JPH11264761A - 光センサ回路およびこれを用いたイメージセンサ - Google Patents
光センサ回路およびこれを用いたイメージセンサInfo
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
- H04N25/50—Control of the SSIS exposure
- H04N25/57—Control of the dynamic range
- H04N25/571—Control of the dynamic range involving a non-linear response
- H04N25/573—Control of the dynamic range involving a non-linear response the logarithmic type
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- H04N25/60—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise
- H04N25/617—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise for reducing electromagnetic interference, e.g. clocking noise
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- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/14—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by means of electrically scanned solid-state devices
- H04N3/15—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by means of electrically scanned solid-state devices for picture signal generation
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 微小光信号を高精度に検出でき、残像現象が
発生せず、Ｓ／Ｎ比が高く、且つ必要電源の数が少ない
光センサ回路を得る。 【解決手段】 光信号を電流に変換するフォトダイオー
ドＰＤと、弱反転状態で対数特性を有し、フォトダイオ
ードＰＤが検出したセンサ電流を対数特性を有する検出
電圧に変換するｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１
と、このトランジスタＱＤ１の検出端子に接続されたコ
ンデンサＣとを有して光センサ回路が構成され、トラン
ジスタＱＤ１のゲートＧにリセット用電圧ＶＧ＝ＶＳを
印加してドレイン−ソース間のインピーダンスを低下さ
せて初期状態にリセットする。ｎチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＱＤ１はデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタから構成し、このトランジスタＱＤ１にゲ
ート電圧を印加しない状態では、このトランジスタが弱
反転状態で対数特性を有する。
発生せず、Ｓ／Ｎ比が高く、且つ必要電源の数が少ない
光センサ回路を得る。 【解決手段】 光信号を電流に変換するフォトダイオー
ドＰＤと、弱反転状態で対数特性を有し、フォトダイオ
ードＰＤが検出したセンサ電流を対数特性を有する検出
電圧に変換するｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１
と、このトランジスタＱＤ１の検出端子に接続されたコ
ンデンサＣとを有して光センサ回路が構成され、トラン
ジスタＱＤ１のゲートＧにリセット用電圧ＶＧ＝ＶＳを
印加してドレイン−ソース間のインピーダンスを低下さ
せて初期状態にリセットする。ｎチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＱＤ１はデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタから構成し、このトランジスタＱＤ１にゲ
ート電圧を印加しない状態では、このトランジスタが弱
反転状態で対数特性を有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、照度に応じたセン
サ出力を検出する光センサ回路およびこれを用いたイメ
ージセンサに関し、特に、ダイナミックレンジが広く、
感度が高く、且つ必要駆動電源数が少ない光センサ回路
およびこれを用いたイメージセンサに関する。
サ出力を検出する光センサ回路およびこれを用いたイメ
ージセンサに関し、特に、ダイナミックレンジが広く、
感度が高く、且つ必要駆動電源数が少ない光センサ回路
およびこれを用いたイメージセンサに関する。
【０００２】
【従来の技術】光センサ回路をマトリクス状に組み合わ
せてなるＭＯＳ型や、ＣＣＤ型のイメージセンサは、既
に従来から良く知られている。これらイメージセンサで
は、照射光（入射光）によって光センサ回路に生じる電
荷を光信号として用いている。例えば、ＣＣＤ型イメー
ジセンサでは主に光信号によって発生した電荷を各光セ
ンサ回路において蓄積して光信号として用い、ＭＯＳ型
イメージセンサでは、光センサ回路を構成するフォトダ
イオードの接合容量に予め電荷を充電し、照射光によっ
て放電された電荷量を再充電時に検出することによって
光信号を検出するようになっている。
せてなるＭＯＳ型や、ＣＣＤ型のイメージセンサは、既
に従来から良く知られている。これらイメージセンサで
は、照射光（入射光）によって光センサ回路に生じる電
荷を光信号として用いている。例えば、ＣＣＤ型イメー
ジセンサでは主に光信号によって発生した電荷を各光セ
ンサ回路において蓄積して光信号として用い、ＭＯＳ型
イメージセンサでは、光センサ回路を構成するフォトダ
イオードの接合容量に予め電荷を充電し、照射光によっ
て放電された電荷量を再充電時に検出することによって
光信号を検出するようになっている。
【０００３】このような光センサ回路による光信号検出
に際して、そのダイナミックレンジを拡大することを目
的として、フォトダイオード（受光素子）にＦＥＴ（電
界効果トランジスタ、例えば、エンハンスメント型ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタ）等を直列に接続し、出力
電圧を対数圧縮する機能を付加したものも開発されてい
る。なお、これは、ＦＥＴに流れる電流が小さいときは
その抵抗変化が対数特性を示すことを利用している。
に際して、そのダイナミックレンジを拡大することを目
的として、フォトダイオード（受光素子）にＦＥＴ（電
界効果トランジスタ、例えば、エンハンスメント型ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタ）等を直列に接続し、出力
電圧を対数圧縮する機能を付加したものも開発されてい
る。なお、これは、ＦＥＴに流れる電流が小さいときは
その抵抗変化が対数特性を示すことを利用している。
【０００４】このような光センサ回路の構成例を図６に
示している。この光センサ回路１００は、フォトダイオ
ードＰＤ、これに直列に接続されたエンハンスメント型
ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１、フォトダイオー
ドＰＤとエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＱ１の接続点Ｐ（センサ検出端子）にゲートが接
続されたエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トラ
ンジスタＱ２、このエンハンスメント型ｎチャンネルＭ
ＯＳ型トランジスタＱ２と直列に接続されたエンハンス
メント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３から構成
される。また、接続点Ｐには、フォトダイオードＰＤ、
エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ
１、Ｑ２およびこれらを相互に接続する配線等によって
生じる浮遊容量の合成値とからなる奇生容量コンデンサ
Ｃが接続される。
示している。この光センサ回路１００は、フォトダイオ
ードＰＤ、これに直列に接続されたエンハンスメント型
ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１、フォトダイオー
ドＰＤとエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＱ１の接続点Ｐ（センサ検出端子）にゲートが接
続されたエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トラ
ンジスタＱ２、このエンハンスメント型ｎチャンネルＭ
ＯＳ型トランジスタＱ２と直列に接続されたエンハンス
メント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３から構成
される。また、接続点Ｐには、フォトダイオードＰＤ、
エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ
１、Ｑ２およびこれらを相互に接続する配線等によって
生じる浮遊容量の合成値とからなる奇生容量コンデンサ
Ｃが接続される。
【０００５】フォトダイオードＰＤは光信号Ｌｓを検出
し、光信号Ｌｓの照度に比例したセンサ電流Ｉｄに変換
する。エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタＱ１はフォトダイオードＰＤの負荷を形成し、フォ
トダイオードＰＤで検出したセンサ電流Ｉｄを電圧に変
換してセンサ検出端子Ｐに検出電圧Ｖｄを発生する。
し、光信号Ｌｓの照度に比例したセンサ電流Ｉｄに変換
する。エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタＱ１はフォトダイオードＰＤの負荷を形成し、フォ
トダイオードＰＤで検出したセンサ電流Ｉｄを電圧に変
換してセンサ検出端子Ｐに検出電圧Ｖｄを発生する。
