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Bildsensoren
mit ladungsgekoppeltem Bauelement (CCD) und Bildsensoren mit Komplementär-Metalloxid-Halbleiter
(CMOS) sind die beiden Haupttypen elektronischer Bildsensoren, die
gegenwärtig
in Gebrauch sind. CCD-Bildsensoren können eine hervorragende Lichtempfindlichkeit
und eine hohe Bildqualität
liefern, eine Herstellung von CCD-Bildsensoren erfordert im allgemeinen
jedoch spezialisierte Herstellungsprozesse, die CCD-Sensoren teurer
in der Herstellung und schwieriger in der Integration mit einem
zugeordneten Schaltungsaufbau machen. CMOS-Bildsensoren andererseits
können
unter Verwendung einer standardmäßigen CMOS-Herstellungstechnologie
billig hergestellt werden und können
ohne weiteres auf dem gleichen Chip mit Schaltungsblöcken integriert
werden, die anderen Bilderzeugungs- und Nichtbilderzeugungsfunktionen
dienen. Eine hohe Lichtempfindlichkeit und eine hohe Bildqualität jedoch
sind bei CMOS-Bildsensoren
schwieriger zu erzielen.
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1 stellt
einen herkömmlichen CMOS-Bildsensor 100 dar,
der ein Array 110 von Pixelsensoren 120 umfaßt. Steuerungsleitungen
(z. B. Zeilenleitungen 112 und Spaltenleitungen 114)
in dem Array 110 verbinden die Pixelsensoren 120 mit Steuerungsschaltungen,
wie z. B. einem Zeilensteuerungsblock 130 und einem Spaltensteuerungsblock 140,
die sich außerhalb
des Arrays 110 befinden. Im allgemeinen kann ein Auswahlsignal
an eine Zeilenleitung 112 angelegt werden, um eine Zeile
von Pixelsensoren 110 zum Lesen über die Spaltenleitungen 114 auszuwählen. 1 zeigt
nur Zeilenleitungen 112 und Spaltenleitungen 114,
die mit Pixelsensoren 120 verbunden sind, allgemeiner jedoch
stellt der Schaltungsaufbau in jedem Pixelsensor 120 außerdem Verbindungen
zu zusätzlichen
Steuerungsleitungen (nicht gezeigt) her.
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Ein
Erfassen eines Bildes mit einem CMOS-Bildsensor 100 umfaßt im allgemeinen
eine Rücksetzoperation,
eine Integrationsoperation und eine Ausleseoperation. Die Rücksetzoperation
setzt Knoten der Photodioden in Pixelsensoren 120 auf einen
Referenzspannungspegel zurück.
Nachdem die Photodiodenknotenspannungen rückgesetzt sind, entlädt (oder
lädt) die
Integrationsoperation teilweise die Photodiodenknoten über Ströme, die
durch die Photodioden fließen.
Der Strom durch jede Photodiode hängt von der Intensität des auf
die Photodiode einfallenden Lichtes ab, so daß die Spannung auf dem Photodiodenknoten
in einem Pixelsensor 120 an dem Ende der Integrationsoperation
ein Integral der Intensität
des auf diesen Pixelsensor 120 während der Integrationsoperation
einfallenden Lichtes anzeigt. Die Ausleseoperation tastet die Spannung auf
Photodiodenknoten ab oder mißt
dieselben, wobei diese Spannungen in digitale Pixelwerte umgewandelt
werden können.
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Ein
Signalrauschen kann ein wesentliches Problem in einem CMOS-Bildsensor 100 sein,
insbesondere während
der Rücksetzoperationen.
Idealerweise setzt eine Rücksetzoperation
immer den Photodiodenknoten eines Pixelsensors auf den gleichen Referenzspannungspegel.
Wenn ein bestimmter Pixelsensor 120 während unterschiedlicher Rücksetzoperationen
auf unterschiedliche Pegel geladen wird, sind die aus dem Pixelsensor
ausgelesenen Pixelwerte von einem Bild zu dem nächsten inkonsistent, was zu
einer schlechten Bildqualität
führt.
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2 ist
ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Pixelsensors 200,
der entworfen ist, um während
Rücksetzoperationen
geringe Rauschpegel zu liefern. Der Pixelsensor 200 umfaßt eine
Photodiode 210, einen Verstärker 220 und NMOS-Transistoren 230, 240, 250, 260 und 270.
Eine Rücksetzoperation
in dem Pixelsensor 200 umfaßt ein Anlegen eines voreingestellten
Signals Vpr, das den Transistor 230 einschaltet, um eine
Spannung Vpd auf dem Photodiodenknoten des Pixelsensors 200 herunterzuziehen.
Der Transistor 230 wird dann ausgeschaltet und ein Signal
Vg wird angelegt, um den Transistor 240 einzuschalten,
was den Ausgang des Verstärkers 220 mit
dem Gate des Transistors 250 verbindet und eine Rückkopplungsschleife
zum Rücksetzen der
Photodiodenspannung Vpd schließt.
