DE1069222B - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Radaranlage für Geschwindigkeitsmessung nach dem Dopplerprinzip, bei der die Echosignale in der ersten Empfängermischstufe mit Signalen überlagert werden, die ohne Frequenzverschiebung vom Sender abgeleitet sind.

FrequenzmoduUerte Radaranlagen sind zum Zweck der Entfernungsmessung bekannt. Für diesen Zweck muß die Modulationsfrequenz gering sein, und sie liegt aus praktischen Gründen im unteren Hörfrequenzbereich. Dagegen muß der Frequenzhub sehr hoch sein. Das durch eine solche nichtsinusförmige Frequenzmodulation erzeugte Spektrum enthält zahlreiche Seitenbänder, die einen gegenseitigen Abstand haben, der durch die Modulationsfrequenz gegeben ist. Die Energie stellt dabei in jedem Seitenband nur einen sehr geringen Teil der Gesamtenergie dar. Aus diesem Grunde werden bekanntlich zur Abtrennung der Doppelfrequenzen bei zusätzlicher Geschwindigkeitsmessung komplizierte Filter mit kammartiger Charakteristik verwendet, um einen merkbaren Anteil der Energie zu sammeln. Ein besonderer Nachteil dabei ist, daß wegen der geringen Modulationsfrequenz unvermeidlich auf allen Seitenbändern eine Geräuschmodulation vorhanden ist, die den Gesamtstörabstand der Radaranlage stark herabdrückt.

Bei Radargeräten tritt stets die Aufgabe auf, die Ein-Wirkungen der direkt vom Sender durchschlagenden Energie auf den Empfänger möglichst gering zu halten. Bei den nach dem Dopplerprinzip arbeitenden Radargeräten ist dieses Problem besonders brennend, weil die direkten Signale und die Echosignale nahezu die gleiche Frequenz haben. Wenn also die direkten Signale geräuschmoduliert sind, können die Geräuschseitenbänder sehr leicht die mit der Dopplerfrequenz behafteten Echos verdecken oder sogar zum Verschwinden bringen.

Es ist auch bereits ein System bekannt, das in der Art eines Überlagerungsempfängers arbeitet und bei dem ein konstantes Verhältnis der Oszillatorfrequenz zur Senderfrequenz ohne besondere Frequenzstabilisierung leicht einzuhalten ist. Dieses System ist in der Praxis jedoch vor allem bei Auftreten von Röhrenklingen nicht verwendbar. Dies beruht darauf, daß die vom Sender her durchschlagende Frequenz an der Eingangsseite der Empfangsmischstufe inmitten des zu empfangenden Frequenzbandes auftritt. Dieses durchschlagende Signal ist trotz aller Versuche, seine Intensität zu vermindern, um ein Vielfaches größer als die schwächsten Signale, die noch empfangen werden müssen. Vibrationen der verschiedenen Schwingkreise, die vom Sender her, wie eben erwähnt, beeinflußt sind, rufen eine Amplitudenmodulation dieser durchschlagenden Frequenz hervor mit dem Ergebnis, daß sich ein Störfrequenzspektrum ergibt, welches den Frequenzbereich der Echosignale überdeckt. Auf diese Weise lassen sich nur noch ganz starke Echosignale empfangen. Bei Radargeräten an Bord von Flugzeugen Radaranlage für Geschwindigkeitsmessung nach dem Dopplerprinzip

Anmelder:
Canadian Marconi Company,
Montreal, Quebec (Kanada)

Vertreter: Dr.-Ing. E. Hoff mann, Patentanwalt,
München 22, Widenmayerstr. 34

Beanspruchte Priorität:
Kanada vom 14. April 1956

Keith Cecil Malcolm Glegg,
Pointe Ciaire, Quebec (Kanada),
ist als Erfinder genannt worden

wird die Sache besonders schwierig, weil die Erschütterungen, denen das Gerät fast ununterbrochen ausgesetzt ist, Röhrenklingen (Mikrophonie) hervorrufen, das sehr schwierig auszuschalten ist.

Es ist bereits eine Einrichtung vorgeschlagen worden, durch welche die KHngeinwirkungen auf die Leistung von Radargeräten mit Dauerbetrieb stark vermindert werden. Wenn aber die Klingwirkungen ausgeschaltet sind, findet man, daß das von der Senderöhre erzeugte Elektronenrauschen eine Grenze für die dann zu erzielende Empfindlichkeit setzt. Die Erfindung befaßt sich deshalb mit der Auffindung einer gleichzeitigen Lösung für das Problem der Entstörung gegenüber Mikrophonie und Elektronenrauschen in Dopplergeräten.

Zur Illustration der Wirkung des Elektronenrauschens sei angenommen, daß in einem Dopplerradargerät Echosignale mit einem Pegel von 145 db unter der Sendeleistung festgestellt werden sollen. Die auszuwertende Dopplerfrequenzänderung soll z. B. zwischen 1 und 2 kHz liegen, und die Senderöhre sei ein Reflexklystron, wie es gewöhnlich als örtHcher Oszillator in Mikrowellenempfängern verwendet wird, das bei 10 OOO MHz arbeitet. Die Einhüllende des Geräuschenergiespektrums der Klystronsenderöhre ist eine Funktion der Güte des Hohlraumresonators und ergibt bei der Signalfrequenz eine Rauschleistung von etwa minus 60 db in bezug auf die Sendeleistung in dem gewählten, 1 kHz breiten Band. Wenn nun überhaupt kein Klinggeräusch vorhanden wäre, müßte doch noch eine Geräuschisolation von 85 db zwischen dem Sender und dem Empfänger vorgesehen

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werden, wenn das vom Empfänger aufgenommene Sendegeräusch nicht stärker als die Echosignale sein soll. Die bekannten Anordnungen mit einer einzigen Simultanantenne und einer Entkopplungsschaltung sind für diesen Zweck völlig ungeeignet. Um die erforderliche Entkopplung auch nur annähernd zu erreichen, sind in der gegenwärtigen Technik nicht nur solche Vorsichtsmaßregeln wie sorgfältige innere Abschirmung, sondern auch die Verwendung getrennter Sende- und Empfangsantennen in beträchtlichem Abstand voneinander erforderlich. Bei Flugzeuggeräten, wo Gewicht und Platzbedarf die überragende Rolle spielen, war es bisher unmöglich, den erwähnten Abschirmungsgrad zwischen Sender und Empfänger zu erreichen. Selbst wenn also das Problem der Klingneigung in für Flugzeuge bestimmten Radargeräten nach dem Dopplerprinzip gelöst ist, stellt immer noch das Elektronenrauschen des Senders eine Schranke dar, die die Erreichung einer hohen Empfindlichkeit hindert.

Die erfindungsgemäße Radaranlage für Geschwindigkeitsmessung nach dem Dopplerprinzip, bei der die Echosignale in der ersten Empfängermischstufe mit Signalen überlagert werden, die ohne Frequenzverschiebung vom Sender abgeleitet sind, kennzeichnet sich durch einen üblichen Sender, bei dem die Amplitude der Hüllkurve des statischen Elektronenrauschens für eine Frequenz im Abstand Fx von der Trägerfrequenz auf die Größenordnung des schwächsten auszuwertenden Echosignals abgesunken ist, durch ein von der Eingangsmischstufe beaufschlagtes Bandfilter, dessen mittlere Durchlaßfrequenz Fz mindestens so groß wie Fx ist, durch einen von dem Bandfilter beaufschlagten Dopplerfrequenzdemodulator, der mit einer Auswerteinrichtung verbunden ist, und durch einen Frequenzmodulator, der den Sender mit einer Frequenz F_m moduliert, für die 11 F_m = Fz ist, wobei 11 eine feste ganze Zahl ist, und dessen Frequenzhub so gewählt ist, daß der sich ergebende Modulationsindex/) von der gleichen Größenordnung wie η ist. Die Bemessung der Frequenzmodulation ist dabei also nicht von Bedingungen abhängig, wie sie bei einer Entfernungsmessung gestellt sind. Sie wird vielmehr so vorgenommen, daß eine störungsfreie Abtrennung der Dopplerfrequenzen möglich ist.

Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung einiger Ausführungsbeispiele an Hand der Zeichnung. Hierin zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung, die besonders für Flugzeuggeräte geeignet ist,

Fig. 2 eine Abänderung der Ausführungsform nach Fig. 1,

Fig. 3 eine Ausführungsform der Erfindung, die für kleine und weit entfernte Gegenstände besonders geeignet ist, und

Fig. 4 eine Ausführungsform, bei der ein anderer Demodulator als bei Fig. 1 bis 3 Verwendung findet.

Die Ausführungsbeispiele sind nur zum Zwecke der Erläuterung dargestellt und beschrieben und stellen in keiner Weise eine Begrenzung der Erfindung dar. Die Anlage nach Fig. 1 wird in Anwendung auf eine Einrichtung zur Bestimmung der Geschwindigkeit über Grund vom Flugzeug aus mittels des Dopplereffekts beschrieben. Die verschiedenen Betriebskennwerte, z. B. die Frequenz, werden auf dieser Basis entweder ausdrücklich angegeben oder stillschweigend vorausgesetzt. Dem Fachmann werden aber ohne weiteres andere Betriebsbedingungen ersichtlich sein.

In Fig. 1 stellt 1 den Sendeoszillator dar, der z. B. als Reflexklystron ausgebildet ist. Die einzige Beschränkung bezüglich der Art des im Rahmen der Erfindung verwendeten Oszillators besteht darin, daß die Amplitude der Hüllkurve seines elektronischen Rauschspektrums

als Funktion des Abstandes von der Nennträgerfrequenz abnimmt. Alle Schwingungserzeuger mit abgestimmten Hohlräumen, z. B. Klystrons, sind also bei Höchstfrequenzen geeignet. Als Trägerfrequenz seien 10000 MHz angenommen. Ein Modulator 2, der z. B. mit 10 MHz betrieben wird, prägt dem Sender 1 eine Frequenzmodulation auf, deren Modulationsindex gemäß den weiter unten auseinandergesetzten Grundsätzen gewählt ist. Die Signale vom Sender werden ausgestrahlt und außerdem in bekannter Weise, gegebenenfalls nach einer entsprechenden Dämpfung, einer Mischstufe 6 zugeführt, wo sie den gleichen Zweck wie die Signale vom örtlichen Oszillator eines bekannten Überlagerungsempfängers erfüllen. Die Signaleingangsklemmen der Mischstufe 6 werden mit den vom Ziel herrührenden Echosignalen gespeist. Die erwähnten Vorgänge können bekanntlich mittels einer Vielzahl von Schaltungen durchgeführt werden. Vorzugsweise wird die dargestellte außerordentlich einfache Anordnung gewählt. Eine Entkopplungsschaltung 3 wird mit den Sendesignalen und den Echosignalen gespeist. Die Sendesignale gelangen von der Entkopplungsschaltung auf die Simultanantenne 4 und die Mischstufe 6. Die Sendeenergie erreicht die Mischstufe 6 über ein Dämpfungsglied 5. Diese Energie könnte gegebenenfalls auch unmittelbar von einem Richtkoppler abgeleitet werden, der am Ausgang des Oszillators 1 angeordnet ist. Das letztere Verfahren ist manchmal vorzuziehen, wenn gewisse Entkopplungsschaltungen (z. B. ein sogenannter Circulator) verwendet werden. Die Echosignale gelangen von der Antenne 4 über die Entkopplungsschaltung zur Mischstufe 6.

Die Entkopplungs- und Verzweigungsanordnung 3 kann in verschiedener Art aufgebaut sein. Zum Beispiel ist ein magisches T oder ein Ratrace verwendbar oder auch ein sogenannter Circulator, bei dem der ferromagnetische Faraday-Effekt Verwendung findet.

Wie später gezeigt wird, enthält das Ausgangssignal der Mischstufe 6 eine Reihe von paarweise angeordneten Echoseitenbandsignalen. Jedes Paar liegt zu beiden Seiten einer anderen Oberwelle der Modulationsfrequenz und ist von derselben durch die Dopplerfrequenzänderung getrennt. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden von den verschiedenen, in der Mischstufe 6 durch Überlagerung erzeugten Signalen diejenigen im Bereich von 30 MHz durch den Bandfilterverstärker 7 ausgewählt und einem Demodulator zugeführt. Es handelt sich offenbar um Signale, die denjenigen in einem Zweiseitenbandsystem mit unterdrücktem Träger entsprechen. Um also die von den Signalen mitgeführte Information wiederzugewinnen, kann irgendeine der Methoden Verwendung finden, die bei derartigen Zweiseitenbandsystemen mit unterdrücktem Träger bekannt sind. Eine bevorzugte Demodulationseinrichtung ist durch die gestrichelten Bauteile 8, 9 und 10 dargestellt, die durch ausgezogene Linien umrandet sind. Bei dieser Anordnung werden die beiden durch den Bandfilterverstärker herausgesiebten Echoseitenbandsignale einer zweiten Mischstufe 8 zugeführt, wo sie mit un verzögerten Signalen von 30 MHz gemischt werden, die von der Modulationsquelle 2 abgeleitet sind. Ein harmonischer Generator 9, der durch Signale vom Modulator 2 gesteuert wird, dient hier als Quelle der 30-MHz-Signale für die Mischstufe 8. In manchen Fällen ist es, wie später gezeigt wird, möglich, den harmonischen Generator 9 wegzulassen, da unter gewissen Umständen die Ausgangsschwingung des Oszillators, die die Mischstufe 8 über den Verstärker 7 nach Frequenzumsetzung in der ersten Mischstufe 6 erreicht, eine 30-MHz-Komponente von ausreichender Amplitude enthält, um die erforderlichen Demodulationsprodukte erzeugen zu können. Die Ausgangsspannung der Misch-

stufe 8 wird auf ein Filter 10 gegeben, das nur die Signale mit der Dopplerfrequenz durchläßt. Dieses Filter liefert die Dopplersignale dann an den Verbraucher 11, der an die jeweilige Auswertungsart angepaßt ist.

In Fig. 2 ist eine Abänderung der Ausführungsform nach Fig. 1 dargestellt, die auf Kosten eines geringen Empfindlichkeitsverlustes die Verwendung eines stark vereinfachten Hochfrequenzteiles gestattet. In Fig. 2 sind gleiche oder ähnliche Teile wie in Fig. 1 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet.

Bei dem Gerät nach Fig. 2 ist die Entkopplungsschaltung 3 als Circulator ausgebildet. Die vom Sender 1 herkommende Energie wird der linken Klemme des Circulators zugeführt, geht durch ihn zur rechten Klemme und dann weiter zur Antenne 4. Die von der rechten Klemme des Circulators einfallende Energie, z. B. in Form von Echosignalen, wird zur unteren Klemme weitergeleitet und geht dann zur Mischstufe 6.. Bei dieser Einrichtung besitzt die Mischstufe 6 nur einen einzigen Eingang.

Um die erforderliche unverzögerte Energie vom Oszillator zur Mischstufe zu leiten, ist eine Anpassungseinrichtung 5 a vorgesehen. Diese Anpassungseinrichtung reflektiert einen kleinen Teil der einfallenden Oszillatorenergie zum Circulator zurück. In der Praxis kann sie einfach aus einer Schraube bestehen, die in eine Wand des Hohlleiters zwischen dem Circulator und der Antenne eingeschraubt ist. Durch Einstellung der Eindringtiefe der Schraube in das Innere des Hohlleiters kann das Ausmaß der der Mischstufe zugeführten Sendeenergie leicht verändert werden. Zwar ist offenbar die Arbeitsweise in den Ausführungsformen nach Fig. 1 und 2 grundsätzlich dieselbe, aber die konstruktive Durchbildung der Anordnung nach Fig. 2 ist wesentlich einfacher. Wahrscheinlich wird also in vielen Fällen diese Anordnung trotz ihrer etwas geringeren Empfindlichkeit vorzuziehen sein.

Wie man sieht, sind bei den beiden beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung eine Antenne und die komplizierten Frequenzregeleinrichtungen überflüssig, die bisher zur Erzielung einer hohen Leistungsfähigkeit in für Flugzeuge bestimmten Radargeräten nach dem Dopplerprinzip vielfach für erforderlich gehalten wurden.

Es wurde im Versuch gefunden, daß trotz der grundlegenden Vereinfachung der Anlage betriebsmäßige Störabstände ohne Schwierigkeit erzielt werden konnten, die bisher in diesem Gebiet durch die Fachwelt als nur theoretisch erreichbar angesehen wurden.

Die beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung sind besonders an die Verwendung in Flugzeugen angepaßt, also für Geschwindigkeitsmesser, bei denen es auf geringes Gewicht ankommt. In derartigen Anwendungsfällen ist die erforderliche Sendeleistung verhältnismäßig gering und beträgt höchstens einige Watt. Es gibt jedoch eine andere Klasse von Radaranlagen nach dem Dopplerprinzip, bei denen von Schwingröhren für Dauerbetrieb Gebrauch gemacht wird, die Leistungen in der Größenordnung eines Kilowatt abgeben. Derartige Anlagen sind eher geeignet für die Feststellung kleiner und entfernter Ziele als für das große und verhältnismäßig nahe Ziel, das in den vorher erwähnten Fällen von der Erde dargestellt wird.

Bei der Verwendung von Leistungen in der Größenordnung einiger 100 Watt sind die erwähnten Entkopplungsschaltungen im allgemeinen nicht fähig, eine genügende Isolation zu liefern, um zu verhindern, daß der übliche Kristalldetektor durch die vom Sender durchschlagende Energie verbrannt wird. Um die Erfindung bei solchen Geräten anzuwenden, geht man besser auf getrennte Antennen zurück, anstatt die in Fig. 1 und 2 dargestellten Simultanschaltungen zu verwenden. Eine derartige Anlage ist in Fig. 3 gezeigt, worin Teile, die in den vorherigen Figuren bereits auftraten, gleiche Bezugszeichen tragen. Hierbei sind wie bei den üblichen Anlagen nach dem Dopplerprinzip zwei getrennte Antennen vorgesehen, die einigen Abstand voneinander haben. Die eine Antenne dient zum Senden und die andere zum Empfang. Hierdurch kann eine sehr hohe Isolation zwischen dem ausgesandten und dem empfangenen Signal bei festen Erdstationen erreicht werden, wo es auf den Platzbedarf weniger ankommt. Die Sendeenergie wird von der Antenne 4 abgestrahlt, während die empfangenen Echos von der Empfangsantenne 4' aufgefangen und in der Mischstufe 6 mit Signalen, gemischt werden, die vom Sender mittels einer Kopplungsvorrichtung 3 abgeleitet sind. Letztere fängt einen kleinen Teil aus der zur Sendeantenne 4 fließenden Sendeenergie auf. Im übrigen arbeitet die Einrichtung in gleicher Weise wie vorher. Obwohl bisher mit ortsfesten Radargeräten nach dem Dopplerprinzip eine verhältnismäßig hohe Leistung im Vergleich zu Geräten an Bord von Flugzeugen erzielt werden konnte, ergibt die Erfindung sogar hierbei eine sehr erhebliche Erhöhung der Empfindlichkeit, wobei gleichzeitig der Aufwand und die Kosten wesentlich herabgesetzt sind.

Bei den bisher beschriebenen Ausführungsformen war die Einrichtung zur Wiedergewinnung der Information aus den Signalen mit Zweiseitenbandübertragung und unterdrücktem Träger als einfache Überlagerungsmischstufe dargestellt. Abgesehen davon, daß andere Demodulatoren, z. B. einfache Hüllkurvengleichrichter, verwendet werden könnten, ist die Erfindung auch besonders geeignet für eine Betriebsweise, die der selbsttätigen Verfolgung unter Verwendung einer Nachlaufschaltung analog ist. Ein Gerät für diese Betriebsweise ist in Fig. 4 schematisch dargestellt.

Die Echosignale, die in einem Radargerät nach dem Dopplerprinzip auftreten, sind im allgemeinen nicht auf eine einzige Frequenz beschränkt, sondern verteilen sich in einem schmalen Spektrum um die Mittelfrequenz. In Anbetrachtdessen kann es etwas schwierig sein, die Mittelfrequenz genau zu bestimmen. Bei der Anordnung nach Fig. 4 wird das Signal vom Bandfilterverstärker 7 einem Diskriminator 12 zugeführt, wie er bsi der selbsttätigen Scharfabstimmung verwendet wird. Dieser Diskriniinator erzeugt ein Steuersignal, dessen Größe und Polarität von der Abweichung des angelegten Signals von einer bestimmten Mittelfrequenz abhängt. Diese Mittelfrequenz ist so gewählt, daß sie sich in der Mitte des Arbeitsbereiches des einen Signalseitenbandes befindet, wobei nur ein Seitenband verwendet wird.

Die Ausgangsspannung des Diskriminators wird dem Modulator 2 als Frequenzregelsignal zugeführt, wobei eines der bekannten Verfahren Verwendung findet, um das Seitenbandsignal auf demjenigen Wert zu halten, welcher der Nullanzeige des Diskriminators entspricht. Die Modulationsfrequenz ist infolgedessen gezwungen, eine Funktion der Dopplerfrequenz zu werden. Mittels eines geeignet geeichten Frequenzmessers 11 kann eine Anzeige der Geschwindigkeit des betreffenden Gegenstandes geliefert werden, oder es können auf Wunsch ' andere Verbraucher Verwendung finden, die auf die Modulationsfrequenz ansprechen.

Bevor die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Anlage untersucht und die Grundlagen für die Wahl der Betriebskennwerte gegeben werden, sollen kurz einige Grundsätze, auf welchen die Anordnung beruht, aufgestellt werden. Diejenigen Signale, die keine Verzögerung durch Aussendung und Reflexion an einem Gegenstand erlitten haben, können so angesehen werden, als ob sie in der

Mischstufe 6 in die Frequenz Null übergeführt würden. Ferner sind Seitenbandkomponenten vorhanden, die von der Amplitudenmodulation durch Klingeffekte herrühren. Diese erstrecken sich aber nur von Null bis zu einer verhältnismäßig niedrigen Frequenz. Die verzögerten Signale sind andererseits in Seitenbandpaare auseinandergezogen, die in der beschriebenen Ausführungsform einen Abstand von 10 MHz haben. Von diesen Seitenbandpaaren wird im vorliegenden Falle das dritte, das seinen Mittelpunkt bei 30 MHz hat, durch den Bandfilterverstärker ausgewählt und einem Demodulator zugeführt, der für den Zweiseitenbandbetrieb mit unterdrücktem Träger geeignet ist. Die Wiederzusetzung des Trägers bei der Demodulation ist im vorliegenden Falle leicht durchführbar, weil die Quelle der Trägerschwingung verfügbar ist. Das demodulierte Signal mit Dopplerfrequenz wird dann nach Wunsch verwendet.

Aus dieser allgemeinen Beschreibung der erfindungsgemäßen Arbeitsweise können einige Hinweise auf die Berechnungsgrundlagen entnommen werden, jedoch liefert eine genauere Betrachtung die Basis zur Aufstellung weiterer sehr wesentlicher Beziehungen, welche die günstigste Bemessung der einzelnen Kennwerte betreffen.

Die auf die Mischstufe 6 über die Dämpfungseinrichtung 5 in Fig. 1 gelangende Oszillatorschwingung kann durch den folgenden Ausdruck dargestellt werden:

[f (t)] [cos {W_ct + ρ cos WJ + N (*)}] (1)

30

Hierbei bedeutet

f(t) eine amplitudenmodulierte Schwingung, die dem Sender in dem Zufall unterworfener Weise (Erschütterungen, Schroteffekt usw.) aufgeprägt wird,

IV (i) eine phasenmodulierte Schwingung, die dem Sender in gleicher Weise wie f(t) aufgeprägt wird,

W_c dieTrägerkreisfrequenz ^lnF_ct wobei im vorliegenden Beispiel F_c = 10 000 MHz),

[g(t)}[cos{W_c {t+tj, + p cos W_m + [L (t)] [cos {W_c (t + T)+W_dt +

W_m die Modulationskreisfrequenz, mit welcher die Frequenzmodulation vorgenommen wird, und

p den Frequenzmodulationsindex (Phasenhub), der durch das Verhältnis

AF

gegeben ist, wo AF den Frequenzhub und F_m die Frequenz darstellt, welche der Kreisfrequenz W_m entspricht.

Da der Ausdruck (1) die an den Klemmen der Mischstufe, welche dem örtlichen Oszillator entsprechen, auftretende Schwingung darstellen soll, bedeutet t die Zeit, gemessen an diesen Klemmen der Mischstufe. Nimmt man nun diese Oszillatorklemmen der Mischstufe als Bezugspunkt, so kann die an den Signalklemmen der Mischstufe 6 einfallende Schwingung in zwei verschiedene Teile aufgespalten werden, nämlich:

a) diejenigen Schwingungskomponenten, die von inneren Reflexionen in dem Gerät herrühren und deren Verzögerung verhältnismäßig gering ist. Diese Komponenten sind im allgemeinen unerwünscht und befinden sich etwa 20 bis 40 db unter dem Pegel der Sendeenergie. Diese Komponenten wirken als Träger für all die zufälligen und unvermeidlichen Störungen des Gerätes, welche das Signal im Falle der reinen, ungedämpften Schwingung verdecken;

b) diejenigen Schwingungskomponenten, welche von echten Echosignalen herrühren, die an einem Gegenstand reflektiert wurden und mit der zu messenden Dopplerverschiebung behaftet sind; ihre Verzögerung ist verhältnismäßig groß.

Die an den Signalklemmen der Mischstufe 6 einfallende Schwingung kann demgemäß durch den folgenden Ausdruck dargestellt werden:

{t+k) + h(t)+N (t + t,)})

ρ cos W_m (t+T)+N(t + T)}} (2)

Hierbei entspricht das erste Glied dem Teil a) und das 45 T ist die mit der Fortpflanzung zum Ziel und zurück zweite Glied dem Teilb). zur Mischstufe verknüpfte Verzögerung (Laufzeit);

W_a ist die Dopplerkreisfrequenz;
Die einzelnen Symbole haben folgende Bedeutung: L(t) ist ein Maß für den Verlust vom Sender zum Ziel

,.v.j.. . ,., , T_1j.· , , -,· und zurück zur Mischstufe.

g(t) ist eine neue Amplitudenmodulation welche die _{5o In der Mischstufe werden die durch (1) und (2) dar}.

Schuangung mit sich fuhrt (f(t), modifiziert durch _gestellten Schwingungen gemischt, und die verschiedenen ^xlorV' Frequenzkomponenten treten am Ausgang auf. Die ist die innerhalb des Gerätes auftretende Ver- wesentlichen Bestandteile der Mischstufenausgangsspanzogerung; nung können also durch Multiplikation von (1) mit (2) h (t) ist eine zusätzliche Phasenmodulation, welche die 55 und Sammeln der Glieder mit verschiedenen Frequenzen Schwingung infolge schwankender Reflexionen er- erhalten werden. Dies gibt für die am Ausgang der Mischleidet; stufe auftretende Schwingung:

2~ If®} [g®] I^cos i^W* h+P cos W_m (t +h)-p cos W_m t + k(t) + N(t + —N(t)}]
+ -1 [f {t)} \L (0] [cos {W_c T + W_d t + ρ cos W_m(t + T) - ρ cos W_mt + N(t + T) — N(t)}} (3)

Ausdruck (3) kann wie folgt umgeschrieben werden:

cos\h{t) - 2 ρ sin I %A\ sin (_Wmt + 5^ \ _{+ N{t} + Q -N(t)

coz{W_dt~2p sin I ^f^Hsin (W_m t + W_mT) +W_eT +N(t + T) ■— N(t) ]

Wenn die Rechnung streng von hier bis dorthin durchgeführt wird, wo die Demodulationsprodukte am Ausgang des Demodulators bestimmt werden, findet man, daß gewisse Komponenten d' s Ausdrucks (4) sich entweder aufheben oder Werte aufweisen, die sie vernachlässigbar machen. Anstatt die Rechnungen hier im einzelnen durchzuführen, wird es genügen, die erhaltenen Ergebnisse hinsichtlich der physikalischen Eigenschaften des Gerätes wie folgt zu interpretieren:

W t (I) Φ

ist vernachlässigbar gegen

[f(t)][g(t))[cos{h(t)\ [f(t)}[L(t)'\

10

Dies läuft darauf

hinaus, daß die innerhalb des Gerätes vorhandenen Verzögerungen so kurz im Vergleich mit der Periode eines Modulationszyklus sind, daß sie vernachlässigt werden können. In Beziehung auf die Schwingung N(t) bedeutet diese Annahme auch, daß, wenn nur diejenigen Teile des Spektrums von N(t) betrachtet werden, die sich von Null bis zu etwa dem Drei- bis Vierfachen von W_m erstrecken, man schreiben kann: N{t — JV(J) = 0.
(II) Feste Phasenverschiebungen wie W₁J₁, W_mT, W^rJ_l und W_cT sind ohne praktisches Interesse und können als verschwindend klein angesehen werden.

Die wesentlichen Bestandteile der Ausgangsspannung der Mischstufe können dann wie folgt angeschrieben werden:

W T

cos \ W_d t — 2 p sin ^m sin WJ + N(t + T) — N {t)

Das zweite Glied des Ausdruckes (5) stellt das Echosignal hinter der Mischstufe dar. Eine Untersuchung des Inhalts der letzten eckigen Klammer zeigt, daß das Signal aus einer Schwingung mit der Dopplerkreisfrequenz W_d besteht, die sinusförmig mit der Kreisfrequenz W_m frequenzmoduliert ist, wobei der Modulationsindex gegeben ist durch

ο j. ■ W' m T

2 * sm —-— (6)

Der Effekt von JV (t -+- T) — N (t) wird bei strenger Rechnung als vernachlässigbar gefunden, da dieses Glied nur zu einer geringen Schwankung des Wertes von W_d führt.

Die zu dem Ausdruck (6) führende Betrachtung ist sehr wesentlich, denn sie lehrt, daß das Signal bei folgenden Frequenzen (Seitenbänder von W_d) auftritt:

40

0, ±1, ±2 usw.

(7)

Ferner ergibt sich hieraus, daß die Amphtuden folgende

Werte haben
1

Jn 2 p sin

W_m T

(8)

45

Hierbei ist /„ die Besseische Funktion der Ordnung «, für welche gilt /„ = (— l)ⁿJ_n. Die Ausdrücke (7) und (8) folgen unmittelbar aus der bekannten Entwicklung einer frequenzmodulierten Schwingung in Seitenbänder nach Vernachlässigung von N(t + T) —JV (t).

Der Effekt von f(t) in (5) und (8), das eine Amphtudenmodulation des Echosignals darstellt, ist ebenso wie derjenige von N(t + T)—N(t) vernachlässigbar und stellt nur eine leichte Schwankung des Verlustes L (t) dar.

Nun sei das erste Glied von (5) betrachtet, das die Ausgangsspannung der Mischstufe darstellt, die von verschiedenen Störwirkungen innerhalb des Gerätes herrührt. Aus der Definition von h(t) ergibt sich, daß h{t) nur von mechanischen Schwingungen herrührt, deren Frequenzen praktisch 50 kHz nicht überschreiten. Da außerdem die tatsächlichen mechanischen Auslenkungen der schwingenden Teile in dem Gerät klein gegen die Wellenlänge bei 10000 MHz sind, wird der von h(t) herrührende effektive Modulationsindex klein sein. Es kann deshalb mit Sicherheit angenommen werden, daß cos {h (t)} keine Frequenzen von mehr als etwa 500 kHz enthält.

Aus der Definition von f (t) und g (t) ergibt sich, daß diese Spannungen sowohl mechanische als auch elektronische Geräuschursachen haben können. Die mechanischen Frequenzkomponenten erstrecken sich wie gesagt nicht über 50 kHz hinaus, aber die elektronischen Komponenten sind mit dem elektronischen Senderrauschen verknüpft und erstrecken sich infolgedessen mit erheblicher Amplitude bis zu vielen Megahertz. Es ist deshalb einleuchtend, daß oberhalb 500 kHz das Spektrum des ersten Gliedes von (5) im wesentlichen das amplitudenmodulierte elektronische Geräuschspektrum darstellt, das vorher um die Trägerfrequenz W_c verteilt war, nun aber gemäß (5) seinen Mittelpunkt im wesentlichen bei der Frequenz Null hat.

Die obige Diskussion der beiden GHeder des Ausdrucks (5) gestattet nun, den sehr wesentlichen Schluß zu ziehen, daß bei einer Wahl der Modulationsfrequenz F_m z. B. zu 10 MHz das Signal aus der Mischstufe bei Frequenzen erhalten werden kann, die sich um 10, 20, 30 usw. MHz gruppieren. Bei diesen Frequenzen sind die einzigen auftretenden Geräuschkomponenten, die von örtlichen Störungen im Gerät herrühren, diejenigen, die ursprünglich um den gleichen zahlenmäßigen Frequenzabstand von der ursprünglichen Senderfrequenz W_e entfernt nur als amphtudenmoduliertes elektronisches Rauschen vorhanden waren.

Aus dem ersten GHed des Ausdrucks (5) ist ersichtlich, daß nur die Komponenten der AmpHtudenmodulation des Elektronenrauschens in der Ausgangsspannung der Mischstufe übrigbleiben, während die Komponenten der Frequenzmodulation in Form von N(t) vollständig verschwunden sind, und zwar hauptsächlich wegen der Voraussetzung (1).

Wie man sieht, ist der in (6) angegebene Modulationsindex periodisch in T und verschwindet für alle Werte von T bei denen gilt:

T_r = r ■

F_m (9)

r — 0, 1, 2 usw.

Die verschiedenen Werte von T_r entsprechen also Entfernungen, in welchen das Signal verschwindet. Wie sich aus (9) ergibt, verschwindet das Signal, wenn die Verzögerung ein ganzes Vielfaches der Modulationsperiode ist. In WirkHchkeit kann natürHch in einer Anlage, wie einem Geschwindigkeitsmesser nach dem Dopplerprinzip für Flugzeuge, wo der ausgesandte Strahl die Erde trifft, kein Verschwinden des Signals bemerkt werden, da die

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endliche Winkelöffnung des Strahls zu einer Zeitverbreiterung führt, die den Wert weit übersteigt, wenn

F_m in der Größenordnung von 10 Megahertz ist. Wenn der Strahl auf einen kleinen Gegenstand gerichtet wäre, würden die Laufzeiten T_r natürlich mit verschwindenden bzw. sehr kleinen Echos verknüpft sein. Bei einem Geschwindigkeitsmesser tritt demnach für alle praktisch erreichbaren Keulenbreiten keine sogenannte tote Höhe auf, die von der Modulation des Senders herrührt. Es ist nur ein flach verlaufender Leistungsabfall bemerkbar, der von der Mittelwertbildung der Echosignale über alle Laufzeiten von Null bis zu einer Modulationsperiode herrührt. Die Echoleistung wird also erhalten, indem man die unmodulierte, ungedämpfte Echoleistung für jedes Seitenband, das der Zahl η entspricht, mit folgendem Ausdruck multipliziert:

2 π

■Ν

2 p sin

W T

dT (10)

Der Ausdruck (10) vernachlässigt den Effekt der Leistungserhöhung, die offenbar wegen der Vergrößerung der Laufzeit auftreten muß, aber dies führt nur zu einem sehr kleinen Fehler, wenn die Modulationsfrequenz 5 MHz übersteigt und der Abstand vom Boden mehr als etwa 100 m beträgt.

Bisher hat die Rechnung gezeigt, daß die Ausgangsspannung der Mischstufe 6 das Signal bei verschiedenen Frequenzen enthält, die von den örtlichen Störungen trennbar sind. Es bleibt noch die Aufgabe, zu zeigen, wie unter den vielen möglichen Werten von η einer ausgewählt wird, bei dem das Signal gewonnen wird. Diese Wahl betrifft nicht so sehr die absolute Frequenz, sondern im wesentlichen den besten Wert n. Wegen der Natur der gewöhnlichen Zwischenfrequenzverstärker ist es zwecks Erzielung der günstigsten Rauschzahl wünschenswert, die Frequenz, bei welcher das Signal gewonnen wird, im Bereich von 10 bis 45 MHz zu halten.

Offenbar ist W_m im allgemeinen mehrere tausendmal größer als W_d. Physikalisch ist es also sinnvoller, nicht von den Seitenbändern zu sprechen, die durch

W_d + η W_m η — 0, ±1, usw.

gegeben sind, sondern sich die Frequenzen in folgender Weise vorzustellen:

η W_m ± W_d (11)
M = 0, 1, 2 usw.

Der Ausdruck (11) zeigt, daß die Mischstufe die oberen und unteren Seitenbänder tatsächlich als benachbarte

Signale liefert. Dies ist natürlich sehr bequem, da es dadurch möglich wird, 3 db Störabstand in einem Gerät zu gewinnen, indem beide Seitenbänder verwendet werden. Bei einer derartigen Demodulation addieren sich die Seitenbänder in der Amplitude oder sie heben sich auf, während die Rauschleistungen sich addieren, wodurch ein Gewinn an Störabstand von 3 db erhalten wird. Wenn dagegen zwischen dem oberen und unteren, durch den Dopplereffekt verschobenen Seitenband unterschieden ίο werden soll, ist die erfindungsgemäße Einrichtung auch hierfür gut geeignet, weil nach der ersten Mischstufe ein entsprechend abgestimmtes Bandfilter vorhanden ist.

Um festzustellen, welche Faktoren den günstigsten Wert von η bestimmen, sei zuerst darauf hingewiesen, daß das Integral im Ausdruck (10) kleiner wird, wenn η anwächst. Aus diesem Grunde scheint es zunächst, als ob der kleinste verwendbare Wert von n, nämlich n = \, der günstigste wäre. Andere Überlegungen machen es aber wünschenswert, mit η = 2 oder 3 oder sogar mit η = 4 oder 5 zu arbeiten trotz der Verkleinerung des Integrals in (10).

Hierzu wird auf den Ausdruck (4) für die Ausgangsspannung der Mischstufe zurückgegriffen. Bei der Umformung dieses Ausdrucks in die Form (5) war angenommen worden, daß /J₁ praktisch Null ist. Es muß nun der Effekt von

W_m L

näher untersucht werden, das zwar klein ist, aber nicht verschwindet. Bei einem Geschwindigkeitsmesser für Flugzeuge kommt dies darauf hinaus, die Echowirkungen von nahen, mit Schwingungen behafteten Gegenständen, z. B. der Funkmeßhaube, des Flugzeugrumpfes usw., zu berücksichtigen. Um derartige Fälle mathematisch zu erfassen, wird ein Spezialfall betrachtet, wobei gesetzt wird:

h(t) = W_h-t

Hierbei wird weiter vorausgesetzt, daß gilt:

N(t -M₁) — N(t) = 0

Ferner wird vorausgesetzt W_c I₁ — 0, aber diese Voraussetzung hat grundsätzlich nichts mit der Annahme i_x = 0 zu tun, da WJ₁ = 2π die gleiche Wirkung hätte.

Mit diesen Voraussetzungen ergibt sich für die Ausgangsspannung der Mischstufe 6 statt des Ausdrucks (5) folgender Wert aus (4):

cos \ W_h t — 2 ρ sin ( sin {W_m t) cos\W_dt — 2p sin(—^^sin W_mt + N{t + T) — N(t)

(13)

Nun kann dasselbe Argument, das auf das zweite Glied von (5) angewandt wurde, auch hier für das erste Glied von (13) Verwendung finden. Hieraus ergibt sich, daß tatsächlich innere Störeffekte (ausgezeichnet durch W_n) bei den Frequenzen

W_h+nW_m (14)
w = 0, ±1, ±2 usw.
auftreten. Die Amplituden sind proportional zu

Da nun klein ist, kann man statt (15) schreiben

JnifW_mI₁) (16)

Hierbei ist PW₁J₁ immer noch viel kleiner als 1.
Da (16) die Störung und nach (8)

/„ [2p sin

W_mT

/„(2/> sin (W_m^₁)).

(15) 70 das Signal darstellt, muß das Ziel dahin gehen, stets (16)

viel kleiner als (17) oder, genauer gesagt, die Quadratwurzel des Mittelwertes in (10) zu machen.

Da nun PW_nJ₁ klein gegen 1 ist, kann gesetzt werden:

JniP^u = (-φ±) (is)

Aus (18) ergibt sich, daß z.B. für J₁(PW_mI₁) =0,05 gilt JzifW_mI₁) =0,00002. Die Größe der von inneren Störungen herrührenden Störspannung kann also um den Faktor 2500 verringert werden, wenn man von η = 1 zu η = 3 übergeht. Für alle Werte von T, die von Interesse sind, ändert sich der Wert des Ausdrucks (17) oder genauer der Wert der Quadratwurzel des Mittelwerts (10) um nicht mehr als etwa den Faktor 3 beim Übergang von J₁ zu J_s. Das bedeutet, daß der Störabstand in diesem Beispiel um einen Faktor von etwa 1000 verbessert wird, wenn man bei η = 3 statt bei η = 1 arbeitet.

Das vorstehende Beispiel beweist, daß auf Kosten eines geringen Verlustes der Signalstärke in dem Gerät sehr starke Verbesserungen im Störabstand erzielt werden können, wenn man zu höheren Werten von η übergeht. Der Kompromiß muß offenbar auf der Basis des jeweiligen praktischen Problems gefunden werden, aber es ist sehr wahrscheinlich, daß meist der günstigste Wert von η zwischen 2 und 5 Hegt.

Als weiterer Parameter muß der Modulationsindex p in passender Weise gewählt werden. Dies ist verhältnismäßig einfach, da nach der Festlegung von η der Ausdruck (10) eine Funktion von p allein ist. p wird also so gewählt, daß (10) einen möglichst großen Wert erhält. Dies kann am besten graphisch durch einige Versuche geschehen. Als grobe Abschätzung kann bemerkt werden, daß (10) sein Maximum erreicht, wenn 2p, der Maximalwert des Arguments von /„, gerade bewirkt, daß J_n in die Nähe seines ersten Maximums fällt. Dies entspricht roh einem Wert von p, der gegeben ist durch:

2p = η + 1 d. h. ρ = — (n ₊ l) (19)

Der Wert von (10) befindet sich noch nahe seinem Maximum für Werte von p, die beträchtlich größer als die in (19) angegebenen sind. Der Wert von p ist also durchaus nicht kritisch, wenn es sich in der Nähe seines optimalen Wertes befindet.

Nach Bestimmung der günstigsten Werte der Parameter η und p sei nun die Wahl des Wertes für die Modulationsfrequenz F_m näher betrachtet. Vor allem soll das zu verwendende Frequenzmodulationsseitenband möglichst tief auf dem auslaufenden Rand der Hüllkurve des Elektronenrauschspektrums liegen, und letzteres ist eine Funktion der verwendeten Schwingröhre. Ferner soll das Seitenband genügenden Abstand von allen merklichen zufälligen Frequenzmodulationskomponenten haben, die durch das Glied mit cos (h (t)) des Ausdrucks (5) definiert sind. Wie erwähnt, erstrecken sich in einer Anlage der beschriebenen Art diese Komponenten nicht über 500 kHz hinaus. Ferner wurde bereits erwähnt, daß der Rauschfaktor des Empfängers betrachtet werden muß. Wenn wie üblich die erste Mischstufe 6 ein Kristalldetektor ist, diktieren normalerweise die niederfrequenten Rauscheigenschaften des Kristalls die Bedingung, daß ein Betrieb unterhalb 10 MHz zu vermeiden ist. Andererseits sinkt der Rauschfaktor eines Verstärker mit zunehmender Frequenz, weswegen die bevorzugte Betriebs-

frequenz vom Standpunkt des Empfängers gewöhnlich in den Bereich von 10 bis 45 MHz fällt.

Eine weitere Überlegung betrifft die Eigenschaften des Sendeoszillators. Es gibt offenbar eine Grenze, jenseits deren ein gegebener Oszillator nicht frequenzmoduliert werden kann, ohne übermäßigen Aufwand an Modulationsleistung zu erfordern und ohne übermäßige Amplitudenmodulation zu erzeugen. Wenn ein Klystronoszillator verwendet wird, kann die Amplitudenmodulation einen sehr wesentlichen Faktor darstellen, da bei großen Frequenzhüben für bestimmte Vielfache der Modulationsfrequenz, die teilweise von dem gewählten Arbeitspunkt der Reflektorspannung abhängen, beträchtliche Seitenbänder mit Amplitudenmodulation auftreten. Deswegen muß bei Geräten, die einen Sendeoszillator mit ähnlichen Modulationseigenschaften wie das Klystron verwenden, dieser Faktor zusätzlich zu den früher erwähnten Überlegungen hinsichthch der Wahl des Parameters η in Betracht gezogen werden, wenn entschieden wird, welches Frequenzmodulationsseitenband zu verwenden ist. In derartigen Anlagen ist, wie gesagt, nicht nur das Ausmaß des Frequenzhubes wichtig, sondern auch die Wahl des nominellen Arbeitspunktes auf der Kennhnie des Klystrons, die für den Zusammenhang zwischen der Refiektorspannung und der Ausgangsamplitude gilt. Wenn der Arbeitspunkt sich im Maximum der Kennlinie befindet, wie es aus Gründen der optimalen Ausgangsleitung normalerweise geschieht, befinden sich die Seitenbänder mit Amplitudenmodulation vorzugsweise bei geraden Vielfachen der Modulationsfrequenz. Hieraus folgt unter Berücksichtigung der früher erörterten Faktoren, daß der Wert 3 für den Parameter η im praktischen Betrieb der günstigste sein dürfte.

Es wurde gefunden, daß Klystrons der meist in Flugzeugen verwendeten Art einen sehr ausgeprägten optimalen Bereich der Reflektorspannung in Bezug auf die Erzeugung von amplitudenmodulierten Produkten haben. Deswegen ist es, trotzdem dieser Bereich verhältnismäßig breit ist und der Betrieb in ihm nicht kritisch ist, wesentlich, daß er beim Entwurf des Gerätes berücksichtigt wird. Wenn übermäßige Amplitudenmodulation auftritt, kann sie die Anlage so überlasten, daß ein sauberer Betrieb nicht möglich ist.

Es wurde oben erwähnt, daß unter gewissen Umständen ein getrennter Oberwellengenerator 9 zur Erzeugung des Überlagerungssignals für die zweite Mischstufe 8 bei dem Demodulator nach Fig. 1,2 und 3 entbehrt werden kann. Bei diesen Ausführungsformen liefert der Sendeoszillator bei Frequenzmodulation von einer geeignet gewählten Trägerfrequenz aus als Teil seiner Ausgangsspannung ein sehr schwaches amplitudenmoduliertes Signal im Seitenband der dritten Harmonischen. In der ersten Mischstufe 6 wird dieses Signal, im gewählten Beispiel mit 30 MHz, wiedergewonnen und dann auf die zweite Mischstufe gegeben. Wenn nun der Bandfilterverstärker mit dem Durchlaßband bei 30 MHz einen genügenden Verstärkungsgrad aufweist, wird die Komponente von 30 MHz mit merkbarer Amplitude abgegeben und kann so als das erforderliche Überlagerungssignal in der zweiten Mischstufe dienen. Wenn allerdings eine selbsttätige Verstärkungsregelung in der Anlage vorgesehen ist, ändert sich die Amplitude dieser Komponente mit 30 MHz in umgekehrter Richtung wie die Amplitude der empfangenen Echos. Deshalb müssen bei Einrichtungen mit selbsttätiger Verstärkungsregalung andere Mittel, z. B. der getrennte Oberwellengenerator 9, vorgesehen werden, um der zweiten Mischstufe das erforderliche Überlagerungssignal zuzuführen.

Die Erfindung wurde zwecks Erläuterung ihrer Prinzipien nur an Hand einiger weniger Einrichtungen

Claims (14)

im einzelnen beschrieben. Die Erfindung ist aber nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Patentansprüche:

1. Radaranlage für Geschwindigkeitsmessung nach dem Dopplerprinzip, bei der die Echosignale in der ersten Empfängermischstufe mit Signalen überlagert werden, die ohne Frequenzverschiebung vom Sender abgeleitet sind, gekennzeichnet durch einen üblichen Sender (1), bei dem die Amplitude der Hüllkurve des statischen Elektronenrauschens für eine Frequenz im Abstand Fa- von der Trägerfrequenz auf die Größenordnung des schwächsten auszuwertenden Echosignals abgesunken ist, durch ein von der Eingangsmischstufe (6) beaufschlagtes Bandfilter (7), dessen mittlere Durchlaßfrequenz Fz mindestens so groß wie Fx ist, durch einen von dem Bandfilter beaufschlagten Dopplerfrequenzdemodulator (8), der mit einer Auswerteinrichtung (11) verbunden ist, und durch einen Frequenzmodulator (2), der den Sender(I) mit einer Frequenz F_m moduliert, für die η F_m = Fz ist, wobei η eine feste ganze Zahl ist, und dessen Frequenzhub so gewählt ist, daß der sich ergebende Modulationsindex p von der gleichen Größenordnung wie η ist.

2. Radaranlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die feste ganze Zahl η zwischen 1 und S liegt und daß der Modulationsindex p kleiner als η ist.

3. Radaranlage nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulationsindex p etwa den Wert " i ¹ hat.

4. Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Entkopplungsschaltung (3) den Sende- und den Empfangskanal an eine einzige Antenne (4) ankoppelt.

5. Radaranlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Entkopplungsschaltung als Richtkoppler ausgebildet ist.

6. Radaranlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Entkopplungsschaltung als Circulator unter Verwendung des ferromagnetischen Faraday-Effektes ausgebildet ist.

7. Radaranlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in der LeiUmg zwischen dem Circulator und der Antenne eine nur teilweise reflektierende

Anordnung angebracht ist, die auf den Circulator einen Anteil der einfallenden Sendeenergie zurückreflektiert.

8. Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß für Sendung und Empfang getrennte Antennen vorgesehen sind und daß ein Teil der Sendeenergie über einen getrennten Kanal, der mit dem Sender gekoppelt ist, auf die Empfängermischstufe geleitet ist.

9. Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Dopplerfrequenzdemodulator ein Hüllendemodulator ist.

10. Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Dopplerfrequenzdemodulator eine Mischstufe (8) enthält, die mit Signalen vom Bandfilter (7) und mit Signalen gespeist wird, die vom Frequenzmodulator (2) abgeleitet sind und eine harmonische Frequenz η F_m aufweisen.

11. Radaranlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die harmonischen Signale in einem harmonischen Generator (9) erzeugt sind, der vom Frequenzmodulator (2) gespeist ist.

12. Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender unter Einwirkung des Frequenzmodulators auch Amplitudenmodulationsprodukte erzeugt, welche die Oberwelle η F_m enthalten, derart, daß bereits in der Eingangsmischstufe (6) ein Signal mit der Frequenz η F_m entsteht, das durch das Bandfilter auf den Dopplerfrequenzdemodulator (8) gegeben wird.

13. Radaranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Dopplerfrequenzdemodulator einen Diskriminator enthält, der eine Ausgangsspannung erzeugt, die von der Frequenzdifferenz zwischen dem ihm zugeführten Signal und der Frequenz η F_m abhängt.

14. Radaranlage nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspanming des Diskriminators in einer Rückkopplungsschleife verwendet ist, um die Frequenz des Frequenzmodulators zu regeln, sowie daß die Auswerteinrichtung so angeordnet ist, daß sie ein Maß für die Betriebsfrequenz des Frequenzmodulators liefert.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Britische Patentschrift Nr. 680 704;
Funk-Technik, 9 (1954), S. 296.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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