【０００６】また、エンハンスメント型ｎチャンネルＭ
ＯＳトランジスタＱ１は、センサ電流Ｉｄが小さな範囲
の弱反転状態で対数特性を有するＭＯＳトランジスタ負
荷を形成し、フォトダイオードＰＤで検出したセンサ電
流Ｉｄを対数特性を有する検出電圧Ｖｄに変換する。こ
のため、光信号Ｌｓが大きく変化してセンサ電流Ｉｄが
大きく変化（桁数が異なるような大きな変化）しても、
このように対数特性を有した変換がなされて検出電圧Ｖ
ｄの変化は抑えられてこれが飽和することがなく、入力
に対する出力のダイナミックレンジを広くすることがで
きる。
ＯＳトランジスタＱ１は、センサ電流Ｉｄが小さな範囲
の弱反転状態で対数特性を有するＭＯＳトランジスタ負
荷を形成し、フォトダイオードＰＤで検出したセンサ電
流Ｉｄを対数特性を有する検出電圧Ｖｄに変換する。こ
のため、光信号Ｌｓが大きく変化してセンサ電流Ｉｄが
大きく変化（桁数が異なるような大きな変化）しても、
このように対数特性を有した変換がなされて検出電圧Ｖ
ｄの変化は抑えられてこれが飽和することがなく、入力
に対する出力のダイナミックレンジを広くすることがで
きる。
【０００７】ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ２は
出力トランジスタを形成し、検出電圧Ｖｄをセンサ電流
信号として光センサ回路１０の外部に取り出すための電
圧−電流変換を行う。また、ｎチャンネルＭＯＳ型トラ
ンジスタＱ３は、ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ
２で変換されたセンサ電流信号を外部回路に接続又は切
断するためのスイッチを形成する。
出力トランジスタを形成し、検出電圧Ｖｄをセンサ電流
信号として光センサ回路１０の外部に取り出すための電
圧−電流変換を行う。また、ｎチャンネルＭＯＳ型トラ
ンジスタＱ３は、ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ
２で変換されたセンサ電流信号を外部回路に接続又は切
断するためのスイッチを形成する。
【０００８】このように構成された従来の光センサ回路
の動作を説明する。エンハンスメント型ｎチャンネルＭ
ＯＳ型トランジスタＱ１のドレインＤおよびゲートＧは
共通の電源ＶＤ（例えば、５Ｖ）に接続されており、光
信号Ｌｓが検出されない状態（フォトダイオードＰＤが
不動作状態）では、電源ＶＤからエンハンスメント型ｎ
チャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ１を介して充電電流
ＩｊがコンデンサＣに流れ、コンデンサＣが充電され
る。このため、センサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖｄは電源
ＶＤの電圧に近い値まで上昇し、この電圧値はフォトダ
イオードＰＤが光信号Ｌｓを検出していない初期状態を
示す値となる。
の動作を説明する。エンハンスメント型ｎチャンネルＭ
ＯＳ型トランジスタＱ１のドレインＤおよびゲートＧは
共通の電源ＶＤ（例えば、５Ｖ）に接続されており、光
信号Ｌｓが検出されない状態（フォトダイオードＰＤが
不動作状態）では、電源ＶＤからエンハンスメント型ｎ
チャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ１を介して充電電流
ＩｊがコンデンサＣに流れ、コンデンサＣが充電され
る。このため、センサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖｄは電源
ＶＤの電圧に近い値まで上昇し、この電圧値はフォトダ
イオードＰＤが光信号Ｌｓを検出していない初期状態を
示す値となる。
【０００９】なお、初期状態における検出電圧Ｖｄの値
（初期値）は、コンデンサＣが充電されてセンサ検出端
子Ｐの検出電圧Ｖｄが上昇して電源ＶＤの電圧に近づく
につれて、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型ト
ランジスタＱ１のゲートＧ−ソースＳ間の電圧Ｖ(GS)
（ドレインＤ−ソースＳ間の電圧Ｖ(SD)と同じ）が低下
し、ドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンスが急激に
増加するために充電電流Ｉｊが現象してしまい、電源Ｖ
Ｄより小さな値（例えば、４．５Ｖ）に設定される。
（初期値）は、コンデンサＣが充電されてセンサ検出端
子Ｐの検出電圧Ｖｄが上昇して電源ＶＤの電圧に近づく
につれて、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型ト
ランジスタＱ１のゲートＧ−ソースＳ間の電圧Ｖ(GS)
（ドレインＤ−ソースＳ間の電圧Ｖ(SD)と同じ）が低下
し、ドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンスが急激に
増加するために充電電流Ｉｊが現象してしまい、電源Ｖ
Ｄより小さな値（例えば、４．５Ｖ）に設定される。
【００１０】光センサ回路１００の初期状態からフォト
ダイオードＰＤが光信号Ｌｓを検出すると、フォトダイ
オードＰＤにセンサ電流Ｉｄが流れ、センサ検出端子Ｐ
の検出電圧Ｖｄは光信号Ｌｓの増加に対応してエンハン
スメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ１のド
レインＤ−ソースＳ間のインピーダンスに対応した対数
特性で減少し、初期値よりも低下する。この検出電圧Ｖ
ｄの絶対値を検出することにより、光信号Ｌｓを検出す
ることができる。なお、フォトダイオードＰＤのセンサ
電流Ｉｄは光信号Ｌｓに比例し、一方、センサ検出端子
Ｐの検出電圧Ｖｄはセンサ電流Ｉｄに対数特性を有する
ドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンスを乗算した値
なので、光信号Ｌｓを対数的特性をもって検出すること
ができる。
ダイオードＰＤが光信号Ｌｓを検出すると、フォトダイ
オードＰＤにセンサ電流Ｉｄが流れ、センサ検出端子Ｐ
の検出電圧Ｖｄは光信号Ｌｓの増加に対応してエンハン
スメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ１のド
レインＤ−ソースＳ間のインピーダンスに対応した対数
特性で減少し、初期値よりも低下する。この検出電圧Ｖ
ｄの絶対値を検出することにより、光信号Ｌｓを検出す
ることができる。なお、フォトダイオードＰＤのセンサ
電流Ｉｄは光信号Ｌｓに比例し、一方、センサ検出端子
Ｐの検出電圧Ｖｄはセンサ電流Ｉｄに対数特性を有する
ドレインＤ−ソースＳ間のインピーダンスを乗算した値
なので、光信号Ｌｓを対数的特性をもって検出すること
ができる。
【００１１】この光センサ回路１００におけるセンサ電
流Ｉｄ−検出電圧Ｖｄ特性図を図７に示している。この
図から分かるように、光センサ回路１００の初期状態に
近いとき（センサ電流Ｉｄ＝１０-12Ａ）の検出電圧Ｖ
ｄの値（初期値）は、例えば、４．５Ｖであり、センサ
電流が５桁増加したとき（センサ電流Ｉｄ＝１０-7Ａの
とき）には検出電圧Ｖｄは４．２Ｖになる。このよう
に、上記光センサ回路１００を用いれば、光信号の５桁
レベル（１０万倍）の変化を検出電圧Ｖｄでは０．３Ｖ
の範囲の変化として検出することができるため、光信号
Ｌｓの入力に対してダイナミックレンジの広い光センサ
回路を構成することができる。
流Ｉｄ−検出電圧Ｖｄ特性図を図７に示している。この
図から分かるように、光センサ回路１００の初期状態に
近いとき（センサ電流Ｉｄ＝１０-12Ａ）の検出電圧Ｖ
ｄの値（初期値）は、例えば、４．５Ｖであり、センサ
電流が５桁増加したとき（センサ電流Ｉｄ＝１０-7Ａの
とき）には検出電圧Ｖｄは４．２Ｖになる。このよう
に、上記光センサ回路１００を用いれば、光信号の５桁
レベル（１０万倍）の変化を検出電圧Ｖｄでは０．３Ｖ
の範囲の変化として検出することができるため、光信号
Ｌｓの入力に対してダイナミックレンジの広い光センサ
回路を構成することができる。
【００１２】しかしながら、上記の構成の光センサ回路
１００の場合には、光信号の全範囲においてセンサ電流
Ｉｄに対して対数特性で検出電圧Ｖｄへの変換を行うた
め、光信号Ｌｓが微小でセンサ電流が微小な範囲（Ｉｄ
＝１０-12〜１０-11Ａ程度）の場合に、検出電圧Ｖｄの
変化が小さすぎてセンサ感度があまり良くないという問
題がある。
１００の場合には、光信号の全範囲においてセンサ電流
Ｉｄに対して対数特性で検出電圧Ｖｄへの変換を行うた
め、光信号Ｌｓが微小でセンサ電流が微小な範囲（Ｉｄ
＝１０-12〜１０-11Ａ程度）の場合に、検出電圧Ｖｄの
変化が小さすぎてセンサ感度があまり良くないという問
題がある。
【００１３】また、上記光センサ回路１００では、フォ
トダイオードＰＤが光信号Ｌｓを検出しなくなった場
合、フォトダイオードＰＤが遮断され、コンデンサＣに
は充電電流Ｉｊが流れてセンサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖ
ｄは上昇していくが、既に説明したように、エンハンス
メント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ１のドレ
インＤ−ソースＳ間のインピーダンスが急激に増加して
所定値（４．５Ｖ）以上には増加しない。このように検
出電圧Ｖｄが上昇するときの時間経過特性を図８におい
て波線Ｌ（１００）で示しているが、この図に示す特性
から分かるように、検出電圧Ｖｄは、フォトダイオード
ＰＤが遮断されてから所定値に近づくにつれてその増加
率が低下するため、所定値（４．５Ｖ）に達するまで時
間がかかる。
トダイオードＰＤが光信号Ｌｓを検出しなくなった場
合、フォトダイオードＰＤが遮断され、コンデンサＣに
は充電電流Ｉｊが流れてセンサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖ
ｄは上昇していくが、既に説明したように、エンハンス
メント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ１のドレ
インＤ−ソースＳ間のインピーダンスが急激に増加して
所定値（４．５Ｖ）以上には増加しない。このように検
出電圧Ｖｄが上昇するときの時間経過特性を図８におい
て波線Ｌ（１００）で示しているが、この図に示す特性
から分かるように、検出電圧Ｖｄは、フォトダイオード
ＰＤが遮断されてから所定値に近づくにつれてその増加
