DE1059957B

DE1059957B - Sperroszillator

Info

Publication number: DE1059957B
Application number: DEI12408A
Authority: DE
Inventors: Karl Weiss
Original assignee: IMB DEUTSCHLAND INTERNATIONALE
Current assignee: IMB DEUTSCHLAND INTERNATIONALE
Priority date: 1956-11-03
Filing date: 1956-11-03
Publication date: 1959-06-25

Description

DEUTSCHES

Impulsgeneratoren zur Steuerung von Schalt- und Speicherkernen, Toren, Zählketten usw. in elektronischen Rechenmaschinen müssen besonderen Anfor derungen an die Konstanz der Impulse genügen. Da bei der großen Zahl der in einer Maschine benötigten Baueinheiten ein möglichst geringer Aufwand für die einzelne Schaltung erstrebt wird, ist der Transistor-Sperrschwinger an sich als Impulserzeuger gut geeignet, da er lediglich ein aktives Schaltelement benötigt und nur während der Abgabe eines elektrischen Impulses Leistung aufnimmt.

Es sind zwar durch Austausch der Röhre gegen einen Transistor in den bekannten Sperrschwingerschaltungen unter Beachtung entsprechender Analogien Transistor-Sperrschwinger herstellbar, jedoch treten durch bisher nicht berücksichtigte Eigenschaften des Transistors solche Nachteile auf, daß die auf diese Weise gewonnenen Schaltungen den Anforderungen für elektronische Rechenmaschinen im allgemeinen nicht genügen.

Insbesondere sind die Schwankungen der Impulsdauer sowohl bei Austausch eines Transistors durch einen anderen wie auch abhängig von Veränderungen der Betriebsdaten (Temperatur, Speisespannung, Belastung) zu groß. Es hat sich gezeigt, daß die unzulässig starken Schwankungen der Impulsdauer bei Transistor-Sperrschwingern ihre Hauptursache in einer sowohl von Transistor zu Transistor wie auch mit den Betriebsdaten veränderlichen, für den Transistor charakteristischen Größe haben, die im folgenden näher erläutert wird.

Es sind weiterhin Sperroszillatoren bekanntgeworden, bei denen die Impulsdauer durch einen angestoßenen Schwingkreis bestimmt wird, dessen in die Impulslücke fallende Halbwelle gedämpft ist. Bei diesen Oszillatoren ist es jedoch schwierig, ein Tastverhältnis von 1:2 zwischen Impulsdauer zu Impulsperiode zu erhalten. Dies ist insbesondere bei schwankender Belastung des Oszillators der Fall.

Diese Erweiterung des Arbeitsbereiches wird gemäß der Erfindung dadurch erreicht, daß eine Diode so mit dem Lastkreis verbunden wird, daß während der Impulslücke die äußere veränderbare Belastung von dem Sperroszillator abgeschaltet wird.

In Fig. 1 ist das Uc/Zc-Kennlinienfeld eines Flächentransistors in Emitterschaltung mit Ib als Parameter dargestellt. Eine beispielsweise gewählte äußere Belastung von 150 Ohm ist als Arbeitslinie 1 dargestellt, die, einer Batteriespannung von 15 V entsprechend, die Ordinatenachse im Punkt Ic = IOO mA schneidet. Mit zunehmendem Basisstrom wandert der Arbeitspunkt des Kollektorstromes auf der Geraden 1 in Richtung zur Ordinatenachse. In dem Gebiet 2 links der Linie 4 und auf derselben besteht kein Zu-Sperroszillator

1MB Deutschland

Internationale Büro-Maschinen
Gesellschaft m.b.H.,
Sindelfingen (Württ.), Tübinger Allee 49

Karl Weiss, Böblingen (Württ.),
ist als Erfinder genannt worden

sammenhang zwischen der Veränderung des Basisstromes und der entsprechenden Änderung des Kollektorstromes, da die Kollektor-Emitter-Spannung so gering geworden ist, daß die Ladungsträger nicht mehr in entsprechend steigendem Maße aus dem " Basisgebiet abfließen können. Die Linie 4 stellt also