Insbesondere lädt
ein Strom durch den Transistor 250 den Photodiodenknoten,
bis der Verstärker 220 bestimmt, daß die Spannung
Vpd, die an einen negativen Eingang des Verstärkers 220 angelegt
wird, gleich einer Referenzspannung Vr ist, die an einen positiven
Eingang des Verstärkers 220 angelegt
wird. Der Verstärker 220 schaltet
den Transistor 250 dann ab. Die Rücksetzoperation lädt so zuverlässig die
Photodiodenspannung Vpd auf den Pegel der Referenzspannung Vr.
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Die
Transistoren 240 und 250 sind während einer
Bildintegration aus, um die Rückkopplungsschleife
zu deaktivieren, während
ein Strom durch die Photodiode 210 die Photodiodenspannung
Vpd ändert.
Nach einer Integration legt die Ausleseoperation ein Signal WORD
an die Wortleitung 112 an, die mit dem Pixelsensor 200 gekoppelt
ist, wodurch der Transistor 270 eingeschaltet wird. Die
Bitleitung 114, die mit dem Pixelsensor 200 verbunden
ist, wird dann über
einen Strom durch den Transistor 260 hochgezogen, der ein
Gate auf der Photodiodenspannung Vpd aufweist, was eine Messung
der Photodiodenspannung Vpd durch die Wirkung auf die Bitleitung 114 erlaubt.
Das U.S.-Patent Nr. 6,424,375 mit dem Titel „Low Noise Active Reset Readout
for Image Sensors" beschreibt
eine Operation von Pixelsensoren, die dem Pixelsensor 200 ähneln, weiter.
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Der
Pixelsensor 200 weist einige wesentliche Nachteile auf.
Insbesondere weist der Pixelsensor 200 einen NMOS-Transistor 240 in
der Steuerungsleitung für
das Gate des NMOS-Transistors 250 auf,
der die Photodiodenspannung Vpd während der Rücksetzoperation hochzieht.
Entsprechend muß die obere
Grenze der Photodiodenspannung Vpd die Schwellenspannungsabfälle von
zwei NMOS-Transistoren unterbringen, was den dynamischen Bereich der
Spannung Vpd einschränkt.
Der Pixelsensor 200 ist ebenso relativ komplex, was zumindest
sechs Transistoren und sieben unabhängige Steuerungs- oder Spannungsversorgungsleitungen
erforderlich macht. Die für
diese Transistoren und Leitungen erforderliche Schaltungsfläche reduziert
die verfügbare Fläche für die Photodioden 210.
Als ein Ergebnis weist das Sensorarray einen geringeren Füllfaktor und
einen entsprechenden Verlust an Lichtempfindlichkeit auf.
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Ein
herkömmlicher
Pixelsensor der oben beschriebenen Art ist aus der WO 01/22727 A1
bekannt.
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Aus
der
US 5,488,415 A ist
bereits ein Pixelsensor mit drei untereinander gleich verschalteten Transistoren
bekannt. Der erste Anschluss des ersten Transistors und der zweite
Anschluss des dritten Transistors sind mit Versorgungsspannungen
verbunden.
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Angesichts
der Nachteile existierender CMOS-Bildsensoren werden Pixelsensoren
gesucht, die weniger Transistoren und Steuerungsleitungen enthalten,
während
sie dennoch Rücksetzoperationen
mit niedrigem Rauschen implementieren.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Pixelsensor, einen
Bildsensor oder ein Verfahren zu schaffen, die eine unaufwendigere
Implementierung von Bildsensoren ermöglichen.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Pixelsensor gemäß Anspruch 1, einen Bildsensor
gemäß Anspruch
7 oder ein Verfahren gemäß Anspruch
16 gelöst.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung können Transistoren,
die herkömmlicherweise
für eine
Ausleseoperation in einem Pixelsensor verwendet werden, sowohl für Ausleseoperationen
als auch Rücksetzoperationen
verwendet werden. Dies erlaubt eine Reduzierung der Anzahl von Transistoren
und unabhängi gen
Leitungen, die pro Pixelsensor benötigt werden. Der niedrigere
Komponentenzählwert
ermöglicht
die Verwendung eines größeren Abschnitts
der Bildsensorfläche
zum Lichtsammeln und vereinfacht eine Signalleitung in einem Array
von Pixelsensoren. Zusätzlich
erlaubt eine Reduzierung der Anzahl von NMOS-Transistoren in der
Rückkopplungsschleife, die
das Rücksetzen
des Photodiodenknotens steuert, eine größere Reserve und einen breiteren
dynamischen Bereich für
die Photodiodenspannung. Eine kleinere Anzahl von Transi storen in
der Rückkopplungsschleife
reduziert außerdem
die Anzahl von Transistoren, die während der Rücksetzoperation zu einem thermischen
Rauschen beitragen.
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Ein
Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist ein Pixelsensor, der eine Photodiode und drei
Transistoren umfaßt.
Die Photodiode ist mit einem ersten Knoten gekoppelt. Der erste
Transistor weist ein Gate, das mit dem ersten Knoten gekoppelt ist,
einen ersten Anschluß,
der mit einer ersten Steuerungsleitung gekoppelt ist, und einen
zweiten Anschluß auf,
der mit einem zweiten Knoten in dem Pixelsensor gekoppelt ist. Der
zweite Transistor weist ein Gate, das mit dem zweiten Knoten gekoppelt
ist, einen ersten Anschluß,
der mit dem ersten Knoten gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluß auf, der
mit einer zweiten Steuerungsleitung gekoppelt ist. Der dritte Transistor weist
ein Gate, das mit einer dritten Steuerungsleitung gekoppelt ist,
einen ersten Anschluß,
der mit dem zweiten Knoten gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluß auf, der
mit einer vierten Steuerungsleitung gekoppelt ist.
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Bei
einem spezifischen Ausführungsbeispiel ist
der Pixelsensor ein 3-Transistor-Pixelsensor und der erste, zweite
und dritte Transistor sind die einzigen Transistoren in dem Pixelsensor.
Alle Transistoren in dem 3-Transistor-Sensor können NMOS-Transistoren sein.
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Bei
einem alternativen Ausführungsbeispiel ist
der Pixelsensor ein 4-Transistor-Pixelsensor, der einen vierten
Transistor umfaßt,
der ein Gate, das mit einer fünften
Steuerungsleitung gekoppelt ist, ein Drain/Source, das mit dem zweiten
Knoten gekoppelt ist, und ein Source/Drain aufweist, das mit der
vierten Steuerungsleitung gekoppelt ist. Bei dieser Konfiguration
können
der erste, zweite und dritte Transistor NMOS-Transistoren sein,
während
der vierte Transistor ein PMOS-Transistor ist.
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Ein
weiteres spezifisches Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist ein Bildsensor, der zumindest vier Sätze von
Steuerungsleitungen und ein Array von Pixelsensoren eines der obigen
Typen umfaßt. Wenn
jeder der Pixelsensoren ein 4-Transistor-Pixelsensor
ist, kann ein fünfter
Satz von Steuerungsleitungen hinzugefügt werden. Im allgemeinen sind
die Pixelsensoren in dem Array in Zeilen und Spalten angeordnet
und der erste und der vierte Satz von Steuerungsleitungen sind Spaltenleitungen
und der dritte Satz von Steuerungsleitungen sind Zeilenleitungen.
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Für jede Spalte
von Pixelsensoren kann eine Steuerungsschaltung außerhalb
des Arrays von Pixelsensoren eine Stromquelle und eine Schaltschaltung
umfassen. Die Schaltschaltung ist mit einer entsprechenden der Spaltenleitungen
aus dem ersten Satz und einer entsprechenden der Spaltenleitungen in
dem vierten Satz gekoppelt. In einem Modus, der für eine Rücksetzoperation
verwendet werden kann, stellt die Schaltschaltung eine Verbindung
zu der Stromquelle her, um einen Strom in einer Richtung durch einen
ausgewählten
der Pixelsensoren zu erzeugen. Bei einem weiteren Modus, der für eine Ausleseoperation
verwendet werden kann, stellt die Schaltschaltung eine Verbindung
zu der Stromquelle her, um einen Strom in einer entgegengesetzten Richtung
durch den ausgewählten
der Pixelsensoren zu erzeugen.
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Noch
ein weiteres Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist ein Verfahren zum Betreiben eines Pixelsensors.
Das Verfahren beginnt mit einem Treiben eines ersten Stroms in einer
ersten Richtung durch einen ersten Transistor und einen zweiten
Transistor in dem Pixelsensor, um ein Rücksetzen einer Spannung eines
Knotens einer Photodiode in dem Pixelsensor zu steuern. Der erste
Transistor weist ein Gate, das mit dem Knoten gekoppelt ist, auf
und der zweite Transistor weist ein Gate auf, an das ein Auswahlsignal
für den
Pixelsensor angelegt wird. Im allgemeinen weist ein dritter einen
Anschluß,
der mit dem Knoten gekoppelt ist, und ein Gate auf, das mit einem
Anschluß des
ersten Transistors gekoppelt ist, so daß der dritte Transistor als
ein Hochziehtransistor für
den Knoten wirken kann. Nachdem eine Integrationsoperation die Spannung
auf dem Knoten gemäß einer
Intensität
von auf die Photodiode einfallendem Licht verändert, treibt das Verfahren
einen zweiten Strom in der entgegengesetzten Richtung durch den ersten
und zweiten Transistor, was eine Bestimmung der Spannung auf dem
Knoten aus der Wirkung des ersten Transistors auf den zweiten Strom
erlaubt. Der erste und der zweite Transistor dienen so sowohl einem
Rücksetzen
als auch Auslesen der Knotenspannung.
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Bei
einer Variation des Verfahrens dient der erste Transistor während der
Aktivrücksetzung
als einer der Transistoren in einer Differenzpaargewinnschaltung.
Für diese
Variation umfaßt
das Treiben des ersten Stroms ein Treiben eines dritten Stroms, der
zwischen einem Fließen
durch den ersten Transistor in dem Pixelsensor und einen Referenztransistor
in einer Steuerungsschaltung aufgeteilt ist. Der dritte Transistor,
der einen zweiten Anschluß,
der mit dem Knoten gekoppelt ist, und ein Gate aufweist, das mit
einem Anschluß des
ersten Transistors gekoppelt ist, zieht eine Spannung auf dem Knoten
auf einen Pegel, der einer Gatespannung des Referenztransistors
entspricht.
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Bei
einer weiteren Variation des Verfahrens steuert ein externer Verstärker den
während
der Rücksetzoperation
verwendeten Gewinn. Für
diese Variation umfaßt
das Treiben des ersten Stroms ein Herstellen einer Verbindung zu
dem Verstärker,
so daß ein
Ausgangsanschluß des
Verstärkers
mit den zweiten Transistoren gekoppelt ist, ein erster Eingangsanschluß des Verstärkers mit
einem Anschluß des
ersten Transistors gekoppelt ist und ein zweiter Eingangsanschluß des Verstärkers gekoppelt
ist, um eine Referenzspannung zu empfangen.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf
die beiliegenden Zeichnungen näher
erläutert,
wobei die Verwendung der gleichen Bezugszeichen in unterschiedlichen
Figuren ähnliche
oder identische Objekte anzeigt. Es zeigen:
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1 ein
Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen
CMOS-Bildsensors,
der ein Array von Pixelsensoren umfaßt;
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2 ein
Schaltungsdiagramm eines bekannten Pixelsensors;
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3 ein
Schaltungsdiagramm eines 4-Transistor-Pixelsensors und eines zugeordneten Rücksetzsteuerungsschaltungsaufbaus
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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4 ein
Zeitgebungsdiagramm für
einige der Signale, die während
einer Operation des Pixelsensors aus 3 verwendet
werden;
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5 ein
Schaltungsdiagramm eines 3-Transistor-Pixelsensors und eines zugeordneten Rücksetzsteuerungsschaltungsaufbaus
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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6 ein
Zeitgebungsdiagramm für
einige der Signale, die während
einer Operation des Pixelsensors aus 5 verwendet
werden; und
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7 ein
Schaltungsdiagramm eines CMOS-Bildsensors gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung erzielt ein CMOS-Pixelsensor einen niedrigen
Komponentenzählwert
durch ein Verwenden eines ausgewählten
Transistors zu mehreren Zwecken während einer Rücksetz-,
Integrations- und Ausleseoperation. Der niedrige Komponentenzählwert hinterläßt mehr
Fläche,
die für
Photodioden verfügbar
ist, die das Licht erfassen. Selbst mit einem niedrigen Komponentenzählwert implementiert
der Pixelsensor eine Rückkopplungsschleife
für eine
genaue Steuerung eines Rücksetzens
einer Photodiodenspannung. Die Rückkopplungsschleife
weist einen niedrigen Transistorzählwert auf, was das gesamte
thermische Rauschen, das durch die Transistoren eingeführt wird,
reduziert.
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3 ist
ein Schaltungsdiagramm, das einen Vier-Transistor-Pixelsensor 300 gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt. Der Pixelsensor 300 wäre normalerweise
Teil eines Bildsensors, der ein Array im wesentlichen identischer
Pixelsensoren enthält,
wie in 1 dargestellt ist. Wenn er in einem Sensorarray
ist, verbinden Steuerungsleitungen und Spannungsversorgungsleitungen
den Pixelsensor 300 mit einem Steuerungsschaltungsaufbau
und 3 stellt einige der Steuerungsschaltungsaufbauten 332, 334, 336, 338, 342, 344, 346 und 348 dar,
die den Pixelsensor 300, wie weiter unten beschrieben ist,
betreiben.
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Wie
dies dargestellt ist, umfaßt
der Pixelsensor 300 eine Photodiode 310, NMOS-Transistoren 311, 312 und 313 und
einen PMOS-Transistor 314. Die Photodiode 310 weist
einen Knoten 316 bei einer Spannung Vpd auf. Der NMOS-Transistor 311 weist ein
Gate, das mit einem Photodiodenknoten 316 verbunden ist,
ein Source/Drain, das mit einer Spaltenleitung 324 verbunden
ist, und eine Drain/Source-Region auf, die mit einem Gewinnknoten 318 verbunden ist.
Der NMOS-Transistor 312 weist
ein Gate, das mit dem Gewinnknoten 318 verbunden ist, ein
Source/Drain, das mit dem Photodiodenknoten 316 verbunden
ist, und ein Drain/Source auf, das mit einer Steuerungsleitung 328 verbunden
ist. Die Transistoren 313 und 314 sind parallel
zwischen den Gewinnknoten 318 und eine Spaltenleitung 320 geschaltet. Eine
Zeilenleitung 326 stellt eine Verbindung zu dem Gate des
Transistors 313 her und eine Steuerungsleitung 322 stellt
eine Verbindung zu dem Gate des Transistors 314 her.
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Die
NMOS-Transistoren 311, 312 und 313 und
der PMOS-Transistor 314 weisen
vorzugsweise minimale Größen auf,
um den Pixelsensor 300 so klein wie möglich zu machen, und um die
für die
Transistoren erforderliche Schaltungsfläche relativ zu der Photodiodenfläche klein
zu machen. Mit kleineren Pixelsensoren jedoch ist eine Rücksetzschaltung,
die einen großen
Gewinn und eine große
Bandbreite aufweist, was für
ein Unterdrücken
des Rauschens wichtig ist, unter Umständen schwieriger zu erzielen.
Zusätzlich
zeigen kleinere Transistoren ein stärkeres thermisches und Funkelrauschen,
was unerwünscht ist.
Die Größe der Transistoren
kann so ausgewählt sein,
um den besten Ausgleich dieser Faktoren zu erzielen.
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4 ist
ein Zeitgebungsdiagramm, das die Operation des Pixelsensors 300 während einer Rücksetzoperation 410,
einer Integrationsoperation 420 und einer Ausleseoperation 430 darstellt.
Die Rücksetzoperation
umfaßt
eine Voreinstellphase 412 und eine Aktivrücksetzphase 414.
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Die
Voreinstellphase 412 der Rücksetzoperation 410 umfaßt zwei
Zeitgebungsstufen. Während der
ersten Zeitgebungsstufe wird ein Steuerungssignal COL1 auf einer
Steuerungsleitung 310 hochgezogen (auf eine Versorgungsspannung
Vdd) und Steuerungssignale PRE bzw. BIAS auf Steuerungsleitungen 322 und 328 werden
heruntergezogen (auf Masse). Das Signal BIAS schaltet den PMOS-Transistor 314 ein,
was den Gewinnknoten 318 in Richtung der Versorgungsspannung
Vdd zieht. Die hohe Spannung auf dem Gewinnknoten 318 schaltet
den Transistor 312 ein, was den Photodiodenknoten 316 auf Masse
zieht, was dann der Spannungspegel des Signals PRE ist. Die Zustände von
Signalen ROW und COL2 sind während
dieser Zeitstufe der Voreinstellphase 412 nicht wesentlich.
Da der Transistor 311 jedoch zu Beginn leitfähig sein
kann, sollte das Signal COL2 auf der Spaltenleitung 324 nicht
derartig sein, daß der
Transistor 311 den Transistor 314 überwindet
und den Gewinnknoten 318 herunterzieht. Bei einem exemplarischen
Ausführungsbeispiel
der Erfindung verbindet ein Schalter 332 in dem Steuerungsschaltungsaufbau
den Transistor 311 mit einer Stromquelle 334,
die einen festen Strom 2I zieht.
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Für die zweite
Zeitstufe der Voreinstellphase 412 gehen die Signale BIAS
und ROW hoch bzw. in einen Hochzustand, während das Signal COL1 niedrig
wird bzw. in einen Niedrigzustand geht. Das Signal ROW schaltet
den Transistor 313 ein, so daß der Transistor 313 den
Gewinnknoten 318 entlädt,
was den Transistor 312 ausschaltet. Folglich sind an dem Ende
der Voreinstellphase 412 beide Knoten 316 und 318 entladen
und die Transistoren 311 und 312 sind aus. Der
Zustand des Signals COL2 während
der zweiten Zeitstufe der Voreinstellphase 412 ist nicht wesentlich,
bei dem exemplarischen Ausführungsbeispiel
jedoch verbindet der Schalter 332 die Spaltenleitung 324 mit
der Stromquelle 334.
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Während der
Aktivrücksetzphase 414 geht das
Signal PRE hoch, während
das Signal BIAS einen nicht wesentlichen Kaskadenvorspannungspegel
annimmt. Das Signal ROW wird niedrig, um den Transistor 313 auszuschalten.
In dem Steuerungsschaltungsaufbau verbindet ein Schalter 344 eine Stromquelle 346,
um das Signal COL1 mit einer Stromstärke I zu treiben, und die Schalter 332 und 336 stellen
eine Verbindung zu der Stromquelle 334 her, die eine Stromstärke 2I aufweist
(zweimal die der Stromquelle 346). Ein Schalter 336 verbindet
einen Hochziehtransistor 338 mit der Spaltenleitung 324, so
daß die
Stromquelle 334 Strom durch sowohl den Transistor 338 als
auch den Transistor 311 zieht. Eine Referenzspannung Vreset,
die an das Gate des Hochziehtransistors 338 angelegt wird,
nimmt zu.
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Zu
Beginn während
der Aktivrücksetzphase 414 sind
die Signale COL1, Vgn und Vpd alle nahe an dem Massepegel. Die Transistoren 313 und 314 sind
zu Beginn aus, was es der Stromquelle 346 erlaubt, das
Signal COL1 aufzuladen. Wenn das Signal COL1 ausreichend hoch ist
(d. h. über
dem Spannungspegel des Signals BIAS), schaltet sich der Transistor 314 ein
und beginnt mit einem Laden des Gewinnknotens 318. Wenn
die Spannung Vgn auf dem Gewinnknoten 318 sich dem Schwellenspannungspegel
des Transistors 312 annähert,
beginnt der Transistor 312 mit einem Laden des Photodiodenknotens 316,
und wenn die Spannung Vpd auf dem Photodiodenknoten 316 sich
dem Spannungspegel des Signals Vreset annähert, beginnt der Transistor 311,
sich einzuschalten. Als eine Nettowirkung steigen die Spannungen
Vgn und Vpd an, bis der Transistor 311 einen Strom I leitet.
An diesem Punkt leitet der Transistor 338 auch einen Strom
I und die Spannung Vpd ist gleich der Referenzspannung Vreset, wenn
die Transistoren 311 und 338 die gleiche Größe aufweisen.
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Die
Rücksetzoperation 410 endet,
wenn das Signal BIAS hochgeht, was den Transistor 314 abschaltet.
Die Stromquelle 334 zieht unmittelbar die Spannung Vgn
auf einen Massepegel, was den Transistor 312 abschaltet
und ein Photodiodensignal Vpd bei dem Referenzspannungspegel Vreset
einfängt.