率が低下するため、所定値（４．５Ｖ）に達するまで時
間がかかる。
【００１４】このため、上記光センサ回路１００をマト
リクス状に配置してイメージセンサに適用する場合、検
出電圧Ｖｄをリセットするときに初期値（４．５Ｖ）に
到達するまでの応答時間が遅く、イメージセンサには長
時間の残像として表示されるという問題がある。
リクス状に配置してイメージセンサに適用する場合、検
出電圧Ｖｄをリセットするときに初期値（４．５Ｖ）に
到達するまでの応答時間が遅く、イメージセンサには長
時間の残像として表示されるという問題がある。
【００１５】また、上記光センサ回路１００は、ノイズ
に対してエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＱ１およびコンデンサＣがピークホールド回路を
形成し、振幅の大きなノイズレベルを光り信号Ｌｓとし
て誤検出し、Ｓ／Ｎ比が低下して検知可能照度の下限が
上昇し、感度低下を招くという問題もある。
に対してエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＱ１およびコンデンサＣがピークホールド回路を
形成し、振幅の大きなノイズレベルを光り信号Ｌｓとし
て誤検出し、Ｓ／Ｎ比が低下して検知可能照度の下限が
上昇し、感度低下を招くという問題もある。
【００１６】このようなことから本出願人は、微小光信
号の検出が高精度で可能であり、残像現象の発生がほと
んど生じなく、Ｓ／Ｎ比が高いような光センサ回路を考
案した（これについては既に別途出願済み）。この光セ
ンサ回路２００を図９に示しており、上述の光センサ回
路１００とは、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱ１のドレインＤには定電圧電源（例え
ば、５Ｖ）ＶＤが接続され、ゲートＧには高低二種類の
ゲート電圧を印加可能なゲート電圧電源ＶＧが接続され
ている点が異なる。
号の検出が高精度で可能であり、残像現象の発生がほと
んど生じなく、Ｓ／Ｎ比が高いような光センサ回路を考
案した（これについては既に別途出願済み）。この光セ
ンサ回路２００を図９に示しており、上述の光センサ回
路１００とは、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱ１のドレインＤには定電圧電源（例え
ば、５Ｖ）ＶＤが接続され、ゲートＧには高低二種類の
ゲート電圧を印加可能なゲート電圧電源ＶＧが接続され
ている点が異なる。
【００１７】このような構成の光センサ回路２００の場
合には、図１０に示すようなタイミングで、ドレイン電
圧ＶＤ（＝５Ｖ）より十分高い高電圧ＶＨと、ドレイン
電圧ＶＤに等しいもしくはこれより低い低電圧ＶＬとが
ゲート電圧ＶＧに印加される。まず、ゲート電圧ＶＧと
して高電圧ＶＨが設定されると、エンハンスメント型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインＤ−ソー
スＳ間のインピーダンスは低抵抗状態となり、コンデン
サＣは、図８において実線Ｌ（２００）で示すように、
急速に充電され、センサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖｄはド
レイン電圧ＶＤ（＝５Ｖ）にほぼ等しい値（例えば、
４．９５Ｖ）まで上昇する。このため、光センサ回路２
００をマトリクス状に配置してイメージセンサに適用す
る場合、検出電圧Ｖｄをリセットするときに初期値
（４．９５Ｖ）に到達するまでの応答性が良くなり、イ
メージセンサの残像の問題を防止できる。
合には、図１０に示すようなタイミングで、ドレイン電
圧ＶＤ（＝５Ｖ）より十分高い高電圧ＶＨと、ドレイン
電圧ＶＤに等しいもしくはこれより低い低電圧ＶＬとが
ゲート電圧ＶＧに印加される。まず、ゲート電圧ＶＧと
して高電圧ＶＨが設定されると、エンハンスメント型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインＤ−ソー
スＳ間のインピーダンスは低抵抗状態となり、コンデン
サＣは、図８において実線Ｌ（２００）で示すように、
急速に充電され、センサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖｄはド
レイン電圧ＶＤ（＝５Ｖ）にほぼ等しい値（例えば、
４．９５Ｖ）まで上昇する。このため、光センサ回路２
００をマトリクス状に配置してイメージセンサに適用す
る場合、検出電圧Ｖｄをリセットするときに初期値
（４．９５Ｖ）に到達するまでの応答性が良くなり、イ
メージセンサの残像の問題を防止できる。
【００１８】次に、検出可能期間としてゲート電圧ＶＧ
が低電圧ＶＬに設定されると、エンハンスメント型ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＱ１は弱反転状態となる。
そして、フォトダイオードＰＤに光が照射されるとコン
デンサＣに蓄えられた電荷が放電される。ここで、フォ
トダイオードＰＤに入射する光が弱い場合はセンサ電流
Ｉｄはほとんど流れないため、エンハンスメント型ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＱ１は高インピーダンス状
態であり、主にコンデンサＣに充電された電荷が利用さ
れる。このため、出力電圧の変化はリニア（線形）的に
なる。一方、フォトダイオードＰＤに入射する光が強く
なると、検出電圧Ｖｄの特性は図１０において矢印で示
すように変化し、コンデンサＣに蓄えられた電荷は急速
に消費され、フォトダイオードＰＤを流れるセンサ電流
Ｉｄはエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタＱ１を通る電流となり、出力電圧Ｖｄの変化は対数
的となる。
が低電圧ＶＬに設定されると、エンハンスメント型ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＱ１は弱反転状態となる。
そして、フォトダイオードＰＤに光が照射されるとコン
デンサＣに蓄えられた電荷が放電される。ここで、フォ
トダイオードＰＤに入射する光が弱い場合はセンサ電流
Ｉｄはほとんど流れないため、エンハンスメント型ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＱ１は高インピーダンス状
態であり、主にコンデンサＣに充電された電荷が利用さ
れる。このため、出力電圧の変化はリニア（線形）的に
なる。一方、フォトダイオードＰＤに入射する光が強く
なると、検出電圧Ｖｄの特性は図１０において矢印で示
すように変化し、コンデンサＣに蓄えられた電荷は急速
に消費され、フォトダイオードＰＤを流れるセンサ電流
Ｉｄはエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタＱ１を通る電流となり、出力電圧Ｖｄの変化は対数
的となる。
【００１９】この関係を図１１に示しており、光が弱く
センサ電流Ｉｄが１０-12〜１０-11の場合には、コンデ
ンサＣの電荷が放電され、検出電圧Ｖｄは線形的に変化
するが、光が強くセンサ電流が１０-11を超える領域で
は、検出電圧Ｖｄは対数的に変化する。つまり、この光
センサ回路２００の場合には、光が弱いとき（センサ電
流Ｉｄが小さいとき）には通常のＭＯＳ型素子と同等の
線形的な出力特性が得られ、光が強くなると（センサ電
流がある程度大きくなると）対数型の素子と同等の出力
特性が得られる。これにより、センサ電流が小さい時は
蓄積効果を利用することによって高感度を実現でき、且
つ対数型素子で問題となる入射光が小さいときでのＳ／
Ｎ比の問題も改善できる。
センサ電流Ｉｄが１０-12〜１０-11の場合には、コンデ
ンサＣの電荷が放電され、検出電圧Ｖｄは線形的に変化
するが、光が強くセンサ電流が１０-11を超える領域で
は、検出電圧Ｖｄは対数的に変化する。つまり、この光
センサ回路２００の場合には、光が弱いとき（センサ電
流Ｉｄが小さいとき）には通常のＭＯＳ型素子と同等の
線形的な出力特性が得られ、光が強くなると（センサ電
流がある程度大きくなると）対数型の素子と同等の出力
特性が得られる。これにより、センサ電流が小さい時は
蓄積効果を利用することによって高感度を実現でき、且
つ対数型素子で問題となる入射光が小さいときでのＳ／
Ｎ比の問題も改善できる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
光センサ回路２００においては、エンハンスメント型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧ＶＧ
に、高電圧ＶＨを与える高電圧電源と、低電圧ＶＬを与
える低電圧電源との二種類の電源が必要であり、さら
に、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジス
タＱ１のドレイン電圧電源ＶＤや、ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱ３のドレイン電圧電源ＶＤＤおよびゲー
ト電圧電源ＶＣ等も必要であり、多数の電源が必要であ
るため、構成が複雑化しやすいという問題がある。
光センサ回路２００においては、エンハンスメント型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧ＶＧ
に、高電圧ＶＨを与える高電圧電源と、低電圧ＶＬを与
える低電圧電源との二種類の電源が必要であり、さら
に、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジス
タＱ１のドレイン電圧電源ＶＤや、ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱ３のドレイン電圧電源ＶＤＤおよびゲー
ト電圧電源ＶＣ等も必要であり、多数の電源が必要であ
るため、構成が複雑化しやすいという問題がある。
【００２１】本発明はこのような問題に鑑みたもので、
微小光信号を高精度に検出でき、残像現象が発生せず、
Ｓ／Ｎ比が高く、且つ必要電源の数を少なくすることが
できるような構成の光センサ回路を提供することを目的
とする。
微小光信号を高精度に検出でき、残像現象が発生せず、
Ｓ／Ｎ比が高く、且つ必要電源の数を少なくすることが
できるような構成の光センサ回路を提供することを目的
とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】このような目的達成のた
め、本発明においては、光信号を電流に変換する光−電
気変換手段（例えば、実施形態におけるフォトダイオー
ドＰＤ）と、弱反転状態で対数特性を有し、光−電気変
換手段が検出したセンサ電流を対数特性を有する検出電
圧に変換するｎチャンネルＭＯＳトランジスタ（ＱＤ
１）と、このｎチャンネルＭＯＳトランジスタの検出端
子に接続して配設されたコンデンサ（Ｃ）と、ｎチャン
ネルＭＯＳトランジスタのゲートにリセット用電圧（Ｖ
Ｓ）を印加してドレイン−ソース間のインピーダンスを
低下させ、コンデンサの充電または放電を制御する初期
設定手段（例えば、実施形態におけるゲート電圧電源Ｖ
Ｇや、タイミング調整器２１）とを備えて光センサ回路
が構成される。その上で、ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタをデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジス
タから構成し、このデプレッション型ｎチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタにゲート電圧を印加しない状態では、こ
のトランジスタが弱反転状態で対数特性を有するように
している。
め、本発明においては、光信号を電流に変換する光−電
気変換手段（例えば、実施形態におけるフォトダイオー
ドＰＤ）と、弱反転状態で対数特性を有し、光−電気変
換手段が検出したセンサ電流を対数特性を有する検出電
圧に変換するｎチャンネルＭＯＳトランジスタ（ＱＤ
１）と、このｎチャンネルＭＯＳトランジスタの検出端
子に接続して配設されたコンデンサ（Ｃ）と、ｎチャン
ネルＭＯＳトランジスタのゲートにリセット用電圧（Ｖ
Ｓ）を印加してドレイン−ソース間のインピーダンスを
低下させ、コンデンサの充電または放電を制御する初期
設定手段（例えば、実施形態におけるゲート電圧電源Ｖ
Ｇや、タイミング調整器２１）とを備えて光センサ回路
が構成される。その上で、ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタをデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジス
タから構成し、このデプレッション型ｎチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタにゲート電圧を印加しない状態では、こ
のトランジスタが弱反転状態で対数特性を有するように
している。
【００２３】このような構成の光センサ回路では、デプ
レッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタにゲート
電圧を印加しない状態（ＶＧ＝０の状態）で、このトラ
ンジスタが弱反転状態で対数特性を有する状態となり、
対数特性での光検出を行うことができ、入力に対する出
力のダイナミックレンジの大きな検出が可能である。そ
の上、光信号が弱くて光−電気変換手段（フォトダイオ
ード）のセンサ電流がほとんど流れないときにはトラン
ジスタは高インピーダンス状態となり、コンデンサＣの
充電電荷が利用されるため、出力電圧は光に対してリニ
アに変化し、微弱な光を高感度で検出できる。なお、こ
の検出はコンデンサの放電量を検出するもので、いわゆ
る蓄積型の検出となるので、ピーク状のノイズの影響を
受けにくく、Ｓ／Ｎ比の高い検出が可能である。
レッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタにゲート
電圧を印加しない状態（ＶＧ＝０の状態）で、このトラ
ンジスタが弱反転状態で対数特性を有する状態となり、
対数特性での光検出を行うことができ、入力に対する出
力のダイナミックレンジの大きな検出が可能である。そ
の上、光信号が弱くて光−電気変換手段（フォトダイオ
ード）のセンサ電流がほとんど流れないときにはトラン
ジスタは高インピーダンス状態となり、コンデンサＣの
充電電荷が利用されるため、出力電圧は光に対してリニ
アに変化し、微弱な光を高感度で検出できる。なお、こ
の検出はコンデンサの放電量を検出するもので、いわゆ
る蓄積型の検出となるので、ピーク状のノイズの影響を
受けにくく、Ｓ／Ｎ比の高い検出が可能である。
【００２４】一方、デプレッション型ｎチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタのゲートにリセット電圧ＶＧ＝ＶＳを印
加すれば、そのドレイン−ソース間のインピーダンスを
低抵抗状態とし、コンデンサを急速に充電して回路を初
期状態にリセットすることができる。このように、回路
のリセットを行うときにのみゲート電圧ＶＧ＝ＶＳとし
てリセット電圧を印加するだけで、検出期間中はゲート
電圧ＶＧ＝０として電圧を印加する必要がないため、デ
プレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタのゲー
ト電圧として一種類の電源があればよいので、従来の回
路より駆動電源数が少なくなり、回路構成が簡単とな
る。
Ｓトランジスタのゲートにリセット電圧ＶＧ＝ＶＳを印
加すれば、そのドレイン−ソース間のインピーダンスを
低抵抗状態とし、コンデンサを急速に充電して回路を初
期状態にリセットすることができる。このように、回路
のリセットを行うときにのみゲート電圧ＶＧ＝ＶＳとし
てリセット電圧を印加するだけで、検出期間中はゲート
電圧ＶＧ＝０として電圧を印加する必要がないため、デ
プレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタのゲー
ト電圧として一種類の電源があればよいので、従来の回
路より駆動電源数が少なくなり、回路構成が簡単とな
る。
【００２５】また、本発明に係るイメージセンサは、上
記の光センサ回路を複数個、アレイ状に配設して構成さ
れるのであるが、このイメージセンサは、各列毎に設け
られて各光センサ回路からの検出信号の取り出しを行わ
せる取り出し信号を送出する取り出しラインと、各列毎
に設けられて各光センサ回路を初期状態にリセットさせ
るリセット信号を送出するリセットラインとを有し、取
り出しラインがそれぞれ取り出し走査方向と反対側に隣
り合うリセットラインと繋がっている。
記の光センサ回路を複数個、アレイ状に配設して構成さ
れるのであるが、このイメージセンサは、各列毎に設け
られて各光センサ回路からの検出信号の取り出しを行わ
せる取り出し信号を送出する取り出しラインと、各列毎
に設けられて各光センサ回路を初期状態にリセットさせ
るリセット信号を送出するリセットラインとを有し、取
り出しラインがそれぞれ取り出し走査方向と反対側に隣
り合うリセットラインと繋がっている。
【００２６】このように構成されたイメージセンサの場
合には、取り出しラインに取り出し信号を送出すると、
このラインに繋がったリセットラインにもこれと同じ信
号がリセット信号として送出され、取り出し走査方向と
反対側に隣り合う列を構成する光センサ回路が同時にリ
セットされる。すなわち、各列の光センサ回路からの検
出信号の取り出しを順次行って走査するときに、検出が
完了した列の光センサ回路が同時にリセットされる。こ
のことから分かるように、一つの信号で検出信号の取り
出しと隣の列のリセットとを同時に行うことができ、制
御が簡単となる。
合には、取り出しラインに取り出し信号を送出すると、
このラインに繋がったリセットラインにもこれと同じ信
号がリセット信号として送出され、取り出し走査方向と
反対側に隣り合う列を構成する光センサ回路が同時にリ
セットされる。すなわち、各列の光センサ回路からの検
出信号の取り出しを順次行って走査するときに、検出が
完了した列の光センサ回路が同時にリセットされる。こ
のことから分かるように、一つの信号で検出信号の取り
出しと隣の列のリセットとを同時に行うことができ、制
御が簡単となる。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施形態
について図面を参照して説明する。本発明に係る光セン
サ回路１０の構成例を図１に示している。この光センサ
回路１０は、フォトダイオードＰＤ、これに直列に接続
されたデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジス
タＱＤ１、フォトダイオードＰＤとデプレッション型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１の接続点Ｐ（セン
サ検出端子）にゲートが接続されたエンハンスメント型
ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ２、このエンハン
スメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ２と直
列に接続されたエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱ３から構成される。また、接続点Ｐに
は、フォトダイオードＰＤ、デプレッション型ｎチャン
ネルＭＯＳトランジスタＱＤ１、エンハンスメント型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＱ２およびこれらを相互
に接続する配線等によって生じる浮遊容量の合成値であ
る奇生容量コンデンサＣが接続される。
について図面を参照して説明する。本発明に係る光セン
サ回路１０の構成例を図１に示している。この光センサ
回路１０は、フォトダイオードＰＤ、これに直列に接続
されたデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジス
タＱＤ１、フォトダイオードＰＤとデプレッション型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１の接続点Ｐ（セン
サ検出端子）にゲートが接続されたエンハンスメント型
ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ２、このエンハン
スメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ２と直
列に接続されたエンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱ３から構成される。また、接続点Ｐに
は、フォトダイオードＰＤ、デプレッション型ｎチャン
ネルＭＯＳトランジスタＱＤ１、エンハンスメント型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタＱ２およびこれらを相互
に接続する配線等によって生じる浮遊容量の合成値であ
る奇生容量コンデンサＣが接続される。
【００２８】フォトダイオードＰＤは光信号Ｌｓを検出
し、光信号Ｌｓの照度に比例したセンサ電流Ｉｄに変換
する。デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジス
タＱＤ１はフォトダイオードＰＤの負荷を形成し、フォ
トダイオードＰＤで検出変換したセンサ電流Ｉｄを電圧
に変換してセンサ検出端子Ｐに検出電圧Ｖｄを発生す
る。
し、光信号Ｌｓの照度に比例したセンサ電流Ｉｄに変換
する。デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジス
タＱＤ１はフォトダイオードＰＤの負荷を形成し、フォ
トダイオードＰＤで検出変換したセンサ電流Ｉｄを電圧
に変換してセンサ検出端子Ｐに検出電圧Ｖｄを発生す
る。
【００２９】また、デプレッション型ｎチャンネルＭＯ
ＳトランジスタＱＤ１は、センサ電流Ｉｄが小さな範囲
の弱反転状態で対数特性を有するＭＯＳトランジスタ負
荷を形成し、フォトダイオードＰＤで検出したセンサ電
流Ｉｄを対数特性を有する検出電圧Ｖｄに変換する。こ
のため、光信号Ｌｓが大きく変化してセンサ電流Ｉｄが
大きく変化（桁数が異なるような大きな変化）しても、
このように対数特性を有した変換がなされて検出電圧Ｖ
ｄの変化は抑えられてこれが飽和することがなく、入力
に対する出力のダイナミックレンジを広くすることがで
きる。
ＳトランジスタＱＤ１は、センサ電流Ｉｄが小さな範囲
の弱反転状態で対数特性を有するＭＯＳトランジスタ負
荷を形成し、フォトダイオードＰＤで検出したセンサ電
流Ｉｄを対数特性を有する検出電圧Ｖｄに変換する。こ
のため、光信号Ｌｓが大きく変化してセンサ電流Ｉｄが
大きく変化（桁数が異なるような大きな変化）しても、
このように対数特性を有した変換がなされて検出電圧Ｖ
ｄの変化は抑えられてこれが飽和することがなく、入力
に対する出力のダイナミックレンジを広くすることがで
きる。
【００３０】エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型
トランジスタＱ２は出力トランジスタを形成し、検出電
圧Ｖｄをセンサ電流信号として光センサ回路１０の外部
に取り出すための電圧−電流変換を行う。また、エンハ
ンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ３
は、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジ
スタＱ２で変換されたセンサ電流信号を外部回路に接続
又は切断するためのスイッチを形成する。
トランジスタＱ２は出力トランジスタを形成し、検出電
圧Ｖｄをセンサ電流信号として光センサ回路１０の外部
に取り出すための電圧−電流変換を行う。また、エンハ
ンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジスタＱ３
は、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ型トランジ
スタＱ２で変換されたセンサ電流信号を外部回路に接続
又は切断するためのスイッチを形成する。
【００３１】上述のようにトランジスタＱＤ１はデプレ
ッション型であり、トランジスタＱ２およびＱ３はエン
ハンスメント型であるが、これらの相違について図２を
参照して説明する。図２には、デプレッション型ｎチャ
ンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１の特性を実線で示し、
エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ
２，Ｑ３（並びに図６および図９に示す従来の光センサ
回路におけるエンハンスメント型ＭＯＳトランジスタＱ
１）の特性を鎖線で示している。この特性から分かるよ
うに、従来の回路でも用いられているエンハンスメント
型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３は
ゲート電圧ＶＧ＝０のときには検出電流Ｉｄは出力され
ず、常にＯＦＦの状態となるが、デプレッション型ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１の場合には、ゲート
電圧ＶＧ＝０の状態で弱反転状態とすることができる。
ッション型であり、トランジスタＱ２およびＱ３はエン
ハンスメント型であるが、これらの相違について図２を
参照して説明する。図２には、デプレッション型ｎチャ
ンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１の特性を実線で示し、
エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ
２，Ｑ３（並びに図６および図９に示す従来の光センサ
回路におけるエンハンスメント型ＭＯＳトランジスタＱ
１）の特性を鎖線で示している。この特性から分かるよ
うに、従来の回路でも用いられているエンハンスメント
型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３は
ゲート電圧ＶＧ＝０のときには検出電流Ｉｄは出力され
ず、常にＯＦＦの状態となるが、デプレッション型ｎチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１の場合には、ゲート
電圧ＶＧ＝０の状態で弱反転状態とすることができる。
【００３２】具体的には、デプレッション型ｎチャンネ
ルＭＯＳトランジスタＱＤ１のゲート電圧ＶＧ＝０の状
態が、図９に示した従来の回路においてエンハンスメン
ト型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに低
電圧ＶＬを印加した状態と同一の状態となる。さらに、
デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ
１のゲート電圧ＶＧ＝ＶＳとすれば、ドレインＤ−ソー
スＳ間の低抵抗状態とすることができる。この状態は、
図９に示した従来の回路において、エンハンスメント型
ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに高電圧
ＶＨを印加した状態と同一の状態となる。
ルＭＯＳトランジスタＱＤ１のゲート電圧ＶＧ＝０の状
態が、図９に示した従来の回路においてエンハンスメン
ト型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに低
電圧ＶＬを印加した状態と同一の状態となる。さらに、
デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ
１のゲート電圧ＶＧ＝ＶＳとすれば、ドレインＤ−ソー
スＳ間の低抵抗状態とすることができる。この状態は、
図９に示した従来の回路において、エンハンスメント型
ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに高電圧
ＶＨを印加した状態と同一の状態となる。
【００３３】このような構成の光センサ回路１０におい
ては、図３に示すようなタイミングで、図２に示した所
定電圧ＶＳがゲート電圧ＶＧとして印加される。このゲ
ート電圧ＶＧ＝ＶＳは回路リセットのための信号電圧と
して短時間ｔ１の間だけ作用するもので、ゲート電圧Ｖ
Ｇとして所定電圧ＶＳが設定されると、デプレッション
型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１のドレインＤ
−ソースＳ間のインピーダンスは低抵抗状態となり、コ
ンデンサＣは、図８において実線Ｌ（２００）で示すよ
うに、急速に充電され、センサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖ
ｄはドレイン電圧ＶＤ（＝５Ｖ）にほぼ等しい値（例え
ば、４．９５Ｖ）まで上昇する。このため、後述（図
５）するように光センサ回路１０をマトリクス状に配置
してイメージセンサに適用する場合、検出電圧Ｖｄをリ
セットするときに初期値（４．９５Ｖ）に到達するまで
の応答性が良くなり、イメージセンサの残像発生を防止
できる。
ては、図３に示すようなタイミングで、図２に示した所
定電圧ＶＳがゲート電圧ＶＧとして印加される。このゲ
ート電圧ＶＧ＝ＶＳは回路リセットのための信号電圧と
して短時間ｔ１の間だけ作用するもので、ゲート電圧Ｖ
Ｇとして所定電圧ＶＳが設定されると、デプレッション
型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱＤ１のドレインＤ
−ソースＳ間のインピーダンスは低抵抗状態となり、コ
ンデンサＣは、図８において実線Ｌ（２００）で示すよ
うに、急速に充電され、センサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖ
ｄはドレイン電圧ＶＤ（＝５Ｖ）にほぼ等しい値（例え
ば、４．９５Ｖ）まで上昇する。このため、後述（図
５）するように光センサ回路１０をマトリクス状に配置
してイメージセンサに適用する場合、検出電圧Ｖｄをリ
セットするときに初期値（４．９５Ｖ）に到達するまで
の応答性が良くなり、イメージセンサの残像発生を防止
できる。
【００３４】次に、検出可能期間ｔ２の間だけゲート電
圧ＶＧ＝０に設定される。この状態では、図２に示した
ように、デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳとランジ
スタＱＤ１は弱反転状態となる。そして、フォトダイオ
ードＰＤに光が照射されるとまずコンデンサＣに蓄えら
れた電荷が放電される。ここで、フォトダイオードＰＤ
に入射する光が弱い場合はセンサ電流Ｉｄはほとんど流
れないため、デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＱＤ１は高インピーダンス状態であり、主にコ
ンデンサＣに充電された電荷が利用される。このため、
出力電圧ＶｄはコンデンサＣからの放電量に対応してお
りその変化はリニア（線形）的になる。このときの出力
電圧Ｖｄの検出は、検出可能時間ｔ２内での累積された
放電量を検出するものであり、ピーク的なノイズの影響
を受けることがなく、Ｓ／Ｎ比の高い検出が行われる。
圧ＶＧ＝０に設定される。この状態では、図２に示した
ように、デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳとランジ
スタＱＤ１は弱反転状態となる。そして、フォトダイオ
ードＰＤに光が照射されるとまずコンデンサＣに蓄えら
れた電荷が放電される。ここで、フォトダイオードＰＤ
に入射する光が弱い場合はセンサ電流Ｉｄはほとんど流
れないため、デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＱＤ１は高インピーダンス状態であり、主にコ
ンデンサＣに充電された電荷が利用される。このため、
出力電圧ＶｄはコンデンサＣからの放電量に対応してお
りその変化はリニア（線形）的になる。このときの出力
電圧Ｖｄの検出は、検出可能時間ｔ２内での累積された
放電量を検出するものであり、ピーク的なノイズの影響
を受けることがなく、Ｓ／Ｎ比の高い検出が行われる。
【００３５】一方、フォトダイオードＰＤに入射する光
が強くなると、検出電圧Ｖｄの特性は図３において矢印
で示すように変化し、コンデンサＣに蓄えられた電荷は
急速に消費され、フォトダイオードＰＤを流れるセンサ
電流Ｉｄはデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＱＤ１を通る電流となり、出力電圧Ｖｄの変化は
対数的となる。
が強くなると、検出電圧Ｖｄの特性は図３において矢印
で示すように変化し、コンデンサＣに蓄えられた電荷は
急速に消費され、フォトダイオードＰＤを流れるセンサ
電流Ｉｄはデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトラン
ジスタＱＤ１を通る電流となり、出力電圧Ｖｄの変化は
対数的となる。
【００３６】この関係は図１１に示すようになり、図９
に示した光センサ回路２００と同様の特性が得られる。
すなわち、光センサ回路１０によれば、光が弱くセンサ
電流Ｉｄが１０-12〜１０-11の場合には、コンデンサＣ
の電荷が放電され、検出電圧Ｖｄは線形的に変化する
が、光が強くセンサ電流が１０-11を超える領域では、
検出電圧Ｖｄは対数的に変化する。つまり、この光セン
サ回路１０の場合には、光が弱いとき（センサ電流Ｉｄ
が小さいとき）には通常のＭＯＳ型素子と同等の線形的
な出力特性が得られ、光が強くなると（センサ電流があ
る程度大きくなると）対数型の素子と同等の出力特性が
得られる。これにより、センサ電流が小さい時は蓄積効
果を利用することによって高感度を実現でき、且つ対数
型素子で問題となる入射光が小さいときでのＳ／Ｎ比低
下の問題も改善できる。
に示した光センサ回路２００と同様の特性が得られる。
すなわち、光センサ回路１０によれば、光が弱くセンサ
電流Ｉｄが１０-12〜１０-11の場合には、コンデンサＣ
の電荷が放電され、検出電圧Ｖｄは線形的に変化する
が、光が強くセンサ電流が１０-11を超える領域では、
検出電圧Ｖｄは対数的に変化する。つまり、この光セン
サ回路１０の場合には、光が弱いとき（センサ電流Ｉｄ
が小さいとき）には通常のＭＯＳ型素子と同等の線形的
な出力特性が得られ、光が強くなると（センサ電流があ
る程度大きくなると）対数型の素子と同等の出力特性が
得られる。これにより、センサ電流が小さい時は蓄積効
果を利用することによって高感度を実現でき、且つ対数
型素子で問題となる入射光が小さいときでのＳ／Ｎ比低
下の問題も改善できる。
【００３７】このようにして得られた出力電圧Ｖｄは、
エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ
２により電圧−電流変換がなされ、さらに、エンハンス
メント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３により設
定されるスイッチタイミングでライン１１から検出電圧
Ｖ０として外部に取り出される。
エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ
２により電圧−電流変換がなされ、さらに、エンハンス
メント型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３により設
定されるスイッチタイミングでライン１１から検出電圧
Ｖ０として外部に取り出される。
【００３８】以上の構成の光センサ回路１０において
は、デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＱＤ１の駆動電源としては、定電圧電源ＶＤ（＝５Ｖ）
と、図３に示すタイミングで加えられる一種類のゲート
電源ＶＧ（＝ＶＳ）と、エンハンスメント型ｎチャンネ
ルＭＯＳトランジスタＱ２，Ｑ３のドレイン電源ＶＤＤ
（＝５Ｖ）と、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱ３のゲートに印加されるスイッチ電源Ｖ
Ｃとがある。この場合、電源ＶＤ，ＶＤＤ，ＶＣについ
ては図９に示した光センサ回路２００と同一であるが、
ゲート電源ＶＧに関しては、図９に示した光センサ回路
２００の場合は高低２種類のゲート電圧ＶＨ，ＶＬが必
要であるに対して、本発明の光センサ回路１０の場合に
は一種類のゲート電圧ＶＳのみが必要である。このた
め、電源の数を少なくすることができ、回路構成を簡単
にすることができる。
は、デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＱＤ１の駆動電源としては、定電圧電源ＶＤ（＝５Ｖ）
と、図３に示すタイミングで加えられる一種類のゲート
電源ＶＧ（＝ＶＳ）と、エンハンスメント型ｎチャンネ
ルＭＯＳトランジスタＱ２，Ｑ３のドレイン電源ＶＤＤ
（＝５Ｖ）と、エンハンスメント型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱ３のゲートに印加されるスイッチ電源Ｖ
Ｃとがある。この場合、電源ＶＤ，ＶＤＤ，ＶＣについ
ては図９に示した光センサ回路２００と同一であるが、
ゲート電源ＶＧに関しては、図９に示した光センサ回路
２００の場合は高低２種類のゲート電圧ＶＨ，ＶＬが必
要であるに対して、本発明の光センサ回路１０の場合に
は一種類のゲート電圧ＶＳのみが必要である。このた
め、電源の数を少なくすることができ、回路構成を簡単
にすることができる。
【００３９】図４には本発明に係る光センサ回路の異な
る実施形態を示している。この光センサ回路２０は、図
１に示す光センサ回路２０は、図１に示す光センサ回路
１０とはデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタＱＤ１のゲートにタイミング調整器２１を介してソ
ース電源ＶＤが繋がっている点のみが異なり、他の構成
は同一である。
る実施形態を示している。この光センサ回路２０は、図
１に示す光センサ回路２０は、図１に示す光センサ回路
１０とはデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタＱＤ１のゲートにタイミング調整器２１を介してソ
ース電源ＶＤが繋がっている点のみが異なり、他の構成
は同一である。
【００４０】この光センサ回路２０では、ソース電源電
圧ＶＤをゲート電圧ＶＧとしても利用するものであり、
タイミング調整器２１により、図３に示すタイミンで時
間ｔ１の間だけソース電圧ＶＤがゲート電圧として印加
される。ここで、デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱＤ１は、図２におけるＶＳ＝ＶＤとなる
ような特性を有しており、ゲート電圧ＶＧとしてドレイ
ン電圧ＶＤが印加されると、ドレインＤ−ソースＳ間の
インピーダンスは低抵抗状態となり、コンデンサＣは急
速に充電され、センサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖｄはドレ
イン電圧ＶＤ（＝５Ｖ）にほぼ等しい値（例えば、４．
９５Ｖ）まで上昇し、回路のリセットがなされる。
圧ＶＤをゲート電圧ＶＧとしても利用するものであり、
タイミング調整器２１により、図３に示すタイミンで時
間ｔ１の間だけソース電圧ＶＤがゲート電圧として印加
される。ここで、デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳ
トランジスタＱＤ１は、図２におけるＶＳ＝ＶＤとなる
ような特性を有しており、ゲート電圧ＶＧとしてドレイ
ン電圧ＶＤが印加されると、ドレインＤ−ソースＳ間の
インピーダンスは低抵抗状態となり、コンデンサＣは急
速に充電され、センサ検出端子Ｐの検出電圧Ｖｄはドレ
イン電圧ＶＤ（＝５Ｖ）にほぼ等しい値（例えば、４．
９５Ｖ）まで上昇し、回路のリセットがなされる。
【００４１】次に、タイミング調整器２１により検出可
能期間ｔ２の間だけゲート電圧ＶＧ＝０に設定されと、
図２に示したように、デプレッション型ｎチャンネルＭ
ＯＳとランジスタＱＤ１は弱反転状態となり、図１の回
路１０と同様にして光検出が行われる。
能期間ｔ２の間だけゲート電圧ＶＧ＝０に設定されと、
図２に示したように、デプレッション型ｎチャンネルＭ
ＯＳとランジスタＱＤ１は弱反転状態となり、図１の回
路１０と同様にして光検出が行われる。
【００４２】このような構成の光センサ回路２０の場合
には、電源としては、図示のように、ＶＤ，ＶＣ，ＶＤ
Ｄの三種類でよく、必要電源数はさらに少ない。
には、電源としては、図示のように、ＶＤ，ＶＣ，ＶＤ
Ｄの三種類でよく、必要電源数はさらに少ない。
【００４３】次に、上記のような構成の本発明に係る光
センサ回路１０（２０）をマトリクス状に並べて構成し
たイメージセンサ５０について、図５を参照して説明す
る。このイメージセンサ５０は光センサ回路（画素）１
０を平面上にアレイ状に配設して長方形もしくは正方形
状に形成されており、ここでは定電圧電源ＶＤ，ＶＤＤ
は省略して示している。
センサ回路１０（２０）をマトリクス状に並べて構成し
たイメージセンサ５０について、図５を参照して説明す
る。このイメージセンサ５０は光センサ回路（画素）１
０を平面上にアレイ状に配設して長方形もしくは正方形
状に形成されており、ここでは定電圧電源ＶＤ，ＶＤＤ
は省略して示している。
【００４４】このイメージセンサ５０によりイメージ検
出を行うには、一度に縦列に位置する各画素１０の検出
電圧Ｖ０を検出ライン５５から取り出すとともに、この
縦列の検出を各列毎に順次走査させて行う。なお、検出
ライン５５は、図１に示す出力ライン１１に対応する。
このような検出電圧Ｖ０の取り出しは、所定のタイミン
グでスイッチ電源ＶＣを印加して行われ、検出完了の度
に各縦列毎にデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＱＤ１のゲートにゲート電圧ＶＧ＝ＶＳを印加
してこれをリセットする。
出を行うには、一度に縦列に位置する各画素１０の検出
電圧Ｖ０を検出ライン５５から取り出すとともに、この
縦列の検出を各列毎に順次走査させて行う。なお、検出
ライン５５は、図１に示す出力ライン１１に対応する。
このような検出電圧Ｖ０の取り出しは、所定のタイミン
グでスイッチ電源ＶＣを印加して行われ、検出完了の度
に各縦列毎にデプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＱＤ１のゲートにゲート電圧ＶＧ＝ＶＳを印加
してこれをリセットする。
【００４５】このような、検出電圧Ｖ０の取り出しのた
めのスイッチ電源ＶＣの印加端子を各画素１０において
ＳＥＬで示し、リセットのためのゲート電圧印加端子を
ＲＳＴで示している。図５に示すように、縦列の画素の
各取り出し用印加端子ＳＥＬには取り出し信号ライン５
２が繋がり、各リセット用印加端子ＲＳＴにはリセット
信号ライン５３が繋がる。さらに、各取り出し信号ライ
ン５２は、図における左隣の縦列の画素の端子ＲＳＴに
繋がるリセット信号ライン５３に繋がる。
めのスイッチ電源ＶＣの印加端子を各画素１０において
ＳＥＬで示し、リセットのためのゲート電圧印加端子を
ＲＳＴで示している。図５に示すように、縦列の画素の
各取り出し用印加端子ＳＥＬには取り出し信号ライン５
２が繋がり、各リセット用印加端子ＲＳＴにはリセット
信号ライン５３が繋がる。さらに、各取り出し信号ライ
ン５２は、図における左隣の縦列の画素の端子ＲＳＴに
繋がるリセット信号ライン５３に繋がる。
【００４６】上記の構成のイメージセンサ５０を用いる
ときには、左端側の縦に並んだ画素列から右方に向かっ
て順次、取り出し信号ライン５２に取り出し信号（スイ
ッチ電源電圧ＶＣ）を印加（走査）して、検出電圧Ｖ０
を取り出す。これにより、各縦の画素列を左から右に走
査してイメージ検出を行う。ここで、左端縦画素列の検
出電圧Ｖ０の取り出しが完了して、次に左から２番目の
縦画素列の取り出し信号ライン５２に取り出し信号を印
加してこの縦画素列から検出信号の取り出しを行うとき
に、取り出し信号ライン５２は左端の縦画素列のリセッ
ト信号ライン５３に繋がるため、このリセット信号ライ
ン５３にリセット信号が印加され、左端側の縦画素列が
全てリセットされ、次の光検出が行われる。以下、同様
にして検出信号の取り出しが行われるときに同時に左隣
の縦画素列のリセットが行われる。
ときには、左端側の縦に並んだ画素列から右方に向かっ
て順次、取り出し信号ライン５２に取り出し信号（スイ
ッチ電源電圧ＶＣ）を印加（走査）して、検出電圧Ｖ０
を取り出す。これにより、各縦の画素列を左から右に走
査してイメージ検出を行う。ここで、左端縦画素列の検
出電圧Ｖ０の取り出しが完了して、次に左から２番目の
縦画素列の取り出し信号ライン５２に取り出し信号を印
加してこの縦画素列から検出信号の取り出しを行うとき
に、取り出し信号ライン５２は左端の縦画素列のリセッ
ト信号ライン５３に繋がるため、このリセット信号ライ
ン５３にリセット信号が印加され、左端側の縦画素列が
全てリセットされ、次の光検出が行われる。以下、同様
にして検出信号の取り出しが行われるときに同時に左隣
の縦画素列のリセットが行われる。
【００４７】このように構成すれば、検出信号の取り出
しとリセットとを一つの信号で行うことができ、制御が
簡単となる。なお、この検出信号の取り出しおよびリセ
ットは、図３における時間ｔ２の終了時点で行われる。
しとリセットとを一つの信号で行うことができ、制御が
簡単となる。なお、この検出信号の取り出しおよびリセ
ットは、図３における時間ｔ２の終了時点で行われる。
【００４８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ｎチャンネルＭＯＳトランジスタをデプレッション型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタから構成し、このデプレ
ッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタにゲート電
圧を印加しない状態では、このトランジスタが弱反転状
態で対数特性を有する状態となり、対数特性での光検出
を行うことができ、入力に対する出力のダイナミックレ
ンジの大きな検出が可能である。その上、光信号が弱く
て光−電気変換手段（フォトダイオード）のセンサ電流
がほとんど流れないときにはトランジスタは高インピー
ダンス状態となり、コンデンサＣの充電電荷が利用され
るため、出力電圧は光に対してリニアに変化し、微弱な
光を高感度で検出できる。なお、この検出はコンデンサ
の放電量を検出するもので、いわゆる蓄積型の検出とな
るので、ピーク状のノイズの影響を受けにくく、Ｓ／Ｎ
比の高い検出が可能である。
ｎチャンネルＭＯＳトランジスタをデプレッション型ｎ
チャンネルＭＯＳトランジスタから構成し、このデプレ
ッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタにゲート電
圧を印加しない状態では、このトランジスタが弱反転状
態で対数特性を有する状態となり、対数特性での光検出
を行うことができ、入力に対する出力のダイナミックレ
ンジの大きな検出が可能である。その上、光信号が弱く
て光−電気変換手段（フォトダイオード）のセンサ電流
がほとんど流れないときにはトランジスタは高インピー
ダンス状態となり、コンデンサＣの充電電荷が利用され
るため、出力電圧は光に対してリニアに変化し、微弱な
光を高感度で検出できる。なお、この検出はコンデンサ
の放電量を検出するもので、いわゆる蓄積型の検出とな
るので、ピーク状のノイズの影響を受けにくく、Ｓ／Ｎ
比の高い検出が可能である。
【００４９】さらに、デプレッション型ｎチャンネルＭ
ＯＳトランジスタのゲートにリセット電圧ＶＳを印加す
れば、そのドレイン−ソース間のインピーダンスを低抵
抗状態とし、コンデンサを急速に充電して回路を初期状
態にリセットすることができる。このように、回路のリ
セットを行うときにのみゲート電圧ＶＧ＝ＶＳとしてリ
セット電圧を印加するだけで、検出期間中はゲート電圧
ＶＧ＝０として電圧を印加する必要がないため、デプレ
ッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート電
圧として一種類の電源があればよいので、従来の回路よ
り駆動電源数が少なくなり、回路構成を簡単とすること
かできる。
ＯＳトランジスタのゲートにリセット電圧ＶＳを印加す
れば、そのドレイン−ソース間のインピーダンスを低抵
抗状態とし、コンデンサを急速に充電して回路を初期状
態にリセットすることができる。このように、回路のリ
セットを行うときにのみゲート電圧ＶＧ＝ＶＳとしてリ
セット電圧を印加するだけで、検出期間中はゲート電圧
ＶＧ＝０として電圧を印加する必要がないため、デプレ
ッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート電
圧として一種類の電源があればよいので、従来の回路よ
り駆動電源数が少なくなり、回路構成を簡単とすること
かできる。
【００５０】また、本発明に係るイメージセンサは、取
り出しラインに取り出し信号を送出すると、このライン
に繋がったリセットラインにもこれと同じ信号がリセッ
ト信号として送出され、取り出し走査方向と反対側に隣
り合う列を構成する光センサ回路が同時にリセットされ
る。すなわち、各列の光センサ回路からの検出信号の取
り出しを順次行って走査するときに、検出が完了した列
の光センサ回路が同時にリセットされるので、一つの信
号で検出信号の取り出しと隣の列のリセットとを同時に
行うことができ、制御が簡単となる。
り出しラインに取り出し信号を送出すると、このライン
に繋がったリセットラインにもこれと同じ信号がリセッ
ト信号として送出され、取り出し走査方向と反対側に隣
り合う列を構成する光センサ回路が同時にリセットされ
る。すなわち、各列の光センサ回路からの検出信号の取
り出しを順次行って走査するときに、検出が完了した列
の光センサ回路が同時にリセットされるので、一つの信
号で検出信号の取り出しと隣の列のリセットとを同時に
行うことができ、制御が簡単となる。
【図１】本発明に係る光センサ回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図２】この光センサ回路を構成するトランジスタの特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図３】この光センサ回路におけるゲート電圧ＶＧ（取
り出し信号）および検出電圧Ｖｄの時間変化を示すグラ
フである。
り出し信号）および検出電圧Ｖｄの時間変化を示すグラ
フである。
【図４】本発明の異なる実施形態に係る光センサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図５】本発明に係るイメージセンサの構成を示す概略
図である。
図である。
【図６】従来の光センサ回路を示す回路図である。
【図７】従来の光センサ回路のセンサ電流Ｉｄ−検出電
圧Ｖｄの特性を示すグラフである。
圧Ｖｄの特性を示すグラフである。
【図８】従来の光センサ回路の検出電圧Ｖｄの時間変化
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図９】本発明の課題を有した光センサ回路の構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１０】図９の光センサ回路におけるゲート電圧ＶＧ
（取り出し信号）および検出電圧Ｖｄの時間変化を示す
グラフである。
（取り出し信号）および検出電圧Ｖｄの時間変化を示す
グラフである。
【図１１】図９の光センサ回路のセンサ電流Ｉｄ−検出
電圧Ｖｄの特性を示すグラフである。
電圧Ｖｄの特性を示すグラフである。
１０，２０ 光センサ回路 ２１ タイミング調整器 ５０ イメージセンサ ＰＤ フォトダイオード（光−電気変換手段） ＱＤ１ デプレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジ
スタ
スタ
フロントページの続き (72)発明者 神山 智幸 埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式会 社本田技術研究所内 (72)発明者 今井 俊雄 埼玉県所沢市大字下富字武野840番地 シ チズン時計株式会社技術研究所内 (72)発明者 田中 利明 埼玉県所沢市大字下富字武野840番地 シ チズン時計株式会社技術研究所内
Claims (3)
- 【請求項１】 光信号を電流に変換する光−電気変換手
段と、 弱反転状態で対数特性を有し、前記光−電気変換手段が
検出したセンサ電流を対数特性を有する検出電圧に変換
するｎチャンネルＭＯＳトランジスタと、 このｎチャンネルＭＯＳトランジスタの検出端子に接続
して配設されたコンデンサと、 前記ｎチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートにリセッ
ト用電圧を印加してドレイン−ソース間のインピーダン
スを低下させ、前記コンデンサの充電または放電を制御
する初期設定手段とを備え、 前記ｎチャンネルＭＯＳトランジスタをデプレッション
型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタから構成し、このデ
プレッション型ｎチャンネルＭＯＳトランジスタにゲー
ト電圧を印加しない状態でこのトランジスタが弱反転状
態で対数特性を有するようにしたことを特徴とする光セ
ンサ回路。 - 【請求項２】 前記光−電気変換手段の検出信号を増幅
する増幅トランジスタと、この増幅トランジスタによっ
て増幅された信号を出力するスイッチ手段とを有するこ
とを特徴とする請求項１に記載の光センサ回路。 - 【請求項３】 複数の請求項１に記載の光センサ回路を
アレイ状に配設して構成されるイメージセンサであっ
て、 アレイ状の各列毎に、その列をなす前記光センサ回路か
らの検出信号の取り出しを行わせる取り出し信号を送出
する取り出しラインと、その列をなす前記光センサ回路
を初期状態にリセットさせるリセット信号を送出するリ
セットラインとを有し、 前記取り出しラインがそれぞれ取り出し走査方向と反対
側に隣り合うリセットラインと繋がっていることを特徴
とするイメージセンサ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10067979A JPH11264761A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 光センサ回路およびこれを用いたイメージセンサ |
| US09/268,344 US6909462B1 (en) | 1998-03-18 | 1999-03-16 | Photosensor circuit capable of detecting minute light signal in high precision and image sensor utilizing photosensor circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10067979A JPH11264761A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 光センサ回路およびこれを用いたイメージセンサ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11264761A true JPH11264761A (ja) | 1999-09-28 |
Family
ID=13360625
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10067979A Pending JPH11264761A (ja) | 1998-03-18 | 1998-03-18 | 光センサ回路およびこれを用いたイメージセンサ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6909462B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11264761A (ja) |
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| WO2002073956A1 (en) * | 2001-03-09 | 2002-09-19 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Optical sensor circuit |
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| EP1361749A4 (en) * | 2000-12-26 | 2006-10-11 | Honda Motor Co Ltd | IMAGE PROCESSOR |
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| JP2008165172A (ja) * | 2006-12-27 | 2008-07-17 | Samsung Sdi Co Ltd | 周辺光感知回路及びこれを有する平板表示装置 |
| JP2010040981A (ja) * | 2008-08-08 | 2010-02-18 | Semiconductor Energy Lab Co Ltd | 光電変換装置、及び当該光電変換装置を具備する電子機器 |
| US7932947B2 (en) * | 2001-04-27 | 2011-04-26 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Output-compensating device and method of an image sensor |
| KR101062515B1 (ko) * | 2007-08-31 | 2011-09-06 | 가시오게산키 가부시키가이샤 | 광센서 및 그 광센서를 구비하는 표시장치 |
| KR101307548B1 (ko) * | 2006-11-30 | 2013-09-12 | 엘지디스플레이 주식회사 | 액정 표시 장치 및 그의 구동 방법 |
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| US7030921B2 (en) * | 2000-02-01 | 2006-04-18 | Minolta Co., Ltd. | Solid-state image-sensing device |
| EP1448334B1 (de) * | 2001-11-15 | 2011-04-20 | Precitec Vision GmbH & Co. KG | Verfahren und Vorrichtung zur Erfassung der Nahtqualität einer Schweißnaht bei der Schweißung von Werkstücken |
| JP3823919B2 (ja) * | 2002-12-25 | 2006-09-20 | コニカミノルタホールディングス株式会社 | 撮像装置 |
| US7215369B2 (en) * | 2003-04-02 | 2007-05-08 | Micron Technology, Inc. | Compact pixel reset circuits using reversed current readout |
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| JP2006079589A (ja) * | 2004-08-05 | 2006-03-23 | Sanyo Electric Co Ltd | タッチパネル |
| US7696463B2 (en) * | 2005-12-01 | 2010-04-13 | Honda Motor Co., Ltd. | Photosensor circuit presenting linear and logarithimic output characteristics and image sensor using the same |
| WO2009015151A1 (en) * | 2007-07-23 | 2009-01-29 | Board Of Regents, University Of Nevada, Reno | Self-sensing dielectric actuator system |
| JP5364983B2 (ja) * | 2007-07-25 | 2013-12-11 | 株式会社ニコン | 測光装置 |
| US9052497B2 (en) | 2011-03-10 | 2015-06-09 | King Abdulaziz City For Science And Technology | Computing imaging data using intensity correlation interferometry |
| US9099214B2 (en) | 2011-04-19 | 2015-08-04 | King Abdulaziz City For Science And Technology | Controlling microparticles through a light field having controllable intensity and periodicity of maxima thereof |
| CN104508981B (zh) * | 2012-10-12 | 2017-05-03 | 夏普株式会社 | 光传感器和电子设备 |
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| JP2953297B2 (ja) * | 1994-03-30 | 1999-09-27 | 日本電気株式会社 | 受光素子およびその駆動方法 |
| JP3576715B2 (ja) * | 1996-09-10 | 2004-10-13 | 本田技研工業株式会社 | 光センサ回路 |
| US6002432A (en) * | 1996-09-10 | 1999-12-14 | Foveon, Inc. | Method for operating an active pixel sensor cell that reduces noise in the photo information extracted from the cell |
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