodul empfangenen Empfangssignals, wobei das von dem zweiten Transceivermodul empfangene Empfangssignal ein von einem ersten Transceivermodul übertragenes Übertragungssignal ist, wobei während des zweiten Kalibrierungszeitraums die Änderung der Phasendifferenz korrigiert wird auf Grundlage eines von dem ersten Transceivermodul empfangenen Empfangssignals, wobei das von dem ersten Transceivermodul empfangene Empfangssignal ein von dem zweiten Transceivermodul übertragenes Übertragungssignal ist, und wobei der normale Messungszeitraum zur Erfassung des Ziels vorgesehen ist, und die Signalverarbeitungseinheit die Änderung der Phasendifferenz während des ersten und zweiten Kalibrierungszeitraums korrigiert.
Radareinrichtung nach Anspruch 5, wobei ein Verarbeitungszeitraum für die Signalverarbeitungseinheit (8) unterteilt ist in einen Kalibrierungszeitraum, während dem die Änderung der Phasendifferenz korrigiert wird auf Grundlage von zwischen einem ersten Transceivermodul und einem zweiten Transceivermodul übertragenen und empfangenen Übertragungs-/Empfangssignalen, und einen normalen Messungszeitraum zur Erfassung des Ziels, und die Signalverarbeitungseinheit die Änderung der Phasendifferenz während des Kalibrierungszeitraums korrigiert.
Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei die Signalverarbeitungseinheit (8) das Ziel auch in einem Zeitraum erfasst, während dem die Änderung der Phasendifferenz zu korrigieren ist.