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Für die Integrationsoperation
ist das Signal ROW niedrig und das Signal BIAS ist hoch, um die Transistoren 313 und 314 abzuschalten,
was das Pixel von dem Signal COL1 trennt. Während die Zeile, die den Sensor 30 enthält, integriert,
können
andere Zeilen in einem Sensorarray rücksetzen oder lesen, was bewirken
kann, daß das
Signal COL2 fluktuiert. Derartige Fluktuationen, die Vgn durch den
Transistor 311 laden und entladen können, stören die Integrationsoperation
in dem Pixelsensor 300 nicht, da der Transistor 311 das
Laden des Knotens 318 begrenzt, so daß die Spannung Vgn niemals
auf eine Spannung laden kann, die höher als die Photodiodenspannung
Vpd minus der Schwellenspannung des NMOS-Transistors 311 ist.
Folglich bleibt der Transistor 312 aus, während die
Photodiode 310 eine Ladung von dem Photodiodenknoten 316 mit
einer Rate abzieht, die von der einfallenden Lichtintensität abhängt.
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Die
Ausleseoperation 430 beginnt, wenn die Integrationsoperation 420 abgeschlossen
ist. Die Signale COL2 und ROW werden hochgezogen, was den Stromfluß durch
den Transistor 311 umkehrt. Der Anschluß des Transistors 311,
der mit dem Gewinnknoten 318 verbunden ist, wird so während der
Ausleseoperation 430 die Source des Transistors 311. Das
Signal COL1 kann dann verwendet werden, um eine Photodiodenspannung
Vpd zu messen, da ein Strom durch den Transistor 311, die
Gewinnspannung Vgn und der Pegel des Signals COL1 alle von der Gatespannung
Vpd des Transistors 311 abhängen.
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5 ist
ein Schaltungsdiagramm, das einen 3-Transistor-Pixelsensor 500 gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt. Der Pixelsensor 500, wie der Pixelsensor 300 aus 3, wäre normalerweise
Teil eines Bildsensors, wie in 1 dargestellt
ist, der ein Array von im wesentlichen identischen Pixelsensoren
enthält.
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Der
Pixelsensor 500 umfaßt
eine Photodiode 510 und drei NMOS-Transistoren 511, 512 und 513. Der
NMOS-Transistor 511 weist ein Gate, das mit einem Knoten 516 der
Photodiode 510 gekoppelt ist, ein Source/Drain, das mit
einer Spaltenleitung 524 gekoppelt ist, und ein Drain/Source
auf, das mit einem Gewinnknoten 518 gekoppelt ist. Der NMOS-Transistor 512 weist
ein Gate, das mit dem Gewinnknoten 518 gekoppelt ist, einen
Source/Drain-Photodiodenknoten 516 und ein Drain/Source
auf, das mit einer Steuerungsleitung 528 gekoppelt ist.
Der NMOS-Transistor 513 weist ein Gate, das mit einer Steuerungsleitung 526 gekoppelt
ist, ein Source/Drain, das mit dem Gewinnknoten 518 gekoppelt
ist, und ein Drain/Source auf, das mit einer Steuerungsleitung 520 gekoppelt
ist.
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5 zeigt
außerdem
einige der Steuerungsschaltungsanordnungen für eine Operation des Pixelsensors 500.
Insbesondere ist die Spaltenleitung 520, die ein Signal
COL1 trägt,
mit einem PMOS-Transistor 520, einem Schalter 538 und
einem Schalter 536 verbunden. Die Schalter 536 und 538 können Teil
einer Auswahlschaltung sein, die verwendet wird, um bestimmte Zeilen
eines Sensorarrays zum Zugang auszuwählen. Der PMOS-Transistor 520 ist
verbunden, um den Strom durch einen PMOS-Transistor 544 zu
spiegeln, der parallel zu einem Umgehungs- oder Nebenschlußtransistor 546 geschaltet
ist. Die Spaltenleitung 524 ist durch einen Schalter 532 mit
einer Stromquelle 534 und einem NMOS-Transistor 538 verbunden,
der in Serie zu den Transistoren 544 und 546 ist.
Wenn der Pixelsensor 500 Teil eines Sensorarrays ist, wie z.
B. des Sensorarrays 110 aus 1, würden sich die
Elemente 532, 534, 536, 538, 540, 542, 544 und 546 bei
einem weiteren Steuerungsschaltungsaufbau in dem Spaltensteuerungsblock 140 befinden.
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6 ist
ein Zeitgebungsdiagramm für
einige der Signale, die verwendet werden, wenn der Pixelsensor 500 einen
Pixelwert für
ein Bild bestimmt. Die Operation aus 6 umfaßt eine
Rücksetzoperation 610,
eine Integrationsoperation 620 und eine Ausleseoperation 630.
Die Rücksetzoperation 610 ist in
eine Voreinstellphase 612 und eine Aktivrücksetzphase 614 unterteilt.
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Während der
Voreinstellphase ist ein Referenzsignal Vreset, das an das Gate
des NMOS-Transistors 538 angelegt wird, zu Beginn auf seinen
maximalen Pegel eingestellt, was der erwünschte Rücksetzpegel der Photodiodenspannung
Vpd ist. Ein Steuerungssignal ROW auf einer Steuerungsleitung 526 und
ein Steuerungssignal READB sind hoch und Steuerungssignale PRE auf
einer Steuerungsleitung 528 und ein Steuerungssignal READ
sind niedrig. Das Signal RERDB schaltet den Schalter 532 ein
und schaltet den Transistor 546 aus, während das Signal READ die Schalter 536 und 540 ausschaltet.
Ein Steuerungssignal DCHG ist zu Beginn niedrig, so daß der Schalter 538 aus
ist.
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Die
Anfangszustände
der Steuerungssignale bewirken, daß die Stromquelle 534 einen
Stromfluß durch
die Transistoren 544 und 538 bewirkt, und daß ein Strom
durch den PMOS-Transistor 542 auf
die Spaltenleitung 520 gespiegelt wird. Der NMOS-Transistor 513 leitet
den Strom von der Spaltenleitung 520 zu dem Gewinnknoten 518,
was zu einem Anstieg der Spannung Vgn führt. Wenn die Spannung Vgn ausreichend
ansteigt, um den Transistor 512 einzuschalten, entlädt der Transistor 512 den
Photodiodenknoten 516 auf den Niedrigpegel des Steuerungssignals
PRE, was den Transistor 511 nichtleitfähig hält.
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Das
Steuerungssignal Vreset wird an dem Ende der Rücksetzphase 612 niedrig
gemacht und das Steuerungssignal DCHG wird hoch gepulst. Das Steuerungssignal
Vreset schaltet so die Ströme durch
die PMOS-Transistoren 541 und 544 ab, während das
Steuerungssignal DCHG den Schalter 538 zu der Massesteuerungsleitung 520 einschaltet.
Da das Signal ROW noch immer hoch ist, ist der Transistor 513 noch
immer leitfähig
und zieht die Spannung Vgn auf dem Gewinnknoten 618 in
einen Niedrigzustand (Masse). Der Transistor 512 ist so
abgeschaltet und die Photodiodenspannung Vpd ist niedrig. Das Steuerungssignal
DCHG kehrt an dem Ende der Voreinstellphase 612 zu niedrig
zurück,
was den Schalter 538 abschaltet und wirksam die Steuerungsleitung 520 und
den Gewinnknoten 518 floaten bzw. schweben läßt.
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Zu
Beginn der Aktivrücksetzphase 614 geht das
Steuerungssignal PRE hoch und das Steuerungssignal Vreset beginnt
mit einem Ansteigen von dem Massepegel. Ein Stromfluß durch
den Transistor 544 und der gespiegelte Strom durch den
Transistor 542 zu der Spaltenleitung 520 nehmen
entsprechend mit dem Anstieg des Signals Vreset zu. In dem Pixelsensor 500 fließt ein Strom
von der Spaltenleitung 520 durch den Transistor 513 und
erhöht
die Spannung Vgn auf dem Gewinnknoten 518, der mit dem Gate
des Transistors 512 gekoppelt ist. Der Transistor 512 beginnt
so mit einem Laden des Photodiodenknotens 516 von dem hohen
Pegel des Steuerungssignals PRE, was den Transistor 511 einschaltet.
Die Transistoren 511, 538, 542 und 544 bewirken,
daß sich
der Spannungspegel Vpd auf der gleichen Ebene wie das Steuerungssignal
Vreset stabilisiert. Dies resultiert aus einem Einheitsrückkopplungspfad
von dem Knoten 518 zu dem Knoten 516 durch den
Transistor 512, der als ein Source-Folger mit einer Kapazitivlast
konfiguriert ist.
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Aufgrund
der Einheitsgewinnrückkopplung wird
das Rücksetzrauschen,
das sich innerhalb der Bandbreite des Verstärkers befindet, um einen Faktor
reduziert, der in etwa gleich dem Verstärkergewinn relativ zu dem Rauschen
auf dem Photodiodenknoten 518 in Abwesenheit einer Rückkopplungsschleife
ist. Dieses Rauschen ist auf die Kapazität C des Photodiodenknotens 518 als
die Quadratwurzel aus (kT/C) bezogen, wobei k die Boltzmann-Konstante
und T die Temperatur in Grad Kelvin ist. Folglich wird an dem Ende
der Aktivrücksetzphase 614 die
Spannung Vpd auf dem Photodiodenknoten 516 genau auf den
maximalen Pegel des Steuerungssignals Vreset eingestellt.
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Die
Integrationsoperation 620 beginnt, wenn das Steuerungssignal
ROW auf einen Niedrigzustand abfällt
und den Transistor 513 abschaltet. Die Stromquelle 534, über den
Transistor 511, zieht die Spannung Vgn auf dem Gewinnknoten 518 auf
niedrig, was den Transistor 512 abschaltet, während das Signal
Vpd auf dem Photodiodenknoten 516 sich auf dem maximalen
Pegel der Spannung Vreset befindet. Die Spannung Vgn auf dem Gewinnknoten 518 kann über den
Transistor 511 während
der Integrationsoperation 620 geladen und entladen werden,
der Transistor 511 grenzt jedoch die Spannung Vgn ein, so
daß die
Spannung Vgn niemals höher
als der Pegel der Photodiodenspannung Vpd minus der NMOS-Schwellenspannung
werden kann. Dies stellt sicher, daß der Transistor 512 während der
gesamten Integrationsoperation 620 aus bleibt.