²S die Grenze eines definierten Zusammenhanges zwischen Basisstrom und Kollektorstrom dar, während das Gebiet 3 rechts der Linie 4 die aktiven Kennlinien umfaßt. Der Wert Ibmin kennzeichnet den Basisstrom, der im Schnittpunkt der Arbeitslinie 1 mit der Sättigungsgeraden 4 fließt. Wird der Transistor als Verstärkerelement benutzt, so bleibt der Arbeitspunkt stets innerhalb des Bereiches der aktiven Kennlinien 3, und der Wert Ib min ist von untergeordneter Bedeutung. In der Schaltung eines Transistor-Sperrschwingers gelangt der Arbeitspunkt regelmäßig bis zum Schnittpunkt der Arbeitslinie mit der Sättigungsgeraden 4, der aufgedrückte Basisstrom kann jedoch auch viel größer werden als Ib min. In der Fig. 3 ist für einen bekannten Transistor-Sperrschwinger nach Fig. 2 durch die Kurve 12 der zeitliche Verlauf des Basisstromes während der Impulszeit dargestellt.

Der dem Schnittpunkt der Linien 1 und 4 in Fig. 1 entsprechende Basisstrom Ib min wird durch die Linie 13 a dargestellt. Es entsprechen also alle oberhalb der Linie 13 a befindlichen /fr-Werte einem Arbeitspunkt auf der Sättigungsgeraden 4 mit zusätzlich erhöhtem Basisstrom, so daß kein steuernder Zusammenhang zwischen Basis- und Kollektorstrom besteht. Eine Linie 13 b zeigt einen anderen Ib minWert, der z. B. für einen anderen Transistor oder für veränderte Betriebsbedingungen gültig ist.

Der in Fig. 2 dargestellte Sperrschwinger mit i?C-Kopplung hat einen npn-Flächentransistor 6 in

909 558/301

Emitterbasisschaltung, in dessen Kollektorkreis ein Impulsübertrager 7 angeordnet ist. Die Belastung ist durch einen Widerstand 8 dargestellt. Der Rückkopplungsstrom wird über einen Kondensator 9 und einen Widerstand 10 auf die Basis des Transistors geleitet, die über einen Widerstand 11 eine gegenüber dem Emitter negative Vorspannung erhält. Ein an die Basis angelegter positiver Steuerimpuls 5 wird im Transistor verstärkt und über den Impulsübertrager 7 auf die Basiselektrode geleitet, so daß der Basisstrom schnell den Ib min-Wert überschreitet und der Kollektorstrom infolge seiner Sättigung nicht weiter zunimmt. Da der Impulsübertrager 7 nun keiner Stromänderung des Kollektorstromes mehr ausgesetzt ist, entladen sich die im Rückkopplungsweg enthaltenen Energiespeicher vom Wert Io, ausgehend nach einer e-Funktion 12, die in Fig. 3 dargestellt ist. Der Strom im Rückkopplungskreis ib = I₀ · exp( — tlx) erreicht schließlich, aus dem Sättigungsgebiet kommend, den Wert Ibmin entsprechend Linie 13a im Punkt 14. Damit ist wieder eine Steuerwirkung des Basisstromes auf den Kollektorstrom in einer die Veränderung unterstützenden Weise vorhanden, so daß im Moment des Unterschreitens des Ib min-Wertes der Abschaltvorgang des Sperroszillators eingeleitet _a5 wird und das Impulsende bestimmt ist. Die über dem Widerstand 11 an der Basis liegende negative Spannung übernimmt nach der Entladung der Energiespeicher die weitere Sperrung. Durch einen neuen positiven Impuls 5 wird der Transistor zum Führen eines steigenden Kollektorstromes gezwungen. Wenn beim nächsten Impuls z. B. eine andere Belastung für den Sperroszillator wirksam ist, so verschiebt sich der W^rert Ib min z. B. auf den Wert der Linie 13 b in Fig. 3. Da das Impulsende durch den Schnittpunkt 15 zwischen der e-Funktion 12 und der Linie 13 & bestimmt wird, ist aus dem Vergleich der Lage der Punkte 14 und 15 ohne weiteres ersichtlich, daß eine erhebliche Verlängerung des Impulses eintritt.

Der Wert Ib min ist bei Emitterschaltung etwa proportional mit dem Werte a (Stromverstärkung in Emitterschaltung) des Transistors veränderlich. Da der Wert a zwischen den einzelnen Transistoren einer handelsüblichen Type etwa um den Faktor 3 schwankt, ist der dadurch hervorgerufene starke Einfluß auf die Impulslänge von Transistor-Sperroszillatorschaltungen, die ähnlich dem in Fig. 2 gezeigten Beispiel arbeiten, offensichtlich.

