DE10322186B3

DE10322186B3 - Kurze Endgespeiste Dipolantenne

Info

Publication number: DE10322186B3
Application number: DE2003122186
Authority: DE
Inventors: Karl Fischer
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2003-05-16
Filing date: 2003-05-16
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2023-05-17

Abstract

Beim Aufbau konventioneller Dipolantennen wirken sich erforderliche Spannweite und Mittenspeisung restriktiv aus. Bekannte endgespeiste Anordnungen erfordern Impedanztransformationsglieder und verursachen durch eine strahlende Übertragungsleitung vielfältig Probleme. Die neue Dipolantenne soll endgespeist und wesentlich verbessert sein. DOLLAR A Die neue Dipolantenne nutzt die Faltung der Leiterenden sowohl zur effizienten mechanischen Verkürzung als auch zur Endspeisung mit Anpassung des Eingangswiderstandes an den Wellenwiderstand von Koaxialkabel in Verbindung mit einem Stromsymmetrierglied. DOLLAR A Die neue Dipolantenne ist auf der tiefsten Resonanzfrequenz um bis zu 50% kürzer als ein konventioneller Halbwellen-Dipol. Sie ist ohne zusätzliches elektrisches Gegengewicht und Impedanztransformationsglied zweipolig stromsymmetrisch endgespeist, und zwar wahlweise entweder in der Nähe der tiefsten Resonanzfrequenz mit Koaxialkabel oder auf beliebigen Frequenzen mit Paralleldrahtleitung. Durch die Kombination von Verkürzung und Endspeisung ist der Aufbau einfacher und unterliegt weit weniger Restriktionen als bei konventionellen Dipolantennen, deshalb ergeben sich mehr Aufbauvarianten und Einsatzmöglichkeiten. Die Herstellung ist einfach und preiswert.

Description

Der Dipol ist die einfachste und am stärksten verbreitete elektromagnetische Sende- und Empfangsantenne. In seiner kürzesten resonanten Grundform als Halbwellen-Dipol für die Betriebswellenlänge λ besteht er aus einem etwa λ/2 langen gestreckten Leiter, der zur Speisung mittig aufgetrennt wird, wo er einen typischen Strahlungswiderstand von 72 Ω aufweist. Dieser Strahler wird normalerweise indirekt gespeist, das heißt über eine nicht strahlende Übertragungsleitung. Dafür werden außer bei Rundfunksendern mit extrem hohen Sendeleistungen heute fast ausschließlich unsymmetrische Koaxialkabel verwendet, die konstruktionsbedingt einen niedrigen Wellenwiderstand von etwa 50 Ω aufweisen und den großen Vorteil haben, sich problemlos ohne äußere Beeinflussung verlegen zu lassen. Vor allem bei Fehlanpassung ergeben sich aber sehr viel höhere Dämpfungsverluste als bei der symmetrischen Paralleldrahtleitung. Mit Koaxialkabel ist deshalb nur resonanter Betrieb des Halbwellen-Dipols sinnvoll, wobei in der Regel nur ein Symmetrierglied aber keine zusätzliche Impedanztransformation notwendig ist. Paralleldrahtleitung gestattet dagegen in weiten Grenzen auch nicht-resonanten Betrieb auf beliebigen Frequenzen, erfordert dafür aber Impedanzanpassung am Sender/Empfänger und unterliegt starken Restriktionen bei der Verlegung.
Dipole werden von Funkdiensten im Kurzwellenbereich und auf tieferen Frequenzen oft als gespannte Drahtantennen betrieben. Bei ihrem Aufbau wirken sich vor allem zwei Anforderungen restriktiv aus. Zum einen ist es die für resonanten Betrieb benötigte Spannweite, die oft schon im unteren Kurzwellenbereich Probleme bereitet. So ist ein für das 80m-Amateurfunkband (3500–3800 KHz) bemessener Halbwellen-Dipol bereits etwa 40 m lang. Mit sinkender Frequenz steigt die Länge, die oft nicht in gerader Linie ohne dazwischenliegende Hindernisse unterzubringen ist und deren Abspannung außerdem erheblichen mechanischen Aufwand erfordert. Zum anderen ist es die Mittenspeisung, welche die Aufbaumöglichkeiten wesentlich einschränkt. So sind gleich zwei entfernte Aufhängepunkte in geeignetem Abstand erforderlich. Noch dazu sollte die Mitte des Dipols möglichst nahe beim Sender/Empfänger liegen, damit die Länge der Übertragungsleitung und damit sowohl die mechanische Belastung des Dipols als auch die Dämpfungsverluste minimiert werden und außerdem die Leitung möglichst rechtwinklig zum Strahler verläuft, da sich sonst oft Probleme durch Einstrahlung in die Leitung ergeben.

Es ist bekannt, Dipolantennen elektrisch zu verlängern, also geometrisch zu verkürzen. Dies geschieht entweder durch das Einfügen von Induktivitäten seriell oder Kapazitäten parallel zum Leiter oder aber durch Faltung des Leiters („linear loading"). Mit der Verkür zung sinkt aber der Strahlungswiderstand, was oft den Mehraufwand einer Impedanztransformation zur Anpassung an das Koaxialkabel erforderlich macht. Es ist ebenfalls bekannt, Dipolantennen endzuspeisen. Fast alle bekannten Anordnungen nutzen dabei ein identisches Grundprinzip, indem ein Leiterende einpolig mit einem Transformationsglied verbunden ist, welches die dort vorhandene sehr hohe Impedanz für indirekte Speisung auf den Wellenwiderstand der verwendeten Übertragungsleitung herabtransformieren soll. Dafür werden unterschiedliche Arten von Transformationsgliedern eingesetzt. Eine bekannte Anordnung verwendet eine λ/4 lange symmetrische Paralleldrahtleitung, die an der Strahlung nicht beteiligt sein soll (Telefunken, DE 436462 ). Das ist tatsächlich aber nur dann der Fall, wenn diese auch symmetrisch abgeschlossen ist. Durch den einpoligen Anschluß ist diese Voraussetzung jedoch nur annähernd bei einem resonanten Strahler gegeben und selbst dann ergibt sich eine gestörte Stromsymmetrie auf der Transformationsleitung. Dieses Problem ist bekannt und wurde unter anderem von Moxon beschrieben (L.A. Moxon, G6XN: hf antennas for all locations. Radio Society of Great Britain, Potters Bar 1982, S.46 f). Es existieren viele Varianten dieser problematischen Anordnung, wobei außerdem der Platzbedarf durch die Transformationsleitung noch größer ist, als beim konventionell mittengespeisten Halbwellen-Dipol. Andere bekannte Anordnungen benutzen einen gekoppelten Parallelschwingkreis (J. Fuchs, AT 110357) oder auch Breitband-Übertrager zur Impedanztransformation, was aber im Sendebetrieb durch die hohe Spannung am Leiterende extreme Anforderungen an die Bauteile stellt.

Generell ist die einpolige Endspeisung eines Dipols am Leiterende problematisch, da kein elektrisches Gegengewicht vorhanden ist, das die zwar kleinen aber doch vorhandenen Verschiebeströme einsammelt und so den notwendigen Rückflußpfad für den in den Strahler fließenden Strom zur Verfügung stellt. Daher funktionieren alle entsprechenden Anordnungen nicht zufriedenstellend und lediglich aufgrund undefinierter parasitärer Streukapazitäten der Übertragungsleitung bzw. Transformatorwicklung, die einen inadäquaten Rückflußpfad darstellen. Das Ergebnis bei der heute gebräuchlichen indirekten Speisung über Koaxialkabel sind Mantelströme und damit eine strahlende Übertragungsleitung mit den dadurch verursachten Problemen, wie beispielsweise Resonanzverstimmung und Verschleppung von HF-Strömen mit Störungen anderer Geräte.

Eine Anordnung mit zweipoliger Endspeisung wird von J. W. Sheriff beschrieben ( US 5202696 ). Sie besteht aus einer schlanken Schleife mit einer geometrischen Länge von λ/2, die an einem Ende über einen entarteten Viertelwellen-Sperrtopf (Lindenblad, US 2131108 ) gespeist wird. Koaxialkabel besitzt im Gegensatz zu Paralleldrahtleitung wegen des Skin-Effektes mit der Außenfläche des Mantels einen virtuellen dritten Leiter zusätzlich zur Innenfläche des Mantels und zum Innenleiter. Ein Sperrtopf verhindert Mantelströme auf seiner Resonanzfrequenz, indem eben diese Außenfläche des ihn normalerweise durch laufenden Koaxialkabels λ/4 vor ihrem antennenseitigen Ende durch den Anschluß des λ/4 langen Topfes auf niedrige Impedanz gezwungen wird. Dadurch herrscht auf der Außenfläche des λ/4 entfernten Mantelendes, also dort wo ein niederohmiger Strahler angeschlossen ist, hohe Impedanz und deshalb können dort Ströme schon gar nicht von der Innenfläche auf die Außenfläche des Mantels wechseln und als Strahlung verursachende Mantelströme abfließen. Der Topf sperrt somit die Außenfläche des Mantels und strahlt auch selbst nicht. In der beschriebenen Anordnung wird der Sperrtopf jedoch entartet betrieben, indem das normalerweise in seinem Inneren verlaufende Koaxialkabel zwecks Impedanztransformation durch eine Paralleldrahtleitung ersetzt ist. Der Topf ist also am Mantelende des speisenden Koaxialkabels angeschlossen, wo er niedrige Impedanz erzwingt. Deshalb können dort Ströme ungehindert von der Innenfläche des Mantels auf die Innenfläche des Topfes und weiter über die damit strahlende Außenfläche von Topf und Mantel abfließen. Mantelströme und die daraus resultierenden Probleme werden also durch diesen entarteten Sperrtopf nicht verhindert und er wirkt nicht als Stromsymmetrierglied. Außerdem ist die gesamte strahlende Anordnung mit 0.75 λ länger als ein konventioneller Halbwellen-Dipol.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, auf möglichst einfache Art und Weise eine wesentlich verbesserte endgespeiste Dipolantenne zu realisieren. Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 aufgeführten Merkmale gelöst.

Die erfindungsgemäße Dipolantenne weist folgende Vorteile auf, welche eine wesentliche Verbesserung des Standes der Technik darstellen: Die geometrische Länge ist auf der tiefsten Resonanzfrequenz je nach Ausführung um bis zu 50% reduziert gegenüber einem konventionellen Halbwellen-Dipol. Die Endspeisung funktioniert einwandfrei ohne zusätzliches elektrisches Gegengewicht und Impedanztransformationsglied, und zwar wahlweise entweder in der Nähe der tiefsten Resonanzfrequenz mit Koaxialkabel oder auf beliebigen Frequenzen mit Paralleldrahtleitung, wodurch die Vorteile beider Übertragungsleitungen genutzt werden können. Durch die zweipolige stromsymmetrische Speisung wird die Übertragungsleitung wirkungsvoll vom Strahler entkoppelt und kann selbst nicht strahlen, wodurch vielfältige damit verbundene Probleme verhindert werden. Der Eingangswiderstand kann durch Variation lediglich eines einzigen Parameters eingestellt werden, nämlich des Längenverhältnisses der gefalteten Abschnitte, was auf sehr einfache und variable Weise die exakte Anpassung an den Wellenwiderstand der Übertragungsleitung ermöglicht und zusätzliche Impedanztransformationsglieder überflüssig macht. Durch die Kombination von Verkürzung und Endspeisung ist der Aufbau einfacher und unterliegt weit weniger Restriktionen als bei konventionellen Dipolantennen, deshalb ergeben sich mehr Aufbauvarianten und Einsatzmöglichkeiten. Da keine verlustbehafteten Induktivitäten zur elektrischen Verlängerung verwendet werden, sind hohe Sendeleistungen bei hohem Wirkungsgrad möglich. Die Herstellung ist einfach und preiswert.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben. Die Weiterbildung nach Patentanspruch 2 ermöglicht es, den Strahler auf sehr einfache Weise aus einem einzigen Stück konfektionierter Paralleldrahtleitung herzustellen, wodurch die mechanische Struktur stabiler ist und der Aufwand für die Herstellung der gefalteten Abschnitte entfällt. Die Weiterbildung nach Patentanspruch 3 ergibt auf der tiefsten Resonanzfrequenz ohne Abgleich des Längenverhältnisses der gefalteten Abschnitte näherungsweise Anpassung an Koaxialkabel.

Die Erfindung wird im folgenden an einem Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

1 eine schematische Darstellung zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung;

2 die bevorzugte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Dipolantenne;

3 im Diagramm das Stehwellenverhältnis (VSWR) in Abhängigkeit von der Frequenz, gemessen auf dem Koaxialkabel zur Speisung eines Versuchsaufbaus der erfindungsgemäßen Dipolantenne nach 2 bemessen für das 20m-Amateurfunkband.

Das Prinzip der erfindungsgemäßen Dipolantenne wird anhand der schematischen Darstellung 1 erklärt. Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß die Zurückfaltung beider Enden (2.1, 2.2) des Leiters (1) zum einen eine effiziente Verkürzung des Dipols für resonanten Betrieb bewirkt, gleichzeitig aber auch auf einfache Weise eine einwandfrei funktionierende Endspeisung ermöglicht, indem der Dipol faktisch außerhalb der Mitte gespeist wird und somit selbst die Transformation durchführt, welche für die Anpassung des durch die Verkürzung gesunkenen Eingangswiderstandes an den etwa 50 Ω betragenden Wellenwiderstand von Koaxialkabel bei Betrieb auf der tiefsten Resonanzfrequenz nötig ist. Durch die Zurückfaltung wird der Leiter zu sich selbst parallel geführt und so können die gefalteten Abschnitte als unsymmetrisch betriebene und daher strahlende Übertragungsleitung betrachtet werden, wobei deren Länge, Wellenwiderstand und Dielektrikum sowohl die Impedanztransformation als auch die Resonanzfrequenzen beeinflussen. Aufgrund dieser komplexen Abhängigkeiten kann keine allgemeine Formel für die Berechnung der Abmessungen bei Vorgabe von tiefster Resonanzfrequenz und Wellenwiderstand des speisenden Koaxialkabels angegeben werden. Bei vorgegebenem Wellenwiderstand (abhängig von Leiterdurchmesser und Leiterabstand) und Dielektrikum der gefalteten Abschnitte kann aber durch Variation ihrer Länge ohne Berücksichtigung der Resonanzfrequenz zunächