JP2008256562A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】送信周波数帯域を広げることなく距離分解能を向上させる。
【解決手段】チャープ周波数変調した送信信号を繰り返し送信する送信機ａ１０と、送信信号のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調を行った局部発振信号を繰り返し生成する局部発振器ａ１４と、目標２から反射してきた送信信号を受信信号として受信し、局部発振信号を用いて位相検波して、複素ビート信号を生成する受信機１３と、複数の複素ビート信号間のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後複素ビート信号を生成するコヒーレント性補正器１６と、コヒーレント性補正後複素ビート信号に対して補間を行い、補間後複素ビート信号を生成する信号補間器１７と、補間後複素ビート信号をフーリエ変換することによって、目標２との高分解能な相対距離情報を得るフーリエ変換器１８とを備えている。
【選択図】図１

Description

この発明はレーダ装置に関し、特に、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）レンジングによる測距を行うレーダ装置に関するものである。

従来のＦＭレンジングによる測距を行うレーダ装置では、送信信号をチャープ周波数変調して送信し、目標から反射してきた受信信号を、送信信号と同じ傾きでチャープ周波数変調された局部発振信号を用いてダウンコンバートすることによってビート信号を生成し、ビート信号をフーリエ変換することによって測距を行っている（例えば、非特許文献１参照。）。

Merrill I. Skolnik著、「Radar Handbook Second Edition」、McGraw-Hill, Inc、Chapters 14 and 17

しかしながら、上述の従来技術においては、距離分解能を向上するためには、送信周波数帯域を広くしなければならないという問題点があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたもので、ＦＭレンジングによる測距を行うレーダ装置であって、送信周波数帯域を広げることなく距離分解能を向上させることが可能なレーダ装置を得ることを目的としている。

この発明は、チャープ周波数変調した送信信号を繰り返し送信する送信手段と、前記送信信号のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調を行った局部発振信号を繰り返し生成する局部発振手段と、目標から反射してきた前記送信信号を受信信号として受信し、前記局部発振信号を用いて位相検波して、複素ビート信号を生成する受信手段と、複数の前記複素ビート信号間のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後複素ビート信号を生成するコヒーレント性補正手段と、前記コヒーレント性補正後複素ビート信号をフーリエ変換することによって、目標との高分解能な相対距離情報を得るフーリエ変換手段とを備えたレーダ装置である。

この発明は、チャープ周波数変調した送信信号を繰り返し送信する送信手段と、前記送信信号のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調を行った局部発振信号を繰り返し生成する局部発振手段と、目標から反射してきた前記送信信号を受信信号として受信し、前記局部発振信号を用いて位相検波して、複素ビート信号を生成する受信手段と、複数の前記複素ビート信号間のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後複素ビート信号を生成するコヒーレント性補正手段と、前記コヒーレント性補正後複素ビート信号をフーリエ変換することによって、目標との高分解能な相対距離情報を得るフーリエ変換手段とを備えたレーダ装置であるので、送信周波数帯域を広げることなく距離分解能を向上させることができる。

以下、この発明の実施の形態について図１〜図７を用いて説明する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。この発明に係るレーダ装置は、ＦＭレンジングによる測距を行うパルスレーダ装置である。図１に示すように、本実施の形態１に係るパルスレーダ装置１には、送信機ａ１０と、送信機ａ１０に設けられた送信アンテナ１１と、受信機１３と、受信機１３に設けられた受信アンテナ１２と、受信機１３に接続された局部発振器ａ１４とが設けられている。さらに、受信機１３に接続された複数のＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂと、それらのＡ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂに接続されたコヒーレント性補正器１６と、コヒーレント性補正器１６に接続された信号補間器１７と、信号補間器１７に接続されたフーリエ変換器１８とが設けられている。

当該構成において、パルスレーダ装置１は、送信信号をチャープ周波数変調して送信アンテナ１１から送信し、目標２から反射してきた受信信号を受信アンテナ１２で受信して、受信機１３により、局部発振器ａ１４により生成される局部発振信号を用いて位相検波し、複素ビート信号を生成する。なお、局部発振器ａ１４は、送信信号のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調を行った局部発振信号を繰り返し生成している。受信機１３で生成された複素ビート信号は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂによりディジタル化され、コヒーレント性補正器１６に入力される。コヒーレント性補正器１６は、複数の複素ビート信号間のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後複素ビート信号を生成する。次に、信号補間器１７により、コヒーレント性補正後複素ビート信号に対し補間を行い、補間後複素ビート信号をフーリエ変換器１８に入力する。フーリエ変換器１８においては、補間後複素ビート信号をフーリエ変換することによって、目標２との高分解能な相対距離情報を得て、それにより、ＦＭレンジングによる測距を行っている。

図２は、繰り返し数が３の場合のチャープ周波数変調された送信信号、受信信号、局部発振信号の周波数変化と、受信機１３で生成される複素ビート信号との関係を示す図であり、送信信号の周波数変化３０と、受信信号の周波数変化３１と、局部発振信号の周波数変化３２と、複素ビート信号３３とを示している。

図２に示すように、送信機ａ１０は、繰り返し行う送信信号３０のチャープ周波数変調の傾きを全て同じとするとともに、送信信号３０のチャープ周波数変調の初期周波数を全て同じとしている。局部発振器ａ１４は、局部発振信号３２のチャープ周波数変調を送信信号３０のチャープ変調と同期して（送信周波数掃引時間Ｔ_０ずつ遅延させて）、送信機ａ１０と同じ予め定めた時間間隔毎に行う。また、局部発振器ａ１４は、繰り返し行う局部発振信号３２のチャープ周波数変調の傾きを全て同じとするとともに、局部発振信号３２のチャープ周波数変調の初期周波数を全て同じとしている。さらに、局部発振器ａ１４は、局部発振信号３２の傾きを送信信号３０の傾きと同じにするとともに、局部発振信号３２の初期周波数を送信信号３０の初期周波数と同じとしている。

図３は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂから出力されるディジタル複素ビート信号のコヒーレント性の補正と、信号補間器１７による信号補間との関係を示す図であり、Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂから出力されるディジタル複素ビート信号３４と、コヒーレント性補正器１６から出力されるコヒーレント性補正後ディジタル複素ビート信号３５と、信号補間器１７から出力される補間後ディジタル複素ビート信号３６とを示している。ただし、複素ビート信号３３、ディジタル複素ビート信号３４、コヒーレント性補正後ディジタル複素ビート信号３５、および、補間後ディジタル複素ビート信号３６は、図の簡略化のため、実部のみを示している。

また、図４は、コヒーレント性補正器１６による、ディジタル複素ビート信号のコヒーレント性補正処理のフローチャートを示している。

これらの図を基に、本実施の形態１に係るレーダ装置の動作について詳細に説明する。
パルスレーダ装置１の送信機ａ１０は、図２の送信信号の周波数変化３０に示すように、ある基準時刻の周波数が送信初期周波数ｆ_０であり、送信周波数帯域Ｂ_０、送信周波数掃引時間Ｔ_０、傾きＢ_０／Ｔ_０で直線状に周波数が変化するチャープ周波数変調された送信信号を、時間間隔Ｔ_Ｌ毎に繰り返し発生する。

送信信号の振幅をＡ_１、送信信号の初期位相をφ_tx（ｎ）、チャープ周波数変調された送信信号の繰り返し数をＮ_１とすると、送信信号Ｓ_ｔｘ，ｎ（ｔ）は次式（１）で表される。ただし、Ｒｅは複素数の実部を示す。

式（１）において、Ｂ_Ｌは、傾きＢ_０／Ｔ_０で周波数掃引時間がＴ_Ｌの場合のチャープ周波数変調信号帯域を示し、後に示す局部発振信号帯域と同じ値となるため同一の記号で表現している。
また、時間間隔Ｔ_Ｌは、送信周波数掃引時間Ｔ_０と最大探知距離Ｒ_ｍａｘとにより、次式（２）を満足するように設定する。

このようにして発生した送信信号は送信アンテナ１１から目標２の方向に照射される。目標２で反射した送信信号は、受信信号として、受信アンテナ１２で受信される。目標２とレーダ装置１との相対距離をＲ、光速をｃとすれば、受信信号は送信信号に対し、２Ｒ／ｃの遅延時間を経て受信アンテナ１２に到来する。よって、受信信号Ｓ_ｒｘ，ｎ（ｔ）は次式（３）で表される。ただし、Ａ_２は受信信号の振幅を示す。また、受信信号の周波数変化は、図２の受信信号の周波数変化３１に示すように、送信信号の周波数変化３０を２Ｒ／ｃだけ遅延時間させたものとなる。

受信アンテナ１２で受信された受信信号は、受信機１３に入力される。一方、局部発振器ａ１４は、図２の局部発振信号の周波数変化３２で示すように、送信信号の周波数変化３０と同様、ある基準時刻の周波数が送信初期周波数ｆ_０、局部発振信号帯域がＢ_Ｌ、局部発振信号掃引時間が式（２）の時間間隔と同じＴ_Ｌ、傾きＢ_Ｌ／Ｔ_Ｌで直線状に周波数が変化するチャープ周波数変調された局部発振信号を、時間間隔Ｔ_Ｌ毎に繰り返し発生し、受信機１３に出力する。また、傾きＢ_Ｌ／Ｔ_Ｌは送信信号の傾きＢ_０／Ｔ_０と同じである。

局部発振信号の振幅をＡ_３、局部発振信号の初期位相をφ_ｅｘ（ｎ）とすると、局部発振信号Ｓ_ｅｘ，ｎ（ｔ）は式（４）で表される。

受信機１３は、局部発振器ａ１４で生成した局部発振信号を用いて、受信アンテナ１２からの受信信号を位相検波し、所定の帯域のみを通過させる帯域通過フィルタを通過させて複素ビート信号３３を得る。Ａ_４を複素ビート信号の振幅とすると、複素ビート信号Ｓ_ｂ，ｎ（ｔ）は、式（５）で表される。ただし、＊は複素共役を示す。

式（５）において、送信信号の初期位相φ_tx（ｎ）と局部発振信号の初期位相φ_ｅｘ（ｎ）がｎ毎に同じとするとビート信号Ｓ_ｂ（ｔ）は、式（６）で表される。

受信機１３で生成された複素ビート信号３３は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂに出力される。Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂは、送信周波数掃引時間Ｔ_０内に複数のサンプル点が得られるサンプリング間隔で複素ビート信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル複素ビート信号を生成し、コヒーレント性補正器１６に出力する。Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂのサンプリング間隔をΔｔとすると、ディジタル複素ビート信号Ｓ'_ｂ，ｎ（ｍ）は次式（７）で表される。ただし、Ｍ_１は送信周波数掃引時間Ｔ_０内のサンプル点数、Ｔ_{ｏｆｆｓｅｔ}は、ディジタル複素ビート信号の最初のＡ／Ｄ変換器サンプリング点の時間、Ａ_５はディジタル複素ビート信号の振幅を表し、ここでは、簡単のため量子化誤差は無視している。また、時間間隔Ｔ_Ｌはサンプリング間隔Δｔの整数倍としている。

コヒーレント性補正器１６では、図３に示すように、ｎ毎のディジタル複素ビート信号３４のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後ディジタル複素ビート信号３５を生成する。

式（７）において、ｎ＝０、１、２の場合の複素ビート信号Ｓ'_ｂ，０（ｍ），Ｓ'_ｂ，1（ｍ），Ｓ'_ｂ，２（ｍ）は、それぞれ次式（８）で表される。

式（８ａ）、（８ａ）、（８ｃ）より、測距に関係する項は、それぞれ時間ｍΔｔの関数であるexp(j2π (B₀/T₀) (-2R/c)mΔt)の項である。しかし、それぞれの初期位相は、ｎ＝０の時がexp(j2πf₀ (-2R/c)) exp(j2π(B₀/2T₀) (2R/c)²) exp(j2π(B₀/2T₀) (2R/c)T_offset)、ｎ＝１の時がexp(j2πf₀ (-2R/c)) exp(-j2πB_L(-2R/c)) exp(j2π(B₀/2T₀) (2R/c)²) exp(j2π(B₀/2T₀) (2R/c)T_offset) exp(j2π(B₀/2T₀) (2R/c)T_L)、ｎ＝２の時がexp(j2πf₀ (-2R/c)) exp(-j2π2B_L(-2R/c)) exp(j2π(B₀/2T₀) (2R/c)²) exp(j2π(B₀/2T₀) (2R/c)T_offset) exp(j2π(B₀/2T₀) (2R/c)2T_L)となり、ｎ毎に異なる。そのため、ｎ毎のディジタル複素ビート信号３４の間には相互にコヒーレント性はなく、図３の上段の図に示すように、ディジタル複素ビート信号３４が存在しない2R/c + T₀ ≦ ｔ ＜ T_L + 2R/c、T_L + 2R/c + T₀ ≦ ｔ ＜ 2T_L + 2R/c の区間にディジタル複素ビート信号３４が存在したとしても、T_L + 2R/cや2T_L + 2R/cの部分で位相の不連続が生じ、このままではフーリエ変換を行っても、exp(j2π (B₀/T₀) (-2R/c)mΔt)の項に関する距離を正しく求めることはできなない。そこで、コヒーレント性補正器１６において、ｎ毎のディジタル複素ビート信号３４のコヒーレント性の補正を行う。

図４にコヒーレント性補正器１６におけるコヒーレント性補正処理のフローチャートを示す。ただし、ここでは、ｎ＝０のディジタル複素ビート信号Ｓ'_ｂ，０（ｍ）と、ｎ＝１のディジタル複素ビート信号のＳ'_ｂ，１（ｍ）の相互コヒーレント性補正を行う場合を代表して記載している。Ｎ_１個の全てのディジタル複素ビート信号に対してコヒーレント性を補正する場合は、下記処理を、他の全ての組み合わせに対して適用することによって実現することができる。

コヒーレント化補正を行うには、はじめに、ｎ＝０、１の場合のディジタル複素ビート信号Ｓ'_ｂ，０（ｍ）、Ｓ'_ｂ，１（ｍ）のそれぞれに対し、次式（９ａ），（９ｂ）に示す（Ｍ_１−Ｌ＋１）行Ｌ列のＨａｎｋｅｌ行列Ｈ_０、Ｈ_１を作成する（ステップＳ１）。

ただし、Ｌは、想定する信号数の最大値Ｐ_ｍａｘと送信周波数掃引時間Ｔ_０内のサンプル点数Ｍ_１より、次式（１０）を満足する正の整数として設定する。

次に、生成した式（９ａ），（９ｂ）で表されるＨａｎｋｅｌ行列Ｈ_０、Ｈ_１のそれぞれに対し、特異値分解を行い、次式（１１ａ），（１１ｂ）を得る（ステップＳ２）。ただし、＊は複素共役を、Ｔは転置行列を示す。

式（１１ａ），（１１ｂ）において、Ｕ_０、Ｕ_１は（Ｍ_１−Ｌ＋１）行（Ｍ_１−Ｌ＋１）列のユニタリ行列、Ｓ_０、Ｓ_１は（Ｍ_１−Ｌ＋１）行Ｌ列で、対角要素に非負の特異値をもち、対角要素以外は０の行列、Ｖ_０ ^＊Ｔ、Ｖ_１ ^＊Ｔ、はＬ行Ｌ列のユニタリ行列Ｖの共役複素転置行列を示し、Ｖ_０、Ｖ_１の列ベクトルは、特異値に対する特異値ベクトルを示す。行列Ｓ_０、Ｓ_１より求まる特異値に対し、あらかじめ定めた閾値以上の特異値を信号＋雑音の特異値、閾値より小さい特異値を雑音の特異値とすることによって、信号数Ｐを特定する（ステップＳ３）。ただし、ここでは、行列Ｓ_０、Ｓ_１より求まる特異値から求めた信号数Ｐは同じであるとしている。

次に、ｒｏｏｔ−ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｕｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｃａｔｉｏｎ）の手法を導入し、各信号の周波数を推定する（ステップＳ４）。
まず、式（１１ａ），（１１ｂ）で求めた行列Ｖ_０、Ｖ_１を、信号数Ｐを用いて次式（１２ａ），（１２ｂ）に示すように、信号＋雑音の特異値に対する特異値ベクトルから構成されるＬ行Ｐ列行列Ｖ_０ ^ＳＮ、Ｖ_１ ^ＳＮと雑音の特異値に対する特異値ベクトルから構成されるＬ行（Ｌ−Ｐ）列行列Ｖ_０ ^Ｎ、Ｖ_１ ^Ｎに分解する。

式（１２ａ），（１２ｂ）で求めた雑音の特異値に対する特異値ベクトルＶ_０ ^Ｎ、Ｖ_１ ^Ｎを用いて、次式に示す演算を行う。

式（１３ａ），（１３ｂ）で求めたＤ_０、Ｄ_１の１行目の要素を、それぞれｄ_０,ｉ、ｄ_１,ｉとし、次式（１４ａ），（１４ｂ）に示す多項式を求める。

式（１４ａ），（１４ｂ）の多項式の根のうち、単位円に近い根が、各信号の周波数の推定値となる。

次に、式（１４ａ）から推定した信号の周波数をｆ_ｅ,０,０〜ｆ_{ｅ,Ｐ-1,０}、式（１４ｂ）から推定した信号の周波数をｆ_ｅ,０,１〜ｆ_{ｅ,Ｐ-1,１}とすると、それらの周波数と推定した信号数Ｐより、次式（１５ａ），（１５ｂ）に示す線形最小２乗法によって、各信号の振幅と初期位相を推定することができる（ステップＳ５）。

ただしξ_ｐ,０、ξ_ｐ,１は、それぞれ、次式（１６ａ），（１６ｂ）で表される。

式（１５ａ），（１５ｂ）の線形最小２乗法を解くことによって、各信号の複素振幅α_０、０〜α_{Ｐ−１、０}、α_０、1〜α_{Ｐ−１、1}を推定することができる。推定した複素振幅の振幅が推定振幅Ａ_{ｅ，０、０}〜Ａ_{ｅ，Ｐ−１、０}、Ａ_{ｅ，０、1}〜Ａ_{ｅ，Ｐ−１、1}、位相が推定する初期位相φ_{ｅ，０、０}〜φ_{ｅ，Ｐ−１、０}、φ_{ｅ，０、1}〜φ_{ｅ，Ｐ−１、1}となる。

推定した、ｎ＝０、ｎ＝１の時の各信号に対する周波数ｆ_ｅ,０,０〜ｆ_{ｅ,Ｐ-1,０}、ｆ_ｅ,０,１〜ｆ_{ｅ,Ｐ-1,１}、振幅Ａ_{ｅ，０、０}〜Ａ_{ｅ，Ｐ−１、０}、Ａ_{ｅ，０、1}〜Ａ_{ｅ，Ｐ−１、1}、初期位相φ_{ｅ，０、０}〜φ_{ｅ，Ｐ−１、０}、φ_{ｅ，０、1}〜φ_{ｅ，Ｐ−１、1}を用いて模擬信号を生成し（ステップＳ６）、ｎ＝１の時の模擬信号が、ｎ＝０の模擬信号に対してコヒーレントになる係数(コヒーレント化係数)をもとめる（ステップＳ７）。この問題は、非線形問題となるため、次式で表される評価関数Ｆ₁が最小となる複素係数Ｋを、非線形最小２乗法による繰り返し演算によって求める。ただし、Ｍ_Ｌは、Ｔ_Ｌ内のサンプリング点数を示す。

求めたコヒーレント化係数Ｋをｎ＝１の時のディジタル複素ビート信号Ｓ'_ｂ，１（ｍ）に掛けることによって、図３の３５に示すｎ＝０の時のディジタル複素ビート信号Ｓ'_ｂ，０（ｍ）とコヒーレントになったｎ＝１の時のディジタル複素ビート信号Ｓ''_ｂ，１（ｍ）を得ることができる。上記処理を全ての組み合わせに対して実施することによって、Ｎ_１個の全てのディジタル複素ビート信号に対してコヒーレント性の補正を行い、図３に示すコヒーレント性補正後ディジタル複素ビート信号３５を生成する（ステップＳ８）。

上述のようにしてコヒーレント性補正器１６によって生成されたコヒーレント性補正後ディジタル複素ビート信号は、信号補間器１７に入力される。信号補間器１７では、式（９ａ），（９ｂ）で表されるｎ=０、１の時のディジタル複素ビート信号を用いて生成したＨａｎｋｅｌ行列Ｈ_０とＨ_１を用いて、次式（１８）で求まるＧｌｏｂａｌ Ｈａｎｋｅｌ行列Ｈに対し、式（１１）から（１６）の手順で、信号数、各信号に対する周波数、振幅、初期位相を推定する。

推定した信号数、各信号に対する周波数、振幅、初期位相を初期値として、次式（１９）に示す関数Ｆ_２が最小となる信号の周波数ｆ_ｔ，ｐ、振幅Ａ_ｔ，ｐ、初期位相φ_ｔ，ｐを非線形最小２乗法を用いて求める。

ただし、Ｓ'_ｂ，０１（ｍ）は、ｎ＝０の時のディジタル複素ビート信号Ｓ'_ｂ，０（ｍ）とＳ'_ｂ，０（ｍ）とコヒーレントになったｎ＝１の時のディジタル複素ビート信号Ｓ''_ｂ，１（ｍ）を用いて次式（２０）で表される。

求めた信号の周波数ｆ_ｔ，ｐ、振幅Ａ_ｔ，ｐ、初期位相φ_ｔ，ｐを用いて信号の補間を行い、図３の補間後ディジタル複素ビート信号３６を生成する。

フーリエ変換器１８では、信号補間器１７で求めた補間後ディジタル複素ビート信号３６をフーリエ変換することによって、目標の距離を求める。また、その時の距離分解能ΔＲ₁と補間後ディジタル複素ビート信号の長さ（（Ｎ_１−１）Ｍ_Ｌ＋Ｍ₁）Δｔには、次式（２１）に示す関係が成立する。

よって、距離分解能は次式（２２）で表され、Ｍ_１／（（Ｎ_１−１）Ｍ_Ｌ＋Ｍ_１）が１よりも小さいため、送信信号の帯域で決まる距離分解能ｃ／２Ｂ_０より高くなる。

以上のように、本実施の形態１によれば、チャープ周波数変調した送信信号を繰り返し送信する送信機ａ１０と、送信信号のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調を行った局部発振信号を繰り返し生成する局部発振器１４と、目標２から反射してきた送信信号に対する受信信号を、局部発振信号を用いて位相検波し、複素ビート信号を生成する受信機１３と、複数の複素ビート信号間のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後複素ビート信号を生成するコヒーレント性補正器１６と、コヒーレント性補正後複素ビート信号をフーリエ変換することによって、目標との高分解能な相対距離情報を得るフーリエ変換器１８とを備え、上述したような処理を行うことによって、送信信号のチャープ周波数変調の帯域を広げることなく、距離分解能を向上することができるＦＭレンジングによる測距を行うレーダ装置を得ることができる。

実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図５において、パルスレーダ装置３は、送信機ｂ１９、送受信アンテナ２０、サーキュレーター２１、局部発振器ｂ２２を備えている。送受信アンテナ２０は、図１における送信アンテナ１１と受信アンテナ１２の両方の機能を果たすものである。また、図５に示すように、サーキュレーター２１は、送受信アンテナ２０に接続されるとともに、送信機ｂ１９および受信機１３に接続されており、送信動作／受信動作の切り替えを制御するものである。局部発振器ｂ２２は、受信機１３に接続されている。その他、実施の形態１と同一の符号を付した構成要素は実施の形態１と同様の構成をしている。

図６は、受信パルス数を４とした場合の送信パルス、受信パルス、送信信号、受信信号、局部発振信号の周波数変化と受信機１３から出力される複素ビート信号の関係を示す図であり、送信パルス４、受信パルス５、送信信号の周波数変化３０、受信信号の周波数変化３１、局部発振信号の周波数変化３２、複素ビート信号３３を示している。

本実施の形態２においては、図６に示すように、局部発振器ｂ２２は、局部発振信号３２のチャープ周波数変調を送信信号３０のチャープ変調と同期させて（パルス幅Ｔ_ｐずつ遅延させて）、送信機ｂ１９と同じ予め定めた時間間隔毎に行うが、このとき、送信機ｂ１９は、繰り返し行う送信信号のチャープ周波数変調の初期周波数を予め定めた周波数間隔ずつ変化させ、局部発振器ｂ２２は、繰り返し行う局部発振信号のチャープ周波数変調の初期周波数を送信機ｂ１９と同じ予め定めた周波数間隔ずつ変化させており、局部発振信号３２のチャープ周波数変調の初期周波数は、対応する送信信号３０のチャープ周波数変調の初期周波数と同じになっている。但し、送信信号３０のチャープ周波数変調の傾きは、全て同じとする。

図７は、ディジタル複素ビート信号のコヒーレント性の補正と信号補間との関係を示す図であり、ディジタル複素ビート信号３４、コヒーレント性補正後ディジタル複素ビート信号３５、補間後ディジタル複素ビート信号３６を示している。ただし、複素ビート信号３３、ディジタル複素ビート信号３４、コヒーレント性補正後ディジタル複素ビート信号３５、補間後ディジタル複素ビート信号３６は、表現の簡略化のため実部にみを示している。

パルスレーダ装置３の送信機ｂ１９は、図６の示ように、パルス幅Ｔ_ｐ、パルス繰返し周期Ｔ_ｐｒｉでパルスを送信する。その際、パルス幅Ｔ_ｐ内を次式（２３）で示す傾きＢ_０／（Ｎ_２Ｔ_ｐ）で直線状に周波数変化するチャープ周波数変調を行う。ただし、Ｂ_０は送信周波数帯域、Ｎ_２は送信パルス数を示す。また、各パルスの初期周波数は送信パルス毎に次式で表される周波数とする。

送信信号の振幅をＡ_１、送信信号の初期位相をφ_tx（ｎ）とすると上述の送信信号Ｓ_ｔｘ，ｎ（ｔ）は式（２４）で表される。ただし、Ｒｅは複素数の実部を示す。

このようにして発生した送信信号はサーキュレーター２１を介し、送受信アンテナ２０から目標２の方向に照射される。目標２に反射した送信信号は受信信号として送受信アンテナ２０で受信される。目標２とレーダ装置の相対距離をＲ、光速をｃとすれば、受信信号は送信信号に対し、２Ｒ／ｃの遅延時間を経て受信アンテナ１２に到来する。よって、受信信号Ｓ_ｒｘ，ｎ（ｔ）は式（２５）で表される。ただし、Ａ_２は受信信号の振幅を示す。また、受信信号の周波数変化は、図６の受信信号の周波数変化３１に示すように、送信信号の周波数変化３０を２Ｒ／ｃだけ遅延時間させたものとなる。

送受信アンテナ２０で受信された受信信号は、サーキュレーター２１を介し、受信機１３に入力される。一方、局部発振器ｂ２２は、図６の局部発振信号の周波数変化３２で示すように、パルスが送信されていない時間間隔Ｔ_Ｌｏに、同じパルス繰返し周期の送信パルスと同じ初期周波数で、同じ傾きで周波数が変化するチャープ周波数変調信号を生成する。

局部発振信号の振幅をＡ_３、局部発振信号の初期位相をφ_ｅｘ（ｎ）とすると、局部発振信号Ｓ_ｅｘ，ｎ（ｔ）は式（２６）で表される。

受信機１３は、局部発振器ｂ２２で生成した局部発振信号を用いて、サーキュレーター２１からの受信信号を位相検波し、所定の帯域のみを通過させる帯域通過フィルタを通過させて複素ビート信号３３を得る。Ａ_４を複素ビート信号の振幅とすると、複素ビート信号Ｓ_ｂ，ｎ（ｔ）は、式（２７）で表される。ただし、＊は複素共役を示す。

式（２７）において、送信信号の初期位相φ_tx（ｎ）と局部発振信号の初期位相φ_ｅｘ（ｎ）がｎ毎に同じとするとビート信号Ｓ_ｂ（ｔ）は、式（２８）で表される。

受信機１３で生成された複素ビート信号３３は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂに出力される。Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂは、送信パルス幅Ｔ_ｐ内に複数のサンプル点が得られるサンプリング間隔で複素ビート信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル複素ビート信号を生成し、コヒーレント性補正器１６に出力する。Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂのサンプリング間隔をΔｔとすると、ディジタル複素ビート信号Ｓ'_ｂ，ｎ（ｍ）は次式で表される。ただし、Ｍ_２は送信パルス幅Ｔ_ｐ内のサンプル点数、Ｔ_{ｏｆｆｓｅｔ}は、ディジタル複素ビート信号の最初のＡ／Ｄ変換器サンプリング点の時間、Ａ_５はディジタル複素ビート信号の振幅を表し、ここでは、簡単のため量子化誤差は無視している。また、パルス繰返し周期Ｔ_ｐｒｉはサンプリング間隔Δｔの整数倍としている。

コヒーレント性補正１６では、図７に示すように、ｎ毎のディジタル複素ビート信号３４のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後ディジタル複素ビート信号３５を生成する。

式（２９）において、ｎ＝０、１、２の場合の複素ビート信号Ｓ'_ｂ，０（ｍ），Ｓ'_ｂ，1（ｍ），Ｓ'_ｂ，２（ｍ）は、それぞれ次式で表される。

式（３０ａ）、（３０ａ）、（３０ｃ）より、測距に関係する項は、それぞれ時間ｍΔｔの関数であるexp(j2π B₀/(N₂T_p) (T_p-2R/c) mΔt)の項である。しかし、それぞれの初期位相は、ｎ＝０の時がexp(j2πf₀ (T_p-2R/c)) exp(-j2πB₀/(2N₂T_p)((T_p)²-(2R/c)²) exp(-j2πB₀/(2N₂T_p)((T_p)²-(2R/c)T_offset)、ｎ＝１の時がexp(j2πf₀ (T_p-2R/c)) exp(-j2π(T_pri/T_p -1) B₀/N₂ (T_p-2R/c)) exp(-j2π(B₀/(2N₂T_p)) ((T_p)²- (2R/c)²) exp(-j2πB₀/(2N₂T_p)((T_p)²-(2R/c)T_offset) exp(-j2πB₀/(2N₂T_p)((T_p)²-(2R/c)T_pri)、ｎ＝２の時がexp(j2πf₀ (T_p-2R/c)) exp(-j2π2(T_pri/T_p -1) B₀/N₂ (T_p-2R/c)) exp(-j2π (B₀/(2N₂T_p) ((T_p)²-(2R/c)²) exp(-j2πB₀/(2N₂T_p)((T_p)²-(2R/c)T_offset) exp(-j2πB₀/(2N₂T_p)((T_p)²-(2R/c)2T_pri)となり、ｎ毎に異なる。そのため、ｎ毎のディジタル複素ビート信号３４の間には相互にコヒーレント性はなく、図３の上段の図に示すように、ディジタル複素ビート信号３４が存在しない2R/c + T_p ≦ ｔ ＜ T_pri + 2R/c、T_pri + 2R/c + T_p ≦ ｔ ＜ 2T_pri + 2R/c、2T_pri + 2R/c + T_p ≦ ｔ ＜ 3T_pri + 2R/cの区間にディジタル複素ビート信号３４が存在したとしても、T_pri + 2R/c、2T_pri + 2R/c、3T_pri + 2R/c部分で位相の不連続が生じ、このままではフーリエ変換を行っても、exp(j2π B₀/(N₂T_p) (T_p-2R/c) mΔt)の項に関する距離を正しく求めることはできない。そこでコヒーレント性補正器１６において、ｎ毎のディジタル複素ビート信号３４のコヒーレント性の補正を行う。コヒーレント性補正器１６および信号補間器１７の動作は上記実施の形態１と同じである。

フーリエ変換器１８では、信号補間器１７で求めた補間後ディジタル複素ビート信号３６をフーリエ変換することによって、目標の距離を求める。また、その時の距離分解能ΔＲ_２と補間後ディジタル複素ビート信号の長さ（Ｎ_２−１）Ｔ_ｐｒｉ＋Ｔ_ｐには、次式に示す関係が成立する。

よって、距離分解能は次式で表され、Ｎ_２Ｔ_ｐ／（（Ｎ_２−１）Ｔ_ｐｒｉ＋Ｔ_ｐ）が１よりも小さいため、送信信号の帯域で決まる距離分解能ｃ／２Ｂ_０より高くなる。

以上のように、本実施の形態２によれば、チャープ周波数変調した送信信号を繰り返し送信する送信機ｂ１９と、送信信号のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調を行った局部発振信号を繰り返し生成する局部発振器ｂ２２と、目標２から反射してきた送信信号に対する受信信号を、局部発振信号を用いて位相検波し、複素ビート信号を生成する受信機１３と、複数の複素ビート信号間のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後複素ビート信号を生成するコヒーレント性補正器１６と、コヒーレント性補正後複素ビート信号をフーリエ変換することによって、目標との高分解能な相対距離情報を得るフーリエ変換器１８とを備えて、上述のような処理をすることによって、本実施の形態２においては、送信信号のチャープ周波数変調の帯域を広げることなく、距離分解能を向上することができるＦＭレンジングによる測距を行うレーダ装置を得ることができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置における、送信信号、受信信号、局部発振信号の周波数変化と複素ビート信号の関係を示した説明図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置における、ディジタル複素ビート信号のコヒーレント性の補正と信号補間との関係を示した説明図である。 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置におけるコヒーレント性補正器の動作を示したフローチャートである。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置における、送信パルス、受信パルス、送信信号、受信信号、局部発振信号の周波数変化と複素ビート信号の関係を示した説明図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置における、ディジタル複素ビート信号のコヒーレント性の補正と信号補間との関係を示した説明図である。

符号の説明

１，３ パルスレーダ装置、２ 目標、１０ 送信機ａ、１１ 送信アンテナ、１２ 受信アンテナ、１３ 受信機、１４ 局部発振器ａ、１５ａ，１５ｂ Ａ／Ｄ変換器、１６ コヒーレント性補正器、１７ 信号補間器、１８ フーリエ変換器、２０ 送受信アンテナ、２１ サーキュレーター、２２ 局部発振器ｂ。

Claims (8)

1. チャープ周波数変調した送信信号を繰り返し送信する送信手段と、
   前記送信信号のチャープ周波数変調と同じ傾きでチャープ周波数変調を行った局部発振信号を繰り返し生成する局部発振手段と、
   目標から反射してきた前記送信信号を受信信号として受信し、前記局部発振信号を用いて位相検波して、複素ビート信号を生成する受信手段と、
   複数の前記複素ビート信号間のコヒーレント性を補正し、コヒーレント性補正後複素ビート信号を生成するコヒーレント性補正手段と、
   前記コヒーレント性補正後複素ビート信号をフーリエ変換することによって、目標との高分解能な相対距離情報を得るフーリエ変換手段と
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記コヒーレント性補正手段と前記フーリエ変換手段との間に設けられ、前記コヒーレント性補正後複素ビート信号に対して補間を行い、補間後複素ビート信号を生成する補間手段をさらに備え、
   前記フーリエ変換手段は、前記補間後複素ビート信号をフーリエ変換することによって、目標との高分解能な相対距離情報を得ることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記送信手段は、予め定めた時間間隔毎に、前記送信信号のチャープ周波数変調を前記時間間隔より短い予め定めた周波数掃引時間で繰り返し行うことを特徴とする請求項１および２記載のレーダ装置。
4. 前記局部発振手段は、前記局部発振信号のチャープ周波数変調を送信信号のチャープ変調と同期して、前記送信手段と同じ予め定めた時間間隔毎に行うことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記送信手段は、繰り返し行う送信信号のチャープ周波数変調の傾きを全て同じとすることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のレーダ装置。
6. 前記送信手段は、繰り返し行う送信信号のチャープ周波数変調の初期周波数を全て同じとし、
   前記局部発振手段は、繰り返し行う局部発振信号のチャープ周波数変調の初期周波数を全て同じとすることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のレーダ装置。
7. 前記送信手段は、繰り返し行う送信信号のチャープ周波数変調の初期周波数を予め定めた周波数間隔ずつ変化させ、
   前記局部発振手段は、繰り返し行う局部発振信号のチャープ周波数変調の初期周波数を前記送信手段と同じ予め定めた周波数間隔ずつ変化させることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のレーダ装置。
8. 前記局部発振手段は、繰り返し行う局部発振信号のチャープ周波数変調の初期周波数を前記送信信号のチャープ周波数変調の初期周波数と同じとすることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載のレーダ装置。

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