In der Schaltung nach Fig. 4 ist ein Sperrschwinger dargestellt, der über die niederohmige Wicklung eines Übertragers 20 (z. B. Magnet-Schaltkern eines Kernspeichers) und eine Diode 21 einen Auslöseimpuls auf die Basis eines Transistors 6 erhalten kann und darauf einen Impuls konstanter Länge an eine Belastung 8 abgibt. Im Basiskreis des Transistors 6 liegt außer dem zur Vorspannungsquelle führenden Widerstand 11 noch eine Wicklung eines Impuls Übertragers 7, ein /,C-Kreis aus dem Kondensator 16 in Serie mit der Induktivität 17 und eine Parallelschaltung eines Dämpfungswiderstandes 18 mit einer Diode 19.

Der Transistor wird normalerweise durch die an den Widerstand 11 angelegte Vorspannung gesperrt gehalten. Wird jetzt ein geeigneter Impuls über den Übertrager 20 an die Basis des Transistors 6 gelegt, so beginnt im Kollektorkreis ein entsprechender Strom zu fließen. Im Rückkopplungskreis entsteht an der Wicklung des Impulsübertragers 7 zunächst eine Spannung Uk. Um eine gut ausgebildete sinusförmige Halbwelle zu erhalten, ist die Dämpfung des Kreises

16, 17 möglichst gering gemacht. Da für diese Halbwelle des Stromes im Rückkopplungskreis im wesentlichen der Widerstand R der Emitter-Basis-Strecke den Dämpfungswiderstand bildet, ist

&)><TC ^ote «<^z}/i

zu halten, d. h. der Z-Wert des Kreises ist entsprechend hoch zu wählen. Im Rückkopplungskreis bildet sich eine von der Spannung Uk zn der Impulswicklung getriebene Halbwelle des Stromes 22 in Fig. 3 aus. Der Strom 22 schneidet hierbei im Gegensatz zur vorerwähnten Linie 12 den Schwankungsbereich des /fr min-Wertes sehr steil, so daß im Beispiel die Kurven 13 a und 13 & nur mit einem erheblich geringeren Zeitunterschied geschnitten werden. Das Ende der Stromführungszeit des Kollektors wird auch hier durch den Schnittpunkt 14 bzw. 23 des im Rückkopplungskreis fließenden Stromes mit der Zomin-Linie eingeleitet, indem nun wieder eine Steuerwirkung des Basisstromes auf dem Kollektorstrom im Sinne einer positiven Rückkopplung vorhanden ist.

Der Sperroszillator würde aber nach einmaligem Anstoß ungewollt frei weiterschwingen, da der Schwingkreis einen abklingenden Schwingungszug erzeugt und der Transistor beim nächsten Nulldurchgang erneut eingeschaltet wird. Die zweite Halbwelle des Stromes im Rückkopplungszweig beansprucht den Gleichrichter 19 in Sperrichtung, so daß der entsprechend bemessene Widerstand 18 in den Stromkreis eingeschaltet wird und den Kreis mindestens aperiodisch bedämpft und damit kein weiterer Nulldurchgang des Stromes stattfinden kann. Die Emitter-Basis-Strecke ist für diese Halbwelle gesperrt, so daß der Strom über den Gleichrichter 21 und die niederohmige Wicklung des Übertragers 20 abfließt. Wenn sich die Eingangsschaltung entsprechend hochohmig auslegen läßt, so kann der Kreis 18, 19 weggelassen werden, da seine Funktionen von der Diode 21 und dem Eingangswiderstand 20 in gleicher Weise ausgeführt werden.

Bei einer solchen LC-Kreis-Anordnung im Rückkopplungskreis sind bestimmte Zusammenhänge zwischen der Dauer 24 des Triggerimpulses 5 (Fig. 5) und dem Scheitelwert ik des Rückkopplungsstromes 22 gegeben. An sich ist es möglich, mit Steuerimpulsen geringer Amplitude den Sperroszillator anzustoßen; im Hinblick auf größtmögliche Sicherheit ist es günstiger, den Basisstrom bereits durch den Triggerimpuls bis in das Sättigungsgebiet hineinzusteuern, da sich hierbei sowohl kürzere Anstiegszeiten wie auch ein definierter Impulseinsatz erzielen lassen. Solange der im Rückkopplungskreis fließende Stromanteil durch Rückkopplung über den Impulstransformator 7 noch nicht die Sättigungsgerade 4 erreicht hat, besteht noch ein Zusammenhang zwischen der Änderung des Basisstromes und der des Kollektorstromes, so daß der Transistor durch das Ende des Triggerimpulses sofort wieder abgeschaltet werden könnte. Wenn der Triggerimpuls 5 bis zum Punkt 24 (Fig. 5) dauert muß der Rückkopplungsstrom den Wert Zfrmin erreicht haben. Bei einer Verlängerung der Dauer des Triggerimpulses bis zum Punkt 26 ist offensichtlich nur noch ein Rückkopplungsstromverlauf nach Kurve 25 mit geringerer Scheitelhöhe zur sicheren Aufrechterhaltung des Ein-Zustandes des Transistors erforderlich. Da der Z-Wert des LC-Kreises und abhängig von der vorgegebenen Dauer des Triggerimpulses

auch der Scheitelwert des Rückkopplungsstromes festliegen, erhält man aus der Gleichung des Rückkopplungsstromes

H = Uk

-j- sm Co₀ · t

die erforderliche Rückkopplungsspannung Uk. Die maximale Spannungsänderung über der Kollektorwicklung des Impulsübertragers 7 ist ungefähr Uce, so daß nunmehr auch das Übersetzungsverhältnis

Uce

Jl

U₀-U

erreicht hat. In der Impulslücke t entlädt sich die in der Induktivität L gespeicherte Energie über R 2 nach der e-Funktion

H = Jl- exp

t-R2

Für das Tastverhältnis 1 :2 wird t = ti, und es ergibt sich

H Jl

exp

Jl- R2

U_n

Selbst wenn man also eine Rückschwingspannung J_l · R2 — U₀ zuläßt, d. h. die Kollektorspeisespannung U₀ entsprechend herabsetzt, da sich die Rückschwingspannung zur Batteriespannung am Kollektor addiert, ist das Verhältnis

H Jl

37%·

Eine wesentliche vorteilhafte Verkürzung der Entladezeit ergibt sich jetzt unter Berücksichtigung des Rückkopplungskreises. In Fig. 9 stellt L die Induktivität des Übertragers dar, L_r und C sind die auf die Kollektorseite übersetzten Werte des LC-Kreises im Rückkopplungskreis, R3 stellt den übersetzten Dämpfungswiderstand (18 in Fig. 4) für die zweite Stromhalbwelle und R2 den Entladewiderstand für den Übertrager 7 dar. Beim Einsetzen des Entlade-Vorganges (t = -^-j ist der Strom im LC-Serienkreis etwa Null (Fig. 3). Dies bedeutet, daß in L_r keine Energie gespeichert ist, und die Spannung am Kondensator ergibt sich nach:

des Impulsübertragers 7 festgelegt ist.

Die erfindungsgemäße Schaltung besitzt gegenüber den bekannten Sperrschwingern weiterhin den Vorteil, daß sich ein Tastverhältnis der Impulsdauer zur Impulsperiode von 1 :2 erreichen läßt. Ein solches Tastverhältnis war bisher mit Sperrschwingern kaum zu erreichen, da es entweder nicht möglich war, die Energiespeicher genügend kurzzeitig zu entladen, oder ein Überschwingen der Rückkopplungsspannung und damit ein freies Weiterschwingen des Sperrschwingers eintrat. Insbesondere magnetisiert sich bei ungenügender Entladung der Impulsübertrager so weit auf, bis durch entsprechende Verminderung der wirksamen Permeabilität und damit der Induktivität eine Entladung auf den Vorzustand erfolgen kann. Erfahrungsgemäß ist es günstig, die Induktivität so zu bemessen, daß der Endwert des Magnetisierungsstromes J_l etwa 10 bis 20% des Laststromes beträgt. Unter Vernachlässigung des Rückkopplungskreises ergibt sich aus der Schaltung nach Fig. 4 das Ersatzschaltbild nach Fig. 8 für den Übertrager 7. Der Transistor ist durch den Schalter 5" ersetzt, der die EMK U₀ über den Widerstand Rl (z. B. im Sättigungszustand des Transistors 1 bis 10 Ω) an die Hauptinduktivität und an den Lastwiderstand R2 legt. Während der Impulszeit (Schalter S geschlossen) fließt durch L unter der gemachten Voraussetzung ein etwa linear ansteigender Magnetisierungsstrom J_L, der am Ende des Impulses (ti) den Wert

U_f

t-R

Zur Zeit t = — liegt also an L_r die Spannung:

CO₀

U_Lr = J _L'R2+Uc.

Und man erhält für die Änderung des Stromes im übersetzten Rückkopplungskreis

d_i3

J _L-R2+ Uc
L_r

Dies ergibt also, daß die Entladung der Energiespeicher durch die in L enthaltene Energie beschleunigt wird. An und für sich sind die Größen des Rückkopplungskreises durch die Forderungen für die erste Halbwelle des Rückkopplungsstromes festgelegt. Man könnte jedoch durch geeignete Bemessung von L, R2 und R3 eine aperiodisch gedämpfte Entladung des Kreises erreichen. Die Forderungen werden dadurch erfüllbar gemacht, daß der wirksame Lastwiderstand R2 (29 in Fig. 6) von der an sich vorgegebenen und möglicherweise schwankenden Belastung 28 für die Dauer der Impulslücke unabhängig wird, indem erfindungsgemäß eine Diode 27 (Fig. 6) während der Impulslücke die Belastung 28 abschaltet.

Damit ist der Widerstand 29 für die Verhältnisse in der Impulslücke allein bestimmend und in seiner Größe entsprechend den oben erläuterten Bedingungen wählbar.

Wenn der Gleichrichter 19 (Fig. 4) entfernt und gleichzeitig die Dämpfung weiter verringert wird, so entsteht ein freischwingender Sperrschwinger, wie er in Fig. 6 gezeigt ist. Hier verkürzt der LC-Kreis 16, 17 ebenfalls die Entladung des Impulsübertragers 7, so daß sich mit einer solchen Anordnung mit zusätzlicher Induktivität L gegenüber einem üblichen Sperrschwinger eine höhere Impulsfrequenz erreichen läßt. Die Dauer der rechteckförmigen Impulse in der Kollektorspannung ist durch die Resonanzfrequenz des LC-Kreises bestimmt, so daß auch in diesem Falle die Veränderung der Transistordaten einen sehr geringen Einfluß hat. Für die zweite Halbwelle stellt der Gleichrichter 10 einen niederohmigen Weg über die gesperrte Emitter-Basis-Stufe dar. Durch die Diode 27 wird bei Impulsende jeweils der Lastwiderstand 28 abgetrennt, so daß sich die Rückschwingspannung zufolge der im Impulsübertrager gespeicherten magnetischen Energie über den Widerstand 29 allein ausgleicht. Der Kondensator 30 verbessert die Anstiegsflanke des Impulses im Kollektorkreis, indem jedesmal beim Einschalten eine hohe Stromspitze im Kollektorkreis erzeugt wird.
In der Fig. 7 ist ein Gegentaktsperrschwinger gezeigt, der sich aus dem erfindungsgemäßen EintaktSperrschwinger herleitet. Der Rückkopplungsstrom wird in den entsprechenden Halbwellen durch die Dioden 31 an der jeweils gesperrten Basis vorbeigeleitet. Da hier stets ein Transistor leitend ist, sind die Impulse vollkommen symmetrisch.

Claims

Die \^rerwendung der in den Beispielen gezeigten erfindungsgemäßen Schaltungen ist selbstverständlich nicht auf die Rechenmaschinentechnik beschränkt, da ähnliche Aufgaben z. B. auch in der Fernübertragungstechnik und auf dem Gebiete der Strahlungsmessung vorliegen.

PATENTANSPBüCH:

Sperroszillator, der im Rückkopplungskreis einen Schwingkreis geringer Dämpfung enthält, dessen in die Impulslücke fallende Halbwelle der Sinusschwingung mindestens aperiodisch gedämpft ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine

Diode (27) so mit dem Lastkreis verbunden ist, daß während der Impulslücke die äußere, veränderbare Belastung (28) von dem Sperroszillator abgeschaltet wird.

In Betracht gezogene Druckschriften:
»Practical Television Engineering« von Scott — Helt, Rinehart Books Inc., New York—Toronto, 1950, S.238 bis 241;
ίο »Waveforms« von B. Chance, V. Hughes u. a., McGraw-Hill Book Co., 1949, S. 595;

»Radio and Television News«, Januar 1950, S. 58 bis 60 und 144;

deutsche Patentschrift Nr. 884 674.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen