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Die
Erfindung betrifft eine integrierte Schaltung mit Schutz vor elektrostatischer
Entladung.
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Die
elektrostatische Ladung, die eine Person aufnehmen kann, liegt in
der Größenordnung
von ca. 0,6 μC.
Die Person kann durch einen Kondensator der Kapazität 150 pF
nachgebildet werden. Wird die Ladung von 0,6 μC auf einem Kondensator der
Kapazität
150 pF gespeichert, so entspricht dies einer Ladespannung von ca.
4kV. Wenn eine Person, die auf eine solche Spannung aufgeladen ist,
ein geerdetes Objekt berührt,
kommt es zu einer elektrostatischen Entladung. Diese läuft in ca.
0,1 μs mit
Strömen
von bis zu mehreren Ampere ab.
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Wegen
der geringen Oxiddicke und Abmessungen der Leiterbahnen und pn-Übergänge führen elektrostatische
Entladungsvorgänge,
die über MOS(=
Metal Oxid Semiconductor) Bausteine verlaufen im Allgemeinen zur
Zerstörung
des Bauteils. Die Entladungsvorgänge
führen
vor allem zum Durchbruch des Gateoxids oder auch zur Überhitzung
von pn-Übergängen oder
Leiterbahnen. Die bei einer elektrostatischen Entladung umgesetzte
Energie liegt im Allgemeinen in der Größenordnung von 0,1 mJ und ist
damit nicht sehr groß.
Wird diese Energie jedoch pulsförmig
in ein Volumen der Größenordnung
von wenigen Kubikmikrometern eingespeist, so kann dadurch lokal
eine solch hohe Temperatur entstehen, daß das Silizium aufschmilzt.
Zwischen die Anschlüsse
der Versorgungsspannung sollten daher ESD-(= electrostatic discharge)-Schutzschaltungen geschaltet
sein. Die ESD-Schutzschaltungen sollten für Eingangsspannungen, die innerhalb
der Spezifikation liegen, hochohmig sein. Für Spannungen, die außerhalb
der Spezifikation und insbesondere im ESD Bereich liegen, sollten
sie niederohmig sein.
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Bei
einer bekannten Schaltungsanordnung zum Schutze integrierter Schaltungen
vor elektrostatischer Entladung werden Schutzdioden verwendet. Der
Kathodenanschluß der
Diode wird mit einem Anschluß der
Versorgungsspannung verbunden und der Anodenanschluß wird mit
einem Anschluß für das Bezugspotential
verbunden. Treten am Anschluß des Bezugspotentials
positive Spannungen, die außerhalb
der Spezifikation liegen, auf, so ist die Diode in Flußrichtung
gepolt und führt
die positive elektrostatische Ladung zu dem Anschluß der positiven
Versorgungsspannung ab.
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Die
Verwendung einer so geschalteten Schutzdiode hat den Nachteil, daß die Diode
beim Auftreten hoher negativer Spannungen am Anschluß für das Bezugspotential
nicht im Durchlaßbereich
betrieben werden kann. Die Entladung würde stattdessen im Sperrbereich
zu einem Durchbruch und somit im Allgemeinen zur Zerstörung der
Diode führen. Eine
hohe negative Ladung kann somit nicht vom Anschluß für das Bezugspotential
zum Anschluß der Versorgungsspannung
abgeführt
werden. Eine Umpolung der Diode kommt nicht in Frage, da eine so geschaltete
Diode zu einem Kurzschluß zwischen dem
Anschluß des
Versorgungspotentials und dem Anschluß des Bezugspotentials führen würde.
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Eine
denkbare Lösung
dieses Problems ist der Einsatz von Zener-Dioden. Diese werden mit
ihrem Anodenanschluß mit
dem Anschluß des
Bezugspotentials und mit ihrem Kathodenanschluß mit dem Anschluß des positiven
Versorgungspotentials verbunden. Bei einer bestimmten negativen
Spannung am Anodenanschluß kommt
es zu dem bekannten Zenerdurchbruch der Diode, so daß eine hohe negative
Spannung zum Anschluß des
positiven Versorgungspotentials abgeführt werden kann. Ein Nachteil
der Verwendung von Zener-Dioden sind die hohen Produktionskosten.
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Eine
weitere bekannte Variante einer ESD-Schaltung ist die Verwendung
eines Kondensators, der beispielsweise zwischen den Anschluß des Versorgungspotentials
und den Anschluß des Bezugspotentials
geschaltet ist. Beim Auftreten einer hohen elektrostatischen Spannung
zwischen dem Anschluß des
Versorgungspotentials und dem Anschluß des Bezugspotentials fällt dann über dem Kondensator
nur eine geringe Spannung ab. Voraussetzung dafür ist, daß der Kondensator eine große Kapazität besitzt.
Die Realisierung großer
Kapazitäten
hat den Nachteil, daß dazu
ein großer
Platzbedarf an Chipfläche
notwendig ist, was der Forderung nach zunehmender Miniaturisierung
von Bauteilen widerspricht.
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Die
Druckschrift
US 6,172,861
B1 beschreibt eine Schaltungsanordnung zum Schutz vor elektrostatischer
Entladung, bei der ein MISFET (metal-insulator-semiconductor field
effect transistor) mit seinem Source-Anschluss an ein Anschlusspad
zum Anlegen von Steuersignalen und mit seinem Drain-Anschluss an
einen Anschluss zum Anlegen eines Bezugspotentials geschaltet ist.
Der Substratanschluss des MISFETs ist mit seinem Source-Anschluss
verbunden. Der Gate-Anschluss des MISFETs ist über einen Gate-Widerstand mit
einem Anschluss zum Anlegen einer negativen Versorgungsspannung
verbunden. Beim Auftreten einer positiven elektrostatischen Ladung
an dem Anschlusspad wird die steuerbare Drain-Source-Strecke des MISFETs
in Durchlassrichtung betrieben, wohingegen beim Auftreten einer
negativen elektrostatischen Ladung an dem Anschlusspad die steuerbare
Strecke des MISFETs leitend wird, wenn die negative Spannung die Durchbruchspannung
des MISFETs überschreitet. Eine
Schaltungskomponente einer integrierten Schaltung kann somit durch
das Vorschalten eines einzigen MISFET-Transistors vor positiver
und negativer elektrostatischer Ladung geschützt werden.
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Die
Aufgabe der Erfindung ist es, eine kostengünstige und platzsparende integrierte
Schaltung mit Schutz vor elektrostatischer Entladung anzugeben.
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Die
Aufgabe wird gelöst
durch eine integrierte Schaltung mit Schutz vor elektrostatischer
Entladung, die einen Anschluß zum
Anlegen eines ersten Versorgungspotentials, einen Anschluß zum Anlegen eines
zweiten Versorgungspotentials, einen Anschluß für ein zu verarbeitendes digitales
Signal, einen Transistor mit einem Source-Anschluß, einem Drain-Anschluß und einem
Steuereingang zum Anlegen einer Steuerspannung, eine erste Kapazität, eine zweite
Kapazität,
einen Widerstand und eine Funktionseinheit, die logische Gatter
und Speicherzellen enthält,
umfaßt.
Der Transistor ist mit einem der Drain- und Source-Anschlüsse mit
dem Anschluß zum
Anlegen des ersten Versorgungspotentials und mit einem anderen der
Drain- und Source-Anschlüsse
mit dem Anschluß zum
Anlegen des zweiten Versorgungspotentials verbunden. Die erste Kapazität ist zwischen
den Anschluß zum
Anlegen des ersten Versorgungspotentials und den Steuereingang des Transistors
geschaltet. Die zweite Kapazität
ist zwischen den Steuereingang des Transistors und den Anschluß zum Anlegen
des zweiten Versorgungspotentials geschaltet. Der Widerstand ist
zwischen den Steuereingang des Transistors und den Anschluß zum Anlegen
des zweiten Versorgungspotentials geschaltet. Die Funktionseinheit
ist mit dem Anschluß zum
Anlegen des ersten Versorgungspotentials, dem Anschluß zum Anlegen
des zweiten Versorgungs potentials und einem Anschluß zum Ein-
und Auslesen von Daten verbunden. Die Funktionsschaltung führt unter
Zuführung
einer Versorgungsspannung über den
Anschluß zum
Anlegen eines ersten Versorgungspotentials und über den Anschluß zum Anlegen
eines zweiten Versorgungspotentials im bestimmungsgemäßen Betrieb
eine digitale Signalverarbeitung durch.
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In
einer Weiterbildung der Erfindung wird die erste Kapazität durch
eine zwischen dem Drain- oder Source-Anschluß und dem Steuereingang des
Transistors gebildeten Überlappungskapazität gebildet. Dies
hat den Vorteil, daß für die erste
Kapazität
kein separates Bauelement vorgesehen werden muß und dadurch nicht unnötigerweise
Chipfläche
verbraucht wird.
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In
einer weiteren Ausgestaltungsform der Erfindung wird der Transistor
im Entladungsfall in den leitfähigen
Zustand geschaltet. Im bestimmungsgemäßen Betrieb der Funktionseinheit
ist er nicht leitfähig.
Dadurch wird verhindert, daß es
beim Anlegen der Versorgungsspannung, die zum bestimmungsgemäßen Betrieb
der Funktionseinheit erforderlich ist, nicht zu einer Entladung über den
Transistor kommt.
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In
einer weiteren Ausbildungsform der Erfindung sind der Widerstand
und eine Gesamtkapazität so
dimensioniert, daß das
Produkt aus dem Widerstand und der Gesamtkapazität größer ist als 150 ns. Die Gesamtkapazität wird aus
der Serienschaltung der ersten Kapazität mit der Parallelschaltung
aus der zweiten Kapazität
mit einer dem Steuereingang des Transistors zugeordneten Kapazität gebildet.
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Die
dem Steuereingang des Transistors zugeordnete Kapazität umfaßt eine
Gate-Source Kapazität,
eine Gate-Drain Kapazität,
eine Gate-Substrat Kapazität,
sowie eine Gate-Source Überlappungskapazität und eine
Gate-Drain Überlappungskapazität. Die Gate-Source
Kapazität
bildet sich durch die unterschiedliche Dotierung zwischen dem Source-Gebiet
und dem Gebiet unterhalb des Gate-Anschlusses aus. Die Gate-Drain
Kapazität
bildet sich durch die unterschiedliche Dotierung zwischen dem Drain-Gebiet und dem Gebiet
unterhalb des Gate-Anschlusses aus. Die Gate-Substrat Kapazität bildet
sich zwischen dem Gate-Anschluß und dem Substrat
aus. Die Gate-Source Überlappungskapazität bildet
sich in einem Bereich, in dem das Source-Gebiet unter dem Gate-Kontakt liegt,
aus. Die Gate-Drain Überlappungskapazität bildet
sich in einem Bereich, in dem das Drain-Gebiet unter dem Gate-Kontakt
liegt, aus.
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In
einer weiteren Ausgestaltungsform der Erfindung umfaßt die Funktionseinheit
einen Direktzugriffsspeicher, bei dem an jeweils einer Wortleitung und
einer Bitleitung Speicherzellen angeschlossen sind, beispielsweise
einen DRAM-Speicher. Die Auswahl einer Speicherzelle der Funktionseinheit
erfolgt über
Adressen, die an einen Anschluß der
Funktionseinheit angelegt werden.
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In
einer Weiterbildung der Erfindung ist der Transistor ein n-Kanal
Feldeffekttransistor.
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In
einer weiteren Ausführungsform
der Erfindung ist der Anschluß zum
Anlegen des ersten Versorgungspotentials mit einem positiven Versorgungspotential
einer Versorgungsspannung verbunden.
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In
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung ist der Anschluß zum
Anlegen des zweiten Versorgungspotentials mit einem Bezugspotential
der Versorgungsspannung verbunden.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert. Es zeigen:
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1 eine
integrierte Schaltung eines Halbleiterspeichers mit ESD-Schutzschaltung,
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2 ein
Querschnitt durch einen Transistor der ESD-Schutzschaltung,
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3 eine
Schaltungsanordnung zum Testen eines elektronischen Bauteils auf
ESD-Verträglichkeit
nach dem Human Body Model,
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4 eine
Schaltungsanordnung, mit der die Funktion einer Schaltung zum Schutz
vor elektrostatischer Entladung getestet wird,
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5 eine
Simulation eines Strom-/Spannungsdiagrammes der Schaltung zum ESD-Schutz gemäß der Erfindung
beim Anlegen eines kurzen Spannungsimpulses,
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6 eine
Simulation eines Strom-/Spannungsdiagrammes der Schaltung zum ESD-Schutz gemäß der Erfindung
beim Anlegen eines langen Spannungsstoß,
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7 eine
Simulation eines Strom-/Spannungsdiagrammes der Schaltung zum ESD
Schutz gemäß der Erfindung
beim Anlegen der Versorgungsspannung.
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1 zeigt
einen Halbleiterspeicher HS, der eine integrierte Schaltungskomponente
zum Schutz vor elektrostatischer Entladung ES und ein Speicherzellenfeld
SZ enthält.
Die integrierte Schaltungskomponente zum Schutz vor elektrostatischer
Entladung ES ist über
einen Eingangsanschluß K1
mit einem Anschluß 1
zum Anlegen eines Versorgungspotentials VDD und über einen
Eingangsanschluß K2
mit einem Anschluß 2
zum Anlegen eines Versorgungspotentials VSS verbunden.
Ausgangsseitig ist sie über einen
Anschluß K6
und einen Anschluß K7
mit dem Speicherzellenfeld SZ verbunden. Die integrierte Schaltungskomponente
zum Schutz vor elektrostatischer Entladung ES verbindet den Eingangsanschluß K1 mit
dem Ausgangsanschluß K6
und den Eingangsanschluß K2
mit dem Ausgangsanschluß K7.
Ein Transistor T ist mit einem seiner Drain- und Source- Anschlüsse T1 mit
dem Anschluß K1
und mit dem anderen der Drain- und Source-Anschlüsse T2 mit dem Anschluß K2 verbunden.
Ein Steuereingang T3 des Transistors ist an einen Knoten K3 angeschlossen.
Eine erste Kapazität
C1 verbindet den Knoten K1 mit dem Knoten K3. Eine zweite Kapazität C2 verbindet
den Knoten K3 mit dem Knoten K2. Der Knoten K3 ist zusätzlich über einen
Widerstand R mit dem Knoten K2 verbunden. An den Steuereingang des
Transistors T ist strichliert eine Kapazität CT gezeichnet,
die den Steuereingang des Transistors T mit dem Knoten K2 verbindet.
Die Kapazität
CT umfaßt
die am Gate wirksamen Kapazitäten.
Diese sind in der Beschreibung zu 2 erläutert.
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Tritt
eine zwischen den Anschlüssen
1 und 2 angelegte Spannung, die außerhalb der zum bestimmungsgemäßen Betrieb
des Speicherzellenfeldes spezifizierten Spannungen liegt, auf, so
kommt es zu einer elektrostatischen Entladung. Die Schaltung ist so
dimensioniert, daß bei
dieser Entladung der Transistor in den leitfähigen Zustand geschaltet wird
und stellt über
die Transistorleitung TL eine niederohmige Verbindung zwischen dem
Anschluß 1
und 2 her.
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Das
Speicherzellenfeld SZ ist mit einem Anschluß K6 zum Anlegen eines ersten
Versorgungspotentials VDD, einem Anschluß K7 zum
Anlegen eines zweiten Versorgungspotentials VSS,
einem Anschluß DIO
zum Ein- und Auslesen von Daten und mit Anschlüssen A1, A2, ..., An zum Anlegen
von Adressen verbunden. Das Speicherzellenfeld enthält DRAM Speicherzellen,
von denen jede an eine Wortleitung WL und eine Bitleitung BL angeschlossen
sind. Aus Gründen
der besseren Übersichtlichkeit
enthält
das in 1 dargestellte Speicherzellenfeld nur eine DRAM
Speicherzelle. Diese umfaßt
einen Auswahltransistor AT und einen Speicherkondensator SC. Der
Auswahltransistor AT ist zwischen die Bitleitung BL und den Speicherkondensator
SC geschaltet. Wird der Auswahltransistor durch ein Steuersignal auf
der Wortleitung in den leitfähigen
Zustand geschaltet, so wirkt er wie ein geschlossener Schalter und
verbindet den Speicherkondensator SC mit der Bitleitung BL. Auf
den Speicherkondensator kann dann lesend oder schreibend zugegriffen
werden. Ist in der Speicherzelle beispielsweise der logische Zustand
1 gespeichert, so entlädt
sich der Kondensator beim Auslesen der Speicherzelle, so daß auf der
Bitleitung ein Entladestrom fließt. Im umgekehrten Fall, beim
Schreiben des logischen Zustandes 1 in die Speicherzelle, wird der
Kondensator durch einen auf der Bitleitung fließenden Ladestrom aufgeladen.
Um das Speicherzellenfeld bestimmungsgemäß zu betreiben, beispielsweise
um lesend und schreibend zugreifen zu können, muß sich der Transistor T im nichtleitfähigen Zustand
befinden und am Anschluß K6
des Speicherzellenfeldes die erste Versorgungsspannung VDD und am Anschluß K7 des Speicherzellenfeldes
die zweite Versorgungsspannung VSS anliegen.
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2 zeigt
den Querschnitt durch den in 1 beschriebenen
Transistor T. In einem p-dotierten Substrat PS sind ein erstes n-dotiertes
Gebiet NW1 und ein zweites n-dotiertes Gebiet NW2 angeordnet. Das
erste Gebiet NW1 ist mit einem Source-Anschluß S verbunden. Das zweite Gebiet
NW2 ist mit einem Drain-Anschluß D
verbunden. Ein Kontakt MK ist mit dem Gate-Anschluß G verbunden und durch eine
Gate-Oxidschicht O vom p-dotierten
Substrat PS isoliert. Das erste n-dotierte Gebiet NW1 liegt teilweise
unterhalb des metallisierten Gate-Kontaktes MK. Die Länge des sourceseitigen Überlappungsbereiches
ist mit LS gekennzeichnet. Das zweite n-dotierte
Gebiet NW2 liegt ebenfalls teilweise unterhalb des metallisierten
Gate-Kontaktes MK. Die Länge
des drainseitigen Überlappungsbereiches
ist mit LD gekennzeichnet. In 2 sind
die Kapazitäten eingezeichnet,
die sich zwischen dem metallisierten Gate-Kontakt MK und den oben
beschriebenen n- und p-dotierten Bereichen des Transistors ausbilden. Es
handelt sich dabei im einzelnen um eine Gate-Substrat-Kapazität CGB, die sich zwischen dem metallisierten
Gate-Kontakt und dem p-dotierten Substrat PS ausbildet. Weiter hinzu
kommmen eine Gate-Source-Kapazität CGS, die sich zwischen dem metallisierten
Gate-Kontakt MK
und dem Source-Gebiet NW1 ausbildet, eine Gate- Drain-Kapazität CGD, die
sich zwischen dem metallisierten Gate-Kontakt MK und dem Drain-Gebiet
NW2 ausbildet. In dem Bereich LS, in dem
sich das erste n-dotierte Gebiet NW1 mit dem metallisierten Gate-Kontakt
MK überlappt,
entsteht die Überlappungskapazität COS. In dem Bereich LD,
in dem sich das zweite n-dotierte Gebiet NW2 mit dem metallisierten
Gate-Kontakt MK überlappt,
entsteht die Überlappungskapazität COD.
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3 zeigt
eine Schaltungsanordnung zur Überprüfung der
ESD-Festigkeit eines elektronischen Bauteils DUT(= device under
test), beispielsweise der Halbleiterspeicherschaltung HS aus 1, nach
dem sogenannten Human Body Model. Die Schaltungsanordnung umfaßt eine
Teilschaltung L, die einen Spannungsgenerator GG und
einen Widerstand RG. enthält, und
eine Teilschaltung H, die einen Kondensator CH und
einen Widerstand RH enthält. Der Generator GG ist über
den Widerstand RG mit einem Schalter SG verbunden. Über den Schalter SG ist der
Widerstand mit dem ersten Anschluß K4 eines Kondensators CH verbindbar. Der Kondensator CH ist über einen
zweiten Anschluß M
mit einem Bezugspotential VSS verbunden.
Der Kondensator CH bildet beim Human Body
Model eine Person, die eine elektrostatische Ladung trägt, nach
und hat einen Wert von 150 pF. Der Anschluß K4 des Kondensators CH ist über
einen Widerstand RH mit einem Schalter SH verbunden. Der Widerstand RH repräsentiert
beim Human Body Model einen Entladewiderstand, beispielsweise den
Hautwiderstand, und hat eine Größe von 1,5
kΩ. Das
auf ESD-Festigkeit zu überprüfende elektronische
Bauteil DUT ist über
einem Anschluß 1 zum
Anlegen eines ersten Versorgungspotentials VDD mit
dem Schalter SH und über einem Anschluß 2 zum Anlegen
eines zweiten Versorgungspotentials VSS mit dem Anschluß M verbunden.
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Mit
der oben beschriebenen Schaltungsanordnung nach dem Human Body Model
wird getestet, ob eine integrierte Schaltung bezüglich der Versorgungsanschlüsse eine
Entladung von mindestens 2kV unbeschadet übersteht. Das Testen der Bauteile erfolgt
in zwei Zyklen. Während
des ersten Zyklus wird der Schalter SG geschlossen,
der Schalter SH ist geöffnet. Der Generator GG lädt
anschließend über den
Widerstand RG den Kondensator CH auf
eine Spannung von 2kV auf. Im zweiten Testzyklus wird der Schalter
SG wieder geöffnet, der Schalter SH wird geschlossen. Die Versorgungsanschlüsse des
Bauteils DUT sind dann über
den Widerstand RH mit dem auf 2kV aufgeladenen
Kondensator verbunden. Der Kondensator ist nach ca. 1μs entladen.
Bei einem anschließend
durchzuführenden
Funktionstest wird untersucht, ob das Bauteil den Entladevorgang
unbeschadet überstanden
hat.
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4 zeigt
eine Schaltungsanordnung, mit der die Funktion der in 1 beschriebenen
Schaltung ES getestet werden kann. Die Schaltung ES zum Schutz vor
elektrostatischer Entladung umfaßt einen ersten Anschluß K1 zum
Anlegen eines ersten Versorgungspotentials VDD und
einen zweiten Anschluß K2
zum Anlegen eines zweiten Versorgungspotentials VSS.
Ein Transistor T ist mit einem seiner Drain- und Source-Anschlüsse T1 mit
dem Anschluß K1
und mit dem anderen der Drain- und Source-Anschlüsse T2 mit dem Anschluß K2 verbunden.
Ein Steuereingang T3 des Transistors ist an einen Knoten K3 angeschlossen.
Eine erste Kapazität
C1 verbindet den Knoten K1 mit dem Knoten K3. Eine zweite Kapazität C2 verbindet
den Knoten K3 mit dem Knoten K2. Der Knoten K3 ist zusätzlich über einen Widerstand
R mit dem Knoten K2 verbunden. An den Steuereingang des Transistors
T ist strichliert eine Kapazität
CT gezeichnet, die den Steuereingang des Transistors
T mit dem Knoten K2 verbindet. Die Kapazität CT faßt die in
den Ausführungen
zu 2 beschriebenen Gate-Kapazitäten zusammen. Der Knoten K1
ist über
einen Schalter SH mit einem Widerstand RH der Teilschaltung aus 3 verbindbar.
Die Teilschaltung H umfaßt
einen Kondensator CH, der mit einem ersten
Anschluß K4
mit dem Widerstand RH und mit einem zweiten
Anschluß M
mit einem Bezugspotential VSS verbunden
ist.
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Zur Überprüfung der
ESD-Festigkeit eines elektronischen Bauteils werden beim Human Body Model
kontrollierte Entladungen durchgeführt. Dazu ist der Kondensator
CH auf eine Ladung von 2kV aufgeladen. Wird
der Schalter SH geschlossen, so entlädt sich
der Kondensator über
das elektronische Bauteil, das die Schaltung ES enthält. Die
Schutzschaltung ES verhindert, daß der Entladungsstrom die im
elektronischen Bauteil integrierten Schaltungskomponenten zerstört. Zur
genaueren Betrachtung der Funktionsweise der Schutzschaltung ES
werden die Diagramme der 6, 7 und 8 herangezogen. Die in den Diagrammen bezeichneten
Knoten und Leitungen sind der 5 zu entnehmen.
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In 5 sind
drei Diagramme dargestellt, mit denen das Verhalten der Schaltung
ES beim Anlegen eines kurzen Spannungstoßes erläutert wird. Der kurze Spannungsstoß ist dadurch
gekennzeichnet, daß der
Schalter SH für einen Zeitraum von 5ns geschlossen
wird und anschließend
wieder geöffnet wird.
Diagramm 1 beschreibt den Potentialverlauf am Knoten K4 und am Knoten
K5. Diagramm 2 zeigt den Verlauf des Stromes im Transistorzweig
TL. Diagramm 3 stellt den Potentialverlauf am Knoten K1 und K3 dar.
Der Simulationszeitraum in den drei Diagrammen reicht von 0 bis
55 ns. Nach einer Verzögerungszeit
von 3 ns ist der Kondensator CH auf eine Spannung
von 2kV aufgeladen. Der Schalter SH ist bis
zum Zeitpunkt 5 ns geöffnet.
Daher stellt sich am Knoten K4 und am Knoten K5 ein Potential von
2kV ein. Nach Ablauf von 5 ns wird der Schalter SH geschlossen.
Diagramm 3 zeigt, daß sich über den
aus der Kapazität
C1 und C2 gebildeten Spannungsteiler am Steuereingang K3 des Transistors
eine Spannung von ca. 0,5 V einstellt. Diese Steuerspannung ist
ausreichend, um den Transistor T in den leitfähigen Zustand zu schalten.
Diagramm 2 zeigt, daß in der
Transistorleitung TL ein Teilstrom von ca. 0,12 A fließt. Ein
weiterer Teilstrom, der im Diagramm 2 nicht eingezeichnet ist, fließt über das
Substrat ab. Aufgrund des großen
Maßstabes
der Spannungsachse von 0 bis 4000 V fällt das im Diagramm 1 dargestellte Potential
am Knoten K5 für
den Zeitraum, in dem der Schalter SH geschlossen
ist, mit der Zeitachse zusammen. Da das Potential am Knoten K5 bei
ge schlossenem Schalter SH jedoch identisch
mit dem am Knoten K1 anliegenden Potential ist, ist der genaue Wert
dem Diagramm 3 entnehmbar. Wie aus Diagramm 3 ersichtlich ist, fällt die
Spannung am Knoten K1 wegen des Stromflusses durch den leitenden
Transistor auf einen Wert von ca. 11V ab. Zwischen dem Anschluß K1 und
K2 der Schutzschaltung ES liegt damit nur noch eine reduzierte Stressspannung
von ca. 11 V an. Zum Zeitpunkt 10 ns wird der Schalter SH wieder geöffnet. Diagramm 1 zeigt einen Sprung
des Potentials am Knoten K5 auf das Potential, das durch die Ladung
der Kapazität
CH am Knoten K4 hervorgerufen wird. Diagramm
3 zeigt, daß das
am Knoten K1 anliegende Potential von 11 V auf ca. 5V abnimmt. Die
Kapazität
C1 kann sich noch kurzzeitig über
den Transistorzweig TL entladen, bis der Transistor durch die Reduzierung
des Potentials am Knoten K3 in den sperrenden Zustand übergeht und
im Transistorzweig bis auf geringe Leckströme kein Strom mehr fließt. Die
auf der Kapazität
C1 verbleibende Ladung, die am Knoten K1 ein verbleibendes Potential
von ca. 5V hervorruft, entlädt
sich dann über
den Widerstand R und über
Leckströme
des Transistors.
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In 6 sind
drei Diagramme dargestellt, mit Hilfe derer das Verhalten der Schaltung
ES beim Anlegen eines langen Spannungstoßes erläutert wird. Der lange Spannungsstoß ist dadurch
gekennzeichnet, daß der
Schalter SH für einen Zeitraum von mehr als
4,5 μs geschlossen
wird. Diagramm 1 beschreibt den Potentialverlauf am Knoten K5. Diagramm
2 zeigt den Verlauf des Stromes im Transistorzweig TL. Diagramm
3 stellt den Potentialverlauf am Knoten K1 und K3 dar. Der Simulationszeitraum
in den drei Diagrammen erstreckt sich von 0 bis 4,5 μs. Wie Diagramm
1 zeigt, liegt vor dem Schließen
des Schalters SH am Knoten K5 ein Potential
von 2kV an, das durch die auf der Kapazität CH gespeicherte
Ladung hervorgerufen wird. Nach dem Schließen des Schalters SH entspricht das Potential am Knoten K5 dem
Potential am Knoten K1. Aufgrund des besser geeigneten Maßstabes
wird der Verlauf dieses Potentials am Diagramm 3 erläutert. Nach
dem Schließen
des Schalters SH entsteht am Knotenpunkt
K3 des aus den Kapazitäten
C1 und C2 gebildeten kapazitiven Spannungsteilers ein Potential
von ca. 0,5 V. Dieses Potential wirkt auf den Steuereingang T3 des
Transistors und schaltet den Transistor in den leitfähigen Zustand.
Der Transistorzweig TL ist niederohmig geworden, so daß sich die
Kapazität
CH entladen kann. Nach ca. 1 μs ist die
gesamte Ladung abgeflossen. Im Diagramm 2 ist die exponentielle
Abnahme des Stromes im Zweig TL von 0,12 A zum Zeitpunkt des Schließens des
Schalters SH bis auf einen geringen Reststrom
nach Ablauf von 1 μs
erkennbar. Das Potential am Knoten K1 und am Knoten K3 sinkt nach dem
Schließen
des Schalters SH ebenfalls. Die Kapazitäten des
kapazitiven Spannungsteilers entladen sich über den Widerstand R und über Leckströme des Transistors.
Wird die Forderung, nach der das Produkt aus dem Widerstand R und
einer Gesamtkapazität
Cges, die sich aus der Serienschaltung der
ersten Kapazität
C1 mit der Parallelschaltung aus der zweiten Kapazität C2 mit
den Gate-Kapazitäten
des Transistors zusammensetzt, kleiner als 150 ns sein soll, eingehalten,
so bleibt der Transistor so lange im leitfähigen Zustand, bis die gesamte
auf der Kapazität
CH gespeicherte Ladung abgeflossen ist.
Die Funktion der Schaltungskomponente ES aus 1 ist entsprechend
und die die Dimensionierungsanforderung an den Widerstand R und
die Gesamtkapazität
Cges gilt auch für die entsprechenden Elemente aus 1.
Das Schließen
des Schalters SH entspricht hier dem Berühren des
Anschlusses 1 durch eine Person, die eine elektrostatische Ladung
trägt.
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In 7 sind
zwei Diagramme dargestellt, die das Verhalten der Schaltung ES beim
Anlegen der Versorgungsspannung zwischen den Anschluß K1 und
K2 aus 5 verdeutlichen. Die Versorgungsspannung eines
Halbleiterspeichers liegt im Allgemeinen bei 2,5 V. Aufgetragen
ist ein Simulationszeitraum von 0 bis 55 ns. Diagramm 1 zeigt den Stromverlauf
im Transistorzweig TL. Diagramm 2 zeigt den Spannungsverlauf am
Knoten K1 und am Knoten K3. Der Schalter SH wird
nach 5 ns geschlossen. Im Diagramm 1 ist zu diesem Zeitpunkt ein
nadelförmiger
Stro mimpuls zu erkennen. Dieser Stromimpuls kommt dadurch zustande,
daß die
Kapazitäten
im ersten Augenblick des Schließens
des Schalters SH einen Kurzschluß darstellen.
Der Transistor wird kurzzeitig leitfähig. Sobald sich die Kapazitäten C1 und
C2 durch den Stromfluß aufgeladen
haben, stellen sie einen unendlichen Widerstand dar. Am Knoten 1
liegt dann das Versorgungspotential von 2,5 V an und am Knoten K3
liegt eine Spannung von ca. 0,3 V an. Diese Spannung am Steuereingang
des Transistors ist nicht ausreichend, um den Transistor in den
leitfähigen
Zustand zu schalten. Damit wird die Versorgungsspannung nicht über den
Transistorzweig kurzgeschlossen, sondern steht zum Betreiben einer
zwischen die Ausgangsanschlüsse
K6 und K7 geschalteten Funktionseinheit, beispielsweise eines DRAM
Speicherzellenfeldes, zur Verfügung.
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- HS
- Halbleiterspeicher
- ES
- Schaltung
zum Schutz vor elektrostatischer Entladung
- SZ
- Speicherzellenfeld
- K
- Anschluß
- VDD
- erstes
Versorgungspotential
- VSS
- zweites
Versorgungspotential
- T
- Transistor
- T1
- Source-Anschluß des Transistors
- T2
- Drain-Anschluß des Transistors
- T3
- Gate-Anschluß des Transistors
- C1
- erste
Kapazität
- C2
- zweite
Kapazität
- R
- Widerstand
- CT
- Gate
Kapazitäten
des Transistors
- TL
- Transistorleitung
- DIO
- Anschluß für Daten
- A
- Anschluß für Adressen
- WL
- Wortleitung
- BL
- Bitleitung
- AT
- Auswahltransistor
- SC
- Speicherkondensator
- PS
- p-dotiertes
Substrat
- NW
- n-dotiertes
Gebiet innerhalb des Substrates PS
- S
- Source-Anschluß
- G
- Gate-Anschluß
- D
- Drain-Anschluß
- MK
- metallisierter
Kontakt
- O
- Oxidschicht
- LS
- sourceseitiger Überlappungsbereich
- LD
- drainseitiger Überlappungsbereich
- CGS
- Gate-Source
Kapazität
- CGD
- Gate-Drain
Kapazität
- CGB
- Gate-Substrat
Kapazität
- COS
- sourceseitige Überlappungskapazität
- COD
- drainseitige Überlappungskapazität
- G
- erste
Teilschaltung des Human Body Model
- H
- zweite
Teilschaltung des Human Body Model
- GG
- Spannungsgenerator
- RG
- Widerstand
- CH
- Kapazität
- RH
- Widerstand
- S
- Schalter
- M
- Anschluß des Bezugspotentials