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An
dem Ende der Integrationsoperation 620 wird das Steuerungssignal
DCHG hoch gepulst, um zur Vorbereitung für die Ausleseoperation 630 den Schalter 538 einzuschalten
und die Steuerungsleitung 520 (d. h. das Signal COL1) zu
entladen. Dies verhindert, daß die
Spannung Vgn auf einen hohen Pegel ansteigt. Wenn die Spannung Vgn
auf einen hohen Pegel wiederaufgeladen würde, bevor die Ausleseoperation 630 abgeschlossen
ist, führt
der Photodiodenknoten 618 unbeabsichtigt durch den Transistor 512 ein
Rücksetzen
durch.
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Nachdem
die Integrationsoperation 620 durchgeführt ist und der Puls in dem
Signal DCHG das Signal COL1 ausreichend entladen hat, werden die
Steuerungssignale READ und ROW hoch getrieben und das Steuerungssignal
READB wird in einen Niedrigzustand getrieben. Die Veränderung
der Steuerungssignale READ und READB, während das Steuerungssignal
ROW hoch ist, stellt wieder eine Verbindung zu der Stromquelle 534 her,
um die Richtung des Stroms durch den Pixelsensor 500 umzukehren.
Das Signal READ schaltet außerdem
den Schalter 540 ein, was das Signal COL2 nahe an die Versorgungsspannung
Vdd hoch zieht. Als ein Ergebnis wirkt der Transistor 511 als
eine Source-Folger-Vorrichtung, deren Drain mit der Spaltenleitung 526 verbunden
ist und deren Source mit dem Gewinnknoten 518 verbunden
ist. Da die Photodiodenspannung Vpd auf dem Gate des Transistors 511 verbleibt,
kann die Photodiodenspannung Vpd über das Signal COL1 auf der
Spaltenleitung 520 gelesen werden. Der Transistor 511 wirkt
so als ein Puffer zur Auslese der Photodiodenspannung Vpd. Wieder bleibt
der Transistor 512 aus, da die Spannung Vgn immer zumindest
um eine NMOS-Schwellenspannung niedriger als die Spannung Vpd ist.
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Der
Transistor 536, der ein Nebenschluß über den Transistor 544 ist
und durch das Signal READB gesteuert wird, verhindert, daß der Stromfluß durch
den Transistor 544, der zu dem Transistor 542 gespiegelt
würde,
eine genaue Auslese über
das Signal COL1 stört.
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7 zeigt
einen Abschnitt eines CMOS-Bildsensors 700 gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Der CMOS-Bildsensor 700 umfaßt Pixelsensoren 500 und 500' und einen Steuerungsschaltungsaufbau,
der Schalter 532, 536, 538 und 540,
eine Stromquelle 534, einen Operationsverstärker 710 und
einen Schalter 720 umfaßt. Die Pixelsensoren 500 und 500' in dem CMOS-Bildsensor 700 sind
strukturmäßig identisch zu
dem Pixelsensor 500 aus 5, der oben
beschrieben ist. Die Schalter und Schaltungselemente 532, 534, 536, 538 und 540 sind
ebenso oben Bezug nehmend auf 5 beschrieben
und wirken während
der Rücksetzoperation,
der Integrationsoperation und der Ausleseoperation auf die bereits
beschriebene Weise. Insbesondere ist der Schalter 532 während der
Rücksetzoperation
an, wenn ein Strom in einer ersten Richtung durch den Pixelsensor 500 oder 500' fließt, der
Schalter 536 jedoch ist eingeschaltet, um den Stromfluß durch
den Pixelsensor 500 oder 500' für eine Pixelauslese über ein
Signal COL1 auf der Spaltenleitung 520 umzukehren.
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Im
Gegensatz zu dem Ausführungsbeispiel der
Erfindung, das in 5 dargestellt ist, verwendet der
CMOS-Bildsensor 700 aus 7 während der Aktivrücksetzphase
keinen Source-Folger-Transistor 511 als einen der Transistoren
in einer Differenzpaargewinnschaltung. Statt dessen liefert der
Verstärker 710 den
Gewinn, wenn der Schalter 720 eine Verbindung zu dem Verstärker 710 herstellt,
um die Spaltenleitung 520 zu treiben. Der CMOS-Bildsensor 700 weist
so den Vorteil auf, daß er
in der Lage ist, einen großen
Gewinn mit dem externen Operationsverstärker zu liefern, was im Gegensatz
dazu steht, daß der Gewinn
durch die kleine Größe des Transistors 511 in dem
Pixelsensor 500 eingeschränkt ist.
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7 stellt
außerdem
dar, wie der Steuerungsschaltungsaufbau, der den Verstärker 710 umfaßt, einmal
für jede
Spalte in einem Array von Pixelsensoren wiederholt wird, so daß die Pixelsensoren 500, 500', ..., die in
der gleichen Spalte des Arrays sind, einen Verstärker 700 gemeinschaftlich
verwenden. Ein Pixelsensor 500 oder 500' in einer bestimmten
Zeile des Sensorarrays kann unter Verwendung von Steuerungssignalen
ROW(0) und PRE(0) oder ROW(1) und PRE(1), entsprechend der ausgewählten Zeile,
ausgewählt
werden.