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Die
Erfindung betrifft ein schaltbares Kondensatorarray und insbesondere
ein solches, das MEMS-Anordnungen (mikroelektromechanische Systeme)
verwendet.
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WO 2006/054246 beschreibt
eine Anordnung mit einer gesteuerten Anpassungsstufe zum Anpassen
von Stufen aneinander, zum Beispiel kann eine Leistungsverstärkerstufe
in einer Mobiltelefonanwendung an eine Antennenstufe angepasst werden.
Die gesteuerte Anpassungsstufe enthält geschaltete MEMS-Anordnungen.
Die gesteuerte Anpassungsstufe kann durch MEMS-Anordnungen geschaltete
Kondensatoren enthalten. Die MEMS-Anordnungen müssen mit
relativ hohen Spannungen angesteuert werden, wodurch Schwierigkeiten
insbesondere mit Bezug auf die Lebensdauer der Anordnungen entstehen
können.
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Gemäß der
Erfindung wird ein schaltbares Kondensatorarray nach Anspruch 1
bereitgestellt.
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Die
Erfinder haben herausgefunden, dass in einer Schaltung wie etwa
der in
WO 2006/054246 offenbarten,
in der MEMS-Kondensatoren zum Schalten von HF-Signalen verwendet
werden, insbesondere unter Bedingungen hoher Ausgangsleistung und niedriger
Kapazität große Signale an den MEMS-Kondensatoren
vorliegen können. In diesen Bedingungen kann eine Selbstbetätigung
der MEMS-Anordnungen auftreten.
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Die
Erfinder haben herausgefunden, dass zwei verschiedene Arten von
Selbstbetätigung möglich sind.
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Erstens
kann ein „Selbst-Anzug” auftreten, bei dem ein
MEMS-Element hereingezogen wird, um die Anordnung auch ohne ein
Steuersignal zu schalten. Dies ist insbesondere ein Problem, wenn
die RMS-Spannung des geschalteten Signals größer
als die Anzugspannung ist. Zweitens kann eine Nichtloslösung
auftreten, bei der sich eine MEMS-Anordnung nicht loslöst.
Dazu kommt es, wenn die RMS-Spannung größer als
die Abzugsspannung der Anordnung ist. In beiden Fällen
besteht somit ein Problem, wenn das Signal hohe Leistung aufweist.
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Um
diese Probleme zu vermeiden, müssen MEMS-Anordnungen mit
relativ hohen Abzug- und Anzugspannungen, d. h. relativ hohen Betätigungsspannungen,
verwendet werden.
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Ein
anderes Problem mit MEMS-Anordnungen ist jedoch die Lebensdauer
der Anordnung. Die Lebensdauer von MEMS-Anordnungen kann durch dielektrische
Aufladung begrenzt werden. Dies läßt sich durch
Verwendung von relativ niedrigen Betätigungsspannungen
minimieren.
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Die
Anforderung einer langen Lebensdauer ist deshalb nur schwer mit
einem zuverlässigen Schalten zu vereinbaren.
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Gemäß der
Erfindung enthalten mindestens bestimmte der Kondensatorzellen mehrere MEMS-Anordnungen
in Reihe, um den HF-Spannungsabfall über jeder Anordnung
zu verringern und somit die Auswirkungen des die Anordnungen durchlaufenden
HF-Signals zu verringern.
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Bei
bevorzugten Anordnungen wird ferner eine Treiberschaltung zum Ansteuern
des schaltbaren Kondensatorarrays bereitgestellt. Die Treiberschaltung
ist dafür ausgelegt, eine Kapazität in die Schaltung
zu schalten, wenn ein vorbestimmter Hochleistungszustand entsteht,
um die Wahrscheinlichkeit einer Selbstbetätigung unter
diesen Umständen zu verringern.
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Für
ein besseres Verständnis der Erfindung wird nun mit Bezugnahme
auf die beigefügten Zeichnungen eine Ausführungsform
beschrieben. Es zeigen:
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1 ein
Kondensatorarray einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
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2 ein
Kondensatorarray einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;
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3 ein
Kondensatorarray einer dritten Ausführungsform der Erfindung;
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4 eine
schematische Schaltung mit einem Kondensatorarray wie in einer beliebigen
der 1 bis 3 gezeigt;
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5 einen
Treiber zum Ansteuern des Kondensatorarrays;
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6 ein
Impulsdiagramm, das Übergangsperioden darstellt;
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7a und 7b zum
Ansteuern von MEMS-Anordnungen in Ausführungsformen der
Erfindung verwendete Ansteuerspannungen;
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8 das Timing der in einer Ausführungsform
zur Steuerung der Treiberschaltung verwendeten Signale;
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9 die
Kapselung der Ausführungsform der Erfindung;
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10 eine
in einer Ausführungsform der Erfindung verwendete Kapazitätskompensationsanordnung;
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11 eine
in einer alternativen Ausführungsform der Erfindung verwendete
alternative Kapazitätskompensationsanordnung;
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12 in
einer weiteren Ausführungsform der Erfindung verwendete
Zusätze; und
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13 eine
weitere Ausführungsform der Erfindung.
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Die
Figuren sind schematisch und nicht maßstabsgetreu. Dieselben
oder ähnliche Komponenten erhalten in den verschiedenen
Figuren dieselben Bezugszahlen.
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In 1 ist
ein schaltbares Kapazitätsarray gemäß einer
ersten Ausführungsform der Erfindung gezeigt, das für
die Verwendung beim Schalten von HF-Signalen zum Beispiel in einem
Mobiltelefon oder in einer ähnlichen Anordnung bestimmt
ist. Das Array kann auch in anderen Anwendungen verwendet werden.
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Diese
Ausführungsform eines Kapazitätsarrays 22 verwendet
HF-MEMS-Schalter 38 des Kondensatortyps mit zwei Anschlüssen,
wobei die Aktivierung des HF-MEMS-Schalters eine vorbestimmte Kapazität
bereitstellt. Die Kapazität ist im deaktivierten Zustand
bei deaktiviertem Schalter viel kleiner.
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Das
Array enthält mehrere Kondensatorzellen 34, die
parallel zwischen einem Eingangsknoten 30 und einem Ausgangsknoten 32 angeordnet
sind. Jede Zelle 34 ist dafür ausgelegt, geschaltet
eine gegebene Kapazität bereitzustellen. Bei der Ausführungsform
liegen fünf Zellen vor, die so angeordnet sind, dass sie
Kapazitäten von 0,5 pF, 1 pF, 2 pF, 4 pF und 8 pF geben,
wobei die 8 pF-Zelle aus zwei parallelen Zweigen besteht. Jede Zelle
repräsentiert somit die Kapazität eines sukzessiven
Bits eines digitalen Kapazitätsarrays 22, das
bis zu 15,5 pF in Einheiten von 0,5 pF repräsentiert. Zum
Beispiel repräsentiert 10000 8 pF, 00011 repräsentiert
1,5 pF und so weiter. Es sind Steuereingänge 42 vorgesehen
(einer für jede Zelle 34) mit den Bezeichnungen
b0 bis b4, die jeweils das niedrigstwertige Bit bis herauf zu dem höchstwertigen
Bit repräsentieren.
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Die
Steuereingänge 42 sind jeweils durch einen Vorspannungswiderstand 43 mit
den MEMS-Schaltern 38 verbunden.
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Das
Array besteht aus einer Anzahl von HF-MEMS-Schaltern 38,
die jeweils in Reihe mit einem Gleichstromsperrkondensator 40 verwendet werden.
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Das
Array verwendet einen einzigen HF-MEMS-Schalter 38 in Reihe
mit einem Gleichstromsperrkondensator 40 für die
4 pF-Zelle. Bei der 8 pF-Zelle handelt es sich einfach um zwei 4
pF-Zellen in Parallelschaltung, die gemeinsam angesteuert werden.
Für die geringerwertigen Bits (2 pF, 1 pF und 0,5 pF) enthält
jedoch jede Zelle 34 zwei HF-MEMS-Schalter 38 in
Reihe, jeweils in Reihe mit einem Gleichstromsperrkondensator.
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Durch
Verwendung von zwei Schaltern in Reihe wird an jedem der HF-MEMS-Schalter 38 der geringerwertigen
Bits im Gebrauch nur die Hälfte der HF-Spannung zwischen
dem Eingangs- und Ausgangsknoten 30, 32 anliegen.
Dies verringert das Problem der Nichtloslösung signifikant,
d. h. das Risiko, dass die HF-Spannung an dem Kondensator bewirkt,
dass die HF-MEMS-Anordnung eingeschaltet bleibt, wenn die Steuerspannung
an dem jeweiligen Steuereingang 42 erniedrigt wird, um
die HF-MEMS-Anordnung auszuschalten.
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Zur
Bestimmung der anzusteuernden Spannung wird eine Steuerung 24 (siehe 4)
verwendet; diese steuert einen Treiber 44 (siehe 5).
Für die vorliegenden Zwecke ist jedoch zu beachten, dass
die Steuerung eine zusätzliche Funktion aufweist. Bei den
Zuständen, in denen am wahrscheinlichsten Selbstbetätigung
auftritt, wird insbesondere ein Kondensator, der zumindest ein Minimum
an Kapazität aufweist, verwendet. Man erreicht dies in
der Ausführungsform durch Einschalten der Zelle des niedrigstwertigen
Bit ungeachtet der Fehlanpassung.
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Die
Bedingungen, unter denen wahrscheinlich Selbstbetätigung
auftritt, umfassen insbesondere die Situationen höchster
Leistung, bei denen die größte HF-Leistung verwendet
wird – die hierdurch repräsentierte Leistung wird
modus- und frequenzbandabhängig sein. Die Steuerung 24 detektiert
die Anwesenheit dieser Situationen und schaltet das niedrigstwertige
Bit ein.
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Auf
diese Weise wird das Risiko, dass die Kondensatoren der Zelle des
niedrigstwertigen Bit unbeabsichtigt eingeschaltet werden, verringert.
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Aus 1 ist
erkennbar, dass die Schaltung zusätzlich einen gemeinsamen
Vorspannungseingang 68 enthält, der verwendet
wird, um die den Eingängen 42 gegenüberliegende
Seite der HF-MEMS-Schalter 38 mit einer geeigneten Gleichspannung
anzusteuern, wie später ausführlicher erläutert
werden wird.
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Als
Alternative zum Einschalten der Zelle des niedrigstwertigen Bit
bei hoher Leistung besteht eine Alternative darin, einen zusätzlichen
Kondensator bereitzustellen, der bei hoher Leistung eingeschaltet wird,
um bei hoher Leistung eine minimale Kapazität sicherzustellen.
Dieser Ansatz hat den Vorteil, die Möglichkeit der Feinabstimmung
der Kapazität bei hoher Leistung aufrechtzuerhalten, da
das niedrigstwertige Bit verfügbar bleibt. Dieser zusätzliche
Kondensator kann als eine zusätzliche Zelle betrachtet werden.
Der zusätzliche Kondensator kann eine Kapazität
aufweisen, die nicht unbedingt dieselbe wie die Kapazität
des niedrigstwertigen Bit ist. Somit müssen sich nicht
alle Zellen in einer Beziehung des Typs 1:2:4 ... 2n befinden.
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Mit
Bezug auf
2 wird eine alternative Ausführungsform
beschrieben. Statt der HF-MEMS-Schalter
38 mit zwei Anschlüssen
des Kapazitätstyps von
1 werden
HF-MEMS-Schalter
38 mit drei Anschlüssen des Kapazitätstyps
verwendet. Solche Schalter werden in
WO 2006/117709 beschrieben, und
wie in dieser Patentanmeldung beschrieben wird, muss man keine separaten
Gleichstromsperrkondensatoren
40 benutzen.
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Bei
der in 2 gezeigten Anordnung werden zwei HF-MEMS-Schalter 38 mit
drei Anschlüssen in Reihe auf den 0,5 pF- und 1 pF-Zellen
verwendet, und auf den 2 pF-, 4 pF- und 8 pF-Zellen wird nur ein
einziger HF-MEMS-Schalter 38 mit drei Anschlüssen
verwendet.
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Wie
bei der Anordnung von 1 verringert die Verwendung
mehrerer Schalter 38 in Reihe in den Zellen der niedrigstwertigen
Bits die an den Anordnungen anliegende Spannung und daher das Risiko, dass
die Spannung eines HF-Leistungssignals zwischen dem Eingangs- und
Ausgangsanschluss 30, 32 durchgeht, wodurch Probleme
der Nichtloslösung verursacht werden.
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Der
Ansteueransatz, bei dem das niedrigstwertige Bit bei hoher Leistung,
bestimmt als Funktion von Modus und Frequenzband, eingeschaltet
wird, wird ferner auch verwendet.
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Die
Anordnung von 2 hat den weiteren Vorteil,
dass die in den 1 pF-, 2 pF-, 4 pF- und 8 pF-Zellen verwendeten
Kondensatoren denselben Entwurf aufweisen, einen 2 pF-Entwurf. Die
4 pF-Zellen werden durch parallele Verwendung von zwei 2 pF-Kondensatoren
erzielt, und die 8 pF-Zelle unter Verwendung von vier parallelen
2 pF-Kondensatoren. Die 1 pF-Zelle verwendet zwei Kondensatoren
in Reihe. Allein die Verwendung dieses Aufbaus vergrößert
schon die Genauigkeit der Kapazitätswerte, die 1:2:4:8:16
betragen sollten, insbesondere derjenigen Kapazitätswerte,
die denselben Entwurf verwenden.
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Man
beachte, dass die kapazitive HF-MEMS-Anordnung mit drei Anschlüssen
eine Anzahl zusätzlicher Vorteile ergibt. Für
einen gegebenen Leistungspegel und Kapazitätswert ist die
effektive HF-Spannung an den MEMS-Platten um einen Faktor 2 kleiner,
da sie effektiv aus zwei Kondensatoren in Reihe besteht. Dadurch
verringern sich die Anforderungen bezüglich Selbst-Anzug
und Nichtloslösung, was bedeutet, dass die MEMS-Schalter
für wesentlich kleinere Spannungen ausgelegt werden können,
wodurch sich die dielektrische Aufladung verringert und die Lebensdauer
verbessert.
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3 zeigt
einen alternativen Ansatz. Bei diesem Ansatz enthalten die Zellen 34 der
geringerwertigen Bits zwei MEMS-Anordnungen 38 und einen
einzigen Gleichstromsperrkondensator 40, der entsprechend
die Hälfte der Kapazität jedes der beiden Kondensatoren
in Reihe in diesen Zellen in der Anordnung von 1 aufweisen
kann. Dadurch wird Chipfläche gespart und einer der beiden
Vorspannungswiderstände 43 von 1 überflüssig,
wodurch Verluste in der Schaltung verringert werden, insbesondere
wenn nur die niedrigstwertigen Bits verwendet werden.
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Das
Kapazitätsarray 22 von 1, 2 oder 3 kann
zur adaptiven Anpassung verwendet werden, wie nun mit Bezug auf 4 bis 14 erläutert werden wird.
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Mit
Bezug auf 4 ist ein schematisches Blockdiagramm
eines Teils eines Mobilgeräts gezeigt.
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Das
Mobilgerät enthält mehrere Ausgangsstufen 10,
wobei jede Ausgangsstufe 10 dafür ausgelegt ist,
gemäß eines anderen Mobilfunkstandards zu senden
und zu empfangen. Insbesondere ist die erste Ausgangsstufe 12 zum
Senden und Empfangen gemäß des UMTS-Standards
und eine zweite Ausgangsstufe 14 zum Senden und Empfangen
gemäß des GSM-Standards ausgelegt.
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Eine
Antennenschalteinheit 16 enthält mehrere FET- Schalter 18 zum
Schalten zwischen den Ausgangsstufen. Die FET-Schalter 18 können
auch zum Schalten zwischen Sendemodus und Empfangsmodus verwendet
werden, wenn die Ausgangsstufe dies erfordert, wie zum Beispiel
in der GSM-Ausgangsstufe.
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Die
Antennenschalteinheit 16 ist durch eine gesteuerte Impedanzstufe 21,
die eine schaltbare variable Impedanz bereitstellt, wie später
ausführlicher besprochen werden wird, mit der Antenne 20 verbunden.
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Somit
werden die verschiedenen Ausgangsstufen 10 durch die gesteuerte
Impdanzstufe 21 und durch die Antennenschalteinheit 16 mit
der Antenne 20 verbunden.
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Eine
Steuerung 24 ist vorgesehen, um die gesteuerte Impedanzstufe 21 zu
steuern.
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Die
gesteuerte Impedanzstufe 21 enthält ein geschaltetes
Kondensatorarray 22 mit mehreren HF-MEMS-Schaltzellen gemäß einer
beliebigen der oben besprochenen Anordnungen der 1, 2 oder 3.
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5 zeigt
einen Treiber 44 in der gesteuerten Impedanzstufe 21 ausführlicher.
Der Treiber wird auf einem Siliziumsubstrat implementiert und der Aufbau
berücksichtigt eine Anzahl von Gesichtspunkten, darunter
insbesondere den Wunsch, die für den Entwurf erforderliche
Siliziumfläche zu verringern.
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Insbesondere
stellt die Ausführungsform, wie nachfolgend besprochen
werden wird, einen Treiber bereit, der mehrere MEMS-Anordnungen
mit beiden Polaritäten zur Verringerung von dielektrischer
Aufladung und mit einem oder mehreren bestimmten Ansteuersignalen
ansteuert, wobei berücksichtigt wird, dass es notwendig
ist, in der Lage zu sein, die MEMS-Anordnungen schnell und auf eine Störemissionen verringernde
Weise ein- und ausschalten zu können.
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Der
Treiber wird verwendet, um die Steuereingänge 42 des
geschalteten Kondensatorarrays 22 anzusteuern. Der Treiber 44 enthält
Signaleingänge 46, 48, wobei der erste
Signaleingang 46 zum Empfangen eines Übergangsperiodensignals
TP und der zweite Signaleingang 48 zum Empfangen eines
Betätigungs-/Haltesignals dient. Man beachte, dass das Übergangsperiodensignal
TP jedes Vorkommen einer Übergangsperiode anzeigt und das
Betätigungs-/Haltesignal verwendet wird, um zwischen der Ausgabe
mit höherer Spannung (60 V) bei high und der Ausgabe mit
niedrigerer Spannung (30 V) bei low auszuwählen.
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Der
Treiber enthält außerdem weitere Signaleingänge,
d. h. einen Spannungsauswahleingang 49 und einen Brückeneingang 47,
dessen Bedeutung nachfolgend erläutert werden wird.
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Der
Treiber 44 enthält eine Ladungspumpe 50,
die mit dem Kondensator 52 zusammenarbeitet, um eine 60
V-Ausgabe bereitzustellen.
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Der
Steuerschalter 54 dient zum selektiven Verbinden dieses
Kondensators mit dem Knoten 56, der seinerseits mit der
High-Seite mehrerer HV-Ansteuerschaltungen verbunden ist, die parallel
angeordnet sind und jeweils eine Gegentaktschaltung 58 enthalten.
Die Low-Seite jeder Gegentaktschaltung ist mit Masse verbunden.
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Die
mehreren HV-Ansteuerschaltungen 70 werden parallel bereitgestellt,
um die mehreren MEMS-Schalter anzusteuern. Jede HV-Ansteuerschaltung 70 enthält
eine zum Ansteuern der Gegentaktschaltung 58 verwendete
Schaltsteuerung 60. Jede Schaltung ist zwischen dem Knoten 56 und Masse
parallel geschaltet. Die erste HV-Ansteuerschaltung 70 ist
(wie gezeigt) mit dem ersten (b0) Steuereingang 42 verbunden,
um die Kondensatoren des ersten Bit anzusteuern. Vier weitere HV-Ansteuerschaltungen 70 mit
Schaltsteuerungen 60 und Gegentaktschaltungen 58 in
Parallelschaltung sind vorgesehen, um die anderen Steuereingänge
(b1–b4) anzusteuern. Eine weitere HV-Ansteuerschaltung 70 dient
zum Ansteuern des gemeinsamen Vorspannungseingangs 68 für
Vollbrückenverwendung, die später besprochen werden
wird. Eine weitere HV-Ansteuerschaltung 70 dient zum Ansteuern
des Bandumschalt-Eingangs 69 (10), wie
nachfolgend beschrieben werden wird. Somit wird eine einzige Treiberschaltung 44 verwendet,
um alle geschalteten MEMS anzusteuern.
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Die
Spannungssteuerung wird durch die Verbindung des Knotens 56 mit
der Hochspannungsmesseinheit 62 bereitgestellt, die mit
dem ersten Signaleingang 46 verbunden ist, der das TP-Signal
empfängt, das zwischen einem 30 V- und einem 60 V-Modus
auswählt. Der Low- und der High-Ausgang der Hochspannungsmesseinheit 62 sind
beide mit der Niederspannungssteuereinheit 64 mit einem
mit dem Knoten 56 verbundenen Ausgang sowie mit dem Oszillator 66 verbunden,
der zum Ansteuern der Pumpe 50 durch das AND-Gatter 67 dient,
das mit dem ersten Signaleingang 46 verbunden ist, um die
Pumpe nur anzusteuern, wenn das TP-Signal high ist. Die Niederspannungssteuereinheit 64 kann
mit einem Fensterkomparator implementiert werden, der einen Kondensator
mit zwei Ladungspumpen ansteuert, von denen eine dafür
ausgelegt ist, den Kondensator positiv zu laden, wenn die Spannung
unter einen niedrigen Fensterwert (z. B. 29 V) fällt, und
eine den Kondensator entlädt, wenn die Spannung über
einem hohen Fensterwert (z. B. 31 V) liegt. Zur Steuerung der Spannung
kann ein Flipflop verwendet werden.
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Die
Ladungspumpe 50, der Kondensator 52, die Hochspannungsmesseinheit 62 und
der Oszillator 66 bilden zusammen eine Regelschleife hoher Spannung
(60 V) zum Erzeugen von 60 V, und die Hochspannungsmesseinheit 62 und
die 30 V-Steuereinheit 64 bilden eine Regelschleife niedriger
Spannung (30 V) zum Erzeugen von 30 V.
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Man
beachte, dass ein Kondensator 52 für die Hochspannungschleife
vorgesehen ist, nicht aber für die Niederspannung. Der
Grund dafür besteht darin, dass die Hochspannung zum Betätigen
(Einschalten) der MEMS-Kondensatorschalter und die Niederspannung
zum Halten der MEMS-Kondensatorschalter in einem „eingeschalteten” Zustand
verwendet wird. Somit wird der Kondensator 52 benötigt, um
ausreichend Ladung zum schnellen Schalten der Schalter bereitzustellen,
ohne eine zu große Ladungspumpe 50 zu verwenden.
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6 zeigt
ein W-CDMA-Signal an der UMTS-Stufe 12, das die 50-μs-Übergangsperiode zwischen
Pegeln zeigt. Das Übergangsperiodensignal TP ist während
dieser 50-μs-Übergangsperioden high. Man beachte,
dass das Übergangsperiodensignal TP während Leerlaufschlitzen
high ist, falls ein GSM/EDGE-Signal verwendet wird.
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7 zeigt
einige von dem Treiber 44 erzielte Ansteuermuster.
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Das
Ansteuermuster von 7a ist dafür ausgelegt,
die MEMS-Schalter nur während der Übergangsperiode
zu schalten. Der Schalter wird am Anfang der Übergangsperiode
durch eine höhere Spannung (in dem Beispiel 60 V) für
eine erste vorbestimmte Periode angesteuert, die wahlweise länger
als die Übergangsperiode sein kann, woraufhin die Ansteuerspannung
auf 30 V reduziert wird, wodurch der MEMS-Schalter gehalten wird,
ohne ihn zu schalten. Diese vorbestimmte Periode kann zum Beispiel
50 μs bis 500 μs betragen.
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Nach
der vorbestimmten Periode kann sich die Spannung während
einer zweiten vorbestimmten Periode, die zum Beispiel 150 μs
bis 500 μs betragen kann, auf eine niedrigere Spannung
verringern. Es ist nicht notwendig, dass die erste und die zweite
Periode gleich sind. Tatsächlich muss die zweite Periode nicht
gesteuert werden, sondern kann einfach die Zeit sein, die die Niederspannungssteuereinheit 64 benötigt,
um die Spannung von der höheren auf die niedrigere Spannung
zu verringern. Um Übergangseffekte zu vermeiden, sollte
der Wechsel von der höheren zu der niedrigeren Spannung
stetig sein. Aus diesem Grund wird eine Stromquellenentladung bevorzugt.
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Ein
weiteres Merkmal der Anordnung besteht darin, dass die Einschwingzeit
einer MEMS-Anordnung nahezu 50 μs betragen kann. Da dies
die Länge der Übergangsperiode ist, sollte die MEMS-Anordnung
am Anfang der Periode, d. h. vorzugsweise in den ersten 5 μs,
eingeschaltet werden.
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Um
dies ohne den Pufferkondensator 52 zu erreichen, wäre
die auf einem Halbleitersubstrat erforderliche Fläche der
Ladungspumpe sehr groß. Durch Verwendung des Pufferkondensators 52 von
1 bis 2 nF ist es stattdessen möglich, eine 200 pF-MEMS-Anordnung
in 5 μs zu laden, um bis zum Ende der Übergangsperiode
einen relativ gut eingeschwungenen Einschaltzustand zu erzielen.
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Aus 5 ist
erkennbar, dass im Gegensatz zu der höheren Spannungsschleife
ein ähnlicher Pufferkondensator zum Halten des Knotens 56 auf
der niedrigeren Spannung 30 V nicht vorgesehen ist. Es ist nicht
notwendig, die Spannung schnell auf diesen Wert zu wechseln. Dies
verringert die von der Treiberschaltung 44 eingenommene
Siliziumfläche. Stattdessen hält die Niederspannungs-Regelschleife einfach
die Spannung ungefähr auf dem korrekten Wert. Dies lässt
sich mit einem Fensterkomparator erzielen, der eine Stromquelle einschaltet,
wenn die Spannung zu niedrig ist, und eine Stromsenke einschaltet,
wenn die Spannung zu hoch ist. Da der Leckstrom nur etwa 5 nA (typischerweise
weniger als 10 nA) betragen kann, muss die Stromquelle nicht in der
Lage sein, einen großen Strom zu produzieren.
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Man
beachte, dass die Menge des durch die Stromsenke entladenen Stroms
effektiv die Zeit für das Verringern der hohen Spannung
auf die niedrige Spannung einstellen kann. Falls diese zu kurz ist, kann
eine separat ausgewählte Entladung bereitgestellt werden.
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Man
beachte, dass die Zeit, für die die Spannung auf der höheren
Spannung gehalten wird, und die Zeit zum Wechseln zu der niedrigeren
Spannung beide viel länger als die Übergangsperiode
sein können. Zum Beispiel kann die MEMS-Anordnung nach 50 μs
stabil sein, aber es besteht keine besondere Notwendigkeit, AH zu
schalten, um nach 50 μs die niedrige Spannung bereitzustellen – das
Schalten kann zum Beispiel nach 200 μs stattfinden. Der
Zeitpunkt des Anlegens der hohen Spannung ist wichtig, nicht der
des Abschaltens.
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Diese
Verwendung einer niedrigeren Haltespannung von 30 V vergrößert
die Lebensdauer des MEMS-Schalters im Vergleich mit einem Schalter, der
dieses Muster nicht verwendet.
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Man
beachte, dass MEMS-Schalter des beschriebenen Typs ausgeschaltet
werden können, indem man an beide Seiten der Anordnung
dieselbe Spannung anlegt, d. h. in der Anordnung von 2 dieselbe
Spannung (welche Masse oder eine höhere/niedrigere Spannung
sein kann) an den gemeinsamen Vorspannungsanschluss 68 und
an den jeweiligen Steuereingang 42 anlegt. Ähnlich
sollte zum Einschalten solcher MEMS-Schalter die höhere
Spannung an einen des gemeinsamen Vorspannungsanschlusses 68 und
Masse an den anderen des gemeinsamen Vorspannungsanschlusses und
des jeweiligen Steuereingangs 42 angelegt werden.
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8 zeigt Signale, die an den Treiber von 5 angelegt
werden, um das Ergebnis von 7 zu erzielen.
Das an den Eingang 45 angelegte TP-Signal signalisiert
die Übergangsperiode und das an den Eingang 48 angelegte
AH-Signal signalisiert effektiv, dass der Treiber 44 eine
hohe Spannung produzieren soll, wenn AH high ist, und eine niedrige Spannung,
wenn AH low ist.
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Als
erstes betrachte man, wie die Signale AH, TP und VS die höhere
oder niedrigere Spannung liefern.
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Das
an den Eingang 49 angelegte VS-Signal bestimmt einfach
den Wert der hohen Spannung (z. B. 60 V) und daher auch den der
niedrigen Spannung, die bei der Ausführungsform die Hälfte
der hohen Spannung beträgt.
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Der
erste TP-Impuls in 8 verursacht zusammen
mit dem AH-Signal das Einschalten gewählter Gegentaktschaltungen 58 und
die Ansteuerung gewählter Steuereingänge 42 und
des gemeinsamen Vorspannungseingangs 68 des geschalteten
Kondensatorarrays 22 auf die in 7a und 7b dargestellte
Weise.
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Man
beachte, dass, nachdem das Signal TP low ist (nach dem Ende der Übergangsperiode),
während aber AH immer noch high ist, die Niederspannungs-Regelschleife
das Halten der höheren 60 V-Spannung bewirkt. Erst wenn
AH zu low übergeht (in dem Beispiel 200 μs nach
dem Anfang der Übergangsperiode) wirkt die HV-Messschaltung 62,
um die niedrigere Spannung zu messen, und die Niederspannungssteuereinheit 64 wird
dann geschaltet, um die Spannung an dem Knoten 56 so zu
steuern, dass sie die niedrigere Spannung ist.
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Dies
wird verwendet, um den Kondensator 52 in Zeitperioden,
in denen kein Schalten erfolgt, wiederaufzuladen. Zum Beispiel kann
TP alle 0,005 s high sein (d. h. eine Frequenz von 200 Hz), um den Kondensator 52 wiederaufzuladen,
und ihn mit der hohen Spannung geladen zu halten. AH kann nur alle 0,1
s zu high übergehen, um die MEMS-Anordnungen zu schalten.
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Wenn
TP wieder zu low übergeht, wird der Schalter 71 geschlossen,
und die Niederspannungs-Regelschleife der HV-Messschaltung 62 und die
Niederspannungssteuerung 64 steuern wieder den Knoten 56 mit
der niedrigeren Spannung an. Man beachte, dass durch Vermeidung
eines Kondensators in dieser Schleife, die 30 V hält, keine
Notwendigkeit eines zusätzlichen Schalters zum Entkoppeln eines
solchen Kondensators während dieses Ladevorgangs des Kondensators 52 besteht.
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Als
zweites betrachte man die Auswirkung des Brückensignals
BR. Um das Ansteuermuster von 7a zu
implementieren, wird das Brückensignal BR an den Brückeneingang 47 angelegt
und am Anfang der Übergangsperiode, d. h. im Wesentlichen zur
selben Zeit wie das AH- und TP-Signal, geschaltet. Wie in 8 dargestellt, kann dieses Schalten von
low nach high oder von high nach low erfolgen.
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Man
nehme als Ausgangspunkt den Zustand, in dem die Steuereingänge 42 der
MEMS-Anordnungen, die eingeschaltet sind, auf Masse gehalten werden
und die gemeinsame Vorspannung 68 auf der durch den Treiber 44 produzierten
angesteuerten Spannung liegt (an diesem Punkt in dem Zyklus der niedrigeren
Spannung 30 V). Bei MEMS-Anordnungen, die ausgeschaltet sind, sind
die Steuer- und Vorspannungseingänge beide gleich (an diesem
Punkt in dem Zyklus auf der niedrigeren Spannung 30 V).
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Nachdem
das BR-Signal geschaltet wird, wird die gemeinsame Vorspannung 68 auf
Masse gehalten und die Steuereingänge der Anordnungen,
die eingeschaltet sind, werden mit der durch den Treiber 44 produzierten
angesteuerten Spannung verbunden, die aufgrund der gleichzeitigen Änderung
des AH-Signals nun die höhere Spannung 60 V ist. Bei der
dargestellten Ausführungsform beginnt die höhere
Spannung sich nach 200 μs zu verringern und kommt nach
weiteren 200 μs an der niedrigeren Spannung 30 V an.
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Bei
MEMS-Anordnungen, die ausgeschaltet sind, sind die Steuer- und Vorspannungseingänge beide
gleich (an diesem Punkt in dem Zyklus auf der Massespannung 0 V).
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Beim
nächsten Schaltereignis (am Anfang der nächsten Übergangsperiode)
werden AH, BR und TP wieder zur selben Zeit geschaltet. Die gemeinsame
Vorspannung 68 wird nun auf der höheren Spannung
(60 V) gehalten, und die Steuereingänge von Anordnungen,
die eingeschaltet sind, werden mit Masse verbunden.
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Bei
MEMS-Anordnungen, die ausgeschaltet sind, sind die Steuer- und Vorspannungseingänge beide
gleich (an diesem Punkt in dem Zyklus auf der höheren Spannung
60 V).
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Bei
der dargestellten Ausführungsform beginnt diese höhere
Spannung nach 200 μs, sich zu verringern, und kommt nach
weiteren 200 μs an der niedrigeren Spannung 30 V an. Dies
kehrt zu dem Ausgangspunkt zurück.
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Die
beschriebene Verwendung der Schaltung kehrt die Polarität
der Spannung also mit jedem Zyklus um, wodurch die Lebensdauer der
Anordnungen vergrößert wird.
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Ferner
ist aus 8 erkennbar, dass die Steuereingänge
zur selben Zeit wie das Schalten von AH, BR und TP geschaltet werden
können, wodurch eine Änderung der eingeschaltet
gehaltenen MEMS-Anordnungen am Anfang jeder Übergangsperiode
erlaubt wird.
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Man
beachte, dass die Identität des Steuereingangs 42 und
des gemeinsamen Vorspannungseingangs 68 von der Art der
MEMS-Anordnung abhängt – bei einer Anordnung mit
zwei Anschlüssen sind diese beiden Eingänge einfach
die beiden Anschlüsse, bei einer Anordnung mit drei Anschlüssen ist
der mittlere Eingang der Steuereingang und beide Anschlüsse
können als der gemeinsame Vorspannungseingang 68 verwendet
werden.
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Die
obige Beschreibung beschreibt das Einschalten der MEMS-Schalter.
Sie werden am selben Punkt in dem Zyklus ausgeschaltet, am Anfang
der Übergangsperiode (zum Beispiel in den ersten 5 μs dieser
Periode), indem sie mit geeigneten Spannungen angesteuert werden.
Da im ausgeschalteten Zustand keine dielektrische Ladungen bestehen,
muss man lediglich die Spannung an der Anordnung auf 0 V schalten
und dann die Spannung in diesem Zustand lassen.
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Durch
Aus- und Einschalten des geschalteten Kondensatorarrays während
der Übergangsperiode werden die Auswirkungen etwaiger Hochspannungs-Einschaltstöße
stark verringert. Die beim Schalten der MEMS-Schalter auftretenden
Einschaltstöße könnten andernfalls leicht
Störemissionen verursachen.
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Ein
anderer Effekt, der Störemissionen verursachen könnte,
ist die Auswirkung des Hochspannungstaktausgangs des Oszillators 66,
der durchgekoppeln und eine Welligkeit erzeugen könnte,
die sich mit dem HF-Träger mischen könnte, und
Störemissionen verursachen könnte.
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Bei
der beschriebenen Ausführungsform wird der die Ladungspumpe 50 ansteuernde
Oszillator 66 nur während der Übergangsperiode
geschaltet (d. h. von ein nach aus oder umgekehrt). Indem die Ladungspumpe
nur in Übergangsperioden aktiviert wird, können
Störemissionen aus den Ladungspumpen minimiert werden.
Insbesondere wird der die Pumpe ansteuernde Oszillator 66 nur
aktiviert, wenn das Signal TP high ist. Der Kondensator 52 hält
die 60 V für den Rest der Periode ausreichend konstant, so
dass der Takt nur während der Übergangsperiode betätigt
wird. Man beachte, dass das Taktsignal für weniger als
die volle Zeit aktiviert wird, für die der Kondensator 52 60
V ansteuert, die zum Beispiel 200 μs, gefolgt durch weitere
200 μs betragen kann, wobei während dieser Zeit
die Spannung von 60 V auf 30 V fällt, um plötzliche
Spannungsänderungen zu vermeiden, die selbst Einschaltstöße
verursachen können.
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Ein
weiterer nützlicher Effekt der Ausführungsform
besteht darin, dass Änderungen der Übertragungsfunktion
während der Anpassung durch Schalten des geschalteten Kondensatorarrays 22 andernfalls
eine Verzerrung des emittierten Signals verursachen könnten.
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Somit
gewährleistet die Ausführungsform eine Kombination
von Betätigung des Takts nur während der Übergangsperiode,
um Störemissionen aus dem Takt zu verringern, zusammen
mit einer längeren Lebensdauer zur Ansteuerung der MEMS-Anordnung
mit der höheren Spannung, um Welligkeit auf der Betätigungsvorspannung
und daher Störemissionen aus sich mit dem HF-Träger
mischender Welligkeit zu verringern.
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Durch
Bereitstellen einer niedrigeren Ansteuerspannung (30 V) zum Halten
der MEMS-Anordnung in ihrer betätigten Stellung wird darüber
hinaus die Lebensdauer der MEMS-Anordnung vergrößert.
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Die
obige Ausführungsform wird mit 60 V als die höhere Spannung
und 30 V als die niedrigere Spannung beschrieben. Diese Wahl basiert
jedoch auf den spezifischen verwendeten MEMS-Anordnungen und kann
variiert werden.
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MEMS-Anordnungen
besitzen im Allgemeinen etwas Hysterese mit einer Anzugsspannung,
der zum Aktivieren des Schalters erforderlichen Spannung, und einer
Abzugsspannung, der zum Deaktivieren des Schalters erforderlichen
niedrigeren Spannung. Der Treiber sollte eine höhere Spannung merklich über
Anzugsspannung und eine niedrigere Spannung zwischen der Anzugs-
und der Abzugsspannung produzieren.
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Man
beachte, dass die Treiberschaltung 44 einen Spannungsauswahleingang 49 zum
Bereitstellen einer Spannungseingabe zum Spezifizieren der höheren
Spannung aufweist. Zweckmäßigerweise ist diese
Spannung eine skalierte Spannung, so dass zum Beispiel für
eine 60 V-Ausgabe eine Spannung von 2,8 V an dem Spannungsauswahleingang 49 bereitgestellt
wird und für eine 30 V-Ausgabe 1,4 V eingegeben werden.
Auf diese Weise kann die Treiberschaltung einfach durch Einstellen
dieser Spannung verschiedene Spannungen produzieren. Man beachte
jedoch, dass dieser Eingang optional ist und dass in einer Produktionsanordnung
dieser Spannungsauswahleingang 49 weggelassen werden kann.
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Die
HF-MEMS-Schalter 38 des geschalteten Kondensatorarrays 22 sollten
hermetisch gekapselt werden. Dies wird typischerweise wie in 9 dargestellt
mit einer Kappe 82 über dem gemeinsamen Substrat 84 erreicht,
die mit einem als Dichtring wirkenden Lotring 86 abgedichtet
wird.
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Die
Vorspannungswiderstände 43 und MEMS-Schalter 38 (siehe 2)
werden auf dem gemeinsamen Substrat 84 integriert. Wahlweise
können ähnlich auch Messinduktivitäten
integriert werden.
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Dies
alles verringert die Anzahl der den dichtenden Lotring 86 überquerenden
Leitungen, wodurch der Einfluss des Lotrings 86 auf die
Leistungsfähigkeit der Anordnung minimiert wird.
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Der
Eingang 30 und der Ausgang 32 werden dicht beieinander
angeordnet, um die Selbstinduktivität zu minimieren. Ferner
werden die größten Kondensatoren für
die höherwertigen Bits in der Nähe des Eingangs 30 und
des Ausgangs 32 angeordnet, um die Selbstinduktivität
zu minimieren.
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Wahlweise
enthält die Schaltung zusätzliche Komponenten
zum Umgang mit der signifikanten Kapazität zu Masse, die
durch den Lotring 86 gebildet wird. Man beachte, dass diese
in der Größenordnung von 0,3 pF bis 0,5 pF betragen
und daher mit dem niedrigstwertigen Bit vergleichbar sein kann.
Im Allgemeinen werden Schaltungen mit signifikant verschiedenen
Frequenzen arbeiten müssen, und jede Anpassung zur Kompensation
der Kapazität zu Masse des Lotrings erfordert Arbeit bei
mehreren Frequenzbändern, und daher kann die Schaltung
Komponenten verwenden, die auf der Basis der Bandsignaleingabe an
dem Anschluss 69 des geschalteten Kondensatorarrays 22 (siehe 3)
geschaltet werden.
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Ein
Ansatz könnte darin bestehen, eine Induktivität
in Reihe mit einem geschalteten Kondensator zu verwenden, dies würde
aber einen großen HF-MEMS-Kondensatorschalter als geschalteten Kondensator
erfordern, der eine sehr große Fläche, zum Beispiel
1,5 mm2, aufweisen würde. Ferner
hätte der große HF-MEMS-Kondensatorschalter eine
Eigenresonanzfrequenz, die unangenehm nahe bei dem Hoch-Betriebsband
liegt.
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Folglich
verwendet eine bevorzugte Ausführungsform geschaltete parallele
LC-Schaltungen zum Ausresonieren der unerwünschten parasitären Elemente. 10 zeigt
eine Anordnung mit zwei geschalteten LC-Kompensationsschaltungen 90,
einer zwischen dem Ausgangsknoten 32 und Masse und einer
zwischen der Eingangssignalkette und Masse.
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Um
den Impedanzkompensationsbereich in mehreren Frequenzbändern
zu vergrößern, wird in dem Eingangssignalpfad
unter Verwendung von mehreren Schaltern zur Bereitstellung einer
schaltbaren Impedanz eine geschaltete parallele LC-Anordnung 92 vorgesehen.
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11 zeigt
eine alternative Anordnung, bei der die geschaltete parallele LC-Anordnung 92 von 8 durch eine parallele ungeschaltete LC-Anordnung 94 in
dem Eingangssignalpfad mit einer Induktivität und einem
Kondensator in Parallelschaltung ersetzt wird. Diese parallele ungeschaltete
LC-Anordnung 94 ist dafür ausgelegt, eine Eigenresonanz zwischen
der Niederband- und der Hochbandbenutzung aufzuweisen, so dass sich
die parallele LC-Schaltung in dem niedrigen Band wie eine Induktivität
und in dem hohen Band wie ein Kondensator verhält. Somit
ist sowohl Nieder- als auch Hochbandbetrieb möglich, ohne
dass die zusätzlichen mehreren Schalter erforderlich sind,
die in der LC-Anordnung 92 von 10 verwendet
werden.
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Eine
weitere Ausführungsform ist schematisch in 12 dargestellt.
Der Klarheit halber wurden bestimmte Komponenten der vollständigen
Anordnung weggelassen – diese sind dieselben wie bei den
vorherigen Ausführungsformen.
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Bei
dieser Ausführungsform ist zusätzliche Filterung
vorgesehen, um die Auswirkung von Schalttransienten zu verringern.
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Das
erste zusätzliche Filter wird durch den Widerstand 71 zwischen
dem Kondensator 52 und der Gegentaktschaltung 58 bereitgestellt.
In Zusammenarbeit mit dem Kondensator 52 verringert dies die
Steigung des Vorspannungsimpulses, wenn die Gegentaktschaltung eingeschaltet
wird.
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Zweitens
ist zwischen der Gegentaktschaltung 58 und dem geschalteten
Kondensatorarray 22 ein Reihentiefpassfilter 72 vorgesehen,
das bei der gezeigten Ausführungsform als ein RC-Filter
implementiert ist.
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Drittens
können die Transistoren des Gegentaktarrays angepasst werden,
um ihre Größe zu verringern und ihren Widerstand
zu vergrößern – dies hat wiederum die
Wirkung eines Tiefpassfilters.
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Viertens
können Shuntinduktivitäten 74, 76 zu
Masse auf dem HF-Pfad angewandt werden, um Einschaltstöße
zu verringern. Dies wird auch ein integraler Pfad der Impedanzanpassung
sein, die vorgesehen ist, um die Impedanz der Antenne 20 an
die Ansteuerschaltung anzupassen. Ferner verringert die Shuntinduktivität 74 zwischen
der Antenne 20 und dem geschalteten Kondensatorarray 22 die Übertragung
von elektrostatischen Entladungsereignissen von der Antenne 20 zurück
in das geschaltete Kondensatorarray 22 und die Treiberschaltung,
wodurch die Anforderungen in dieser Hinsicht an diese Schaltungskomponenten
gelockert werden.
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Fünftens
ist durch Shuntwiderstände 78 zu Masse in Verbindung
mit dem Gleichstromsperrkondensator 80 zwischen dem Antennenschalter 16 und dem
geschalteten Kondensatorarray 22 ein Hochpassfilter gebildet.
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Durch
Verwendung bestimmter oder aller dieser zusätzlichen Filtertechniken
können die Auswirkungen des Schalters hoher Spannung, das
die Ausbreitung von Transienten durch das Netzwerk verursacht, verringert
werden.
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Dies
ist insbesondere ein Problem mit den Schaltern des Antennenschalters 16,
die zweckmäßigerweise als Transistoren mit hoher
Elektronenmobilität (HEMT) des p-Typs implementiert werden
können, die mit einer Spannung von etwa 2,5 V geschaltet
werden können. Die Anwesenheit von 60 V-Schaltsignalen
zum Schalten der MEMS-Kondensatoren des geschalteten Kondensatorarrays 22 kann
diese HEMT leicht stören und Störeffekte verursachen.
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Bei
der Ausführungsform von 12 wird die
Steigung des Vorspannungsimpulses durch die Tiefpassfilter des Widerstands 71,
das Tiefpassfilter 72 und den höheren Widerstand
der Transistoren der Gegentaktschaltung 58 herabgesetzt.
Durch die Hochpassfilter in der HF-Signalleitung werden weitere
Verbesserungen bereitgestellt.
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Es
ist nicht notwendig, feste hohe und niedrige Spannungen zum Ansteuern
der MEMS-Anordnungen, wie zum Beispiel 30 V und 60 V, zu verwenden,
sondern stattdessen können spezifisch bestimmte Spannungen
entweder für die Anordnungen in Parallelschaltung oder
sogar unter Verwendung einer unterschiedlichen Spannung für
jede Anordnung verwendet werden.
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Bei
den obigen Ausführungsformen wird die hohe Spannung (60
V) an dem Spannungsauswahleingang 49 eingegeben, und dies
wählt die korrekte Spannung.
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Bei
einer weiteren Ausführungsform ist der Treiber dafür
ausgelegt, einen speziellen Kalibrationsmodus aufzuweisen, bei dem
er die an den MEMS-Schalter angelegte Spannung rampenförmig hochfährt,
während die Kapazität des Schalters, wie in 13 dargestellt,
gemessen wird. Dabei wird der durch die Steuerung 24 (siehe 2)
angesteuerte Spannungsauswahleingang 49 und die Kapazitätsmesseinheit 80 verwendet.
Es wird die Spannung gemessen, bei der der Schalter schaltet und
die Kapazität ansteigt. Die Spannung wird dann rampenförmig heruntergefahren,
bis sich der Schalter ausschaltet. Die Spannung, bei der der Schalter
schaltet, wird dann als die höhere Spannung und eine Spannung etwas über
der Spannung, bei der sich der Schalter ausschaltet, als die niedrigere
Spannung verwendet.
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In
dem speziellen Kalibrationsmodus kann beim Hochfahren eingetreten
werden, oder als Alternative oder zusätzlich in spezifischen
Zeitintervallen oder nach einem bestimmten Grad der Benutzung.
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Es
sollte beachtet werden, dass die oben beschriebenen Ausführungsformen
nicht erschöpfend sind und Fachleute erkennen werden, dass
gegebenenfalls andere Komponenten und Anordnungen verwendet werden
können. Wenn die Beschreibung der Ausführungsformen
oder der Schaltbilder die Verwendung bestimmter Komponenten für
bestimmte Funktionen nahelegt, wird für Fachleute erkennbar sein,
dass alternative Komponenten verwendet werden können.
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Obwohl
die schaltbaren Kondensatorarrays von 1 bis 3 oben
in einer bestimmten Anwendung für Mobiltelefonie beschrieben
werden, können die beschriebenen schaltbaren Arrays in
anderen Anwendungen für Lastleitungsanpassung und andere
HF-konfigurierbare Netzwerke verwendet werden.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Ein
schaltbares Kondensatorarray 22 besitzt mehrere parallel
zwischen einem Eingang 30 und einem Ausgang 32 angeordnete
Zellen zur Bereitstellung einer steuerbaren Kapazität.
Die geschalteten Kondensatoren werden durch MEMS-Schalter 38 des
Kapazitätstyps implementiert. Die Zellen mit niedrigerem
Kapazitätswert enthalten mehr als einen MEMS-Schalter in
Reihe, wodurch die an jedem MEMS-Schalter mit niedrigerem Kapazitätswert
anliegende Spannung verringert ist.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - WO 2006/054246 [0002, 0004]
- - WO 2006/117709 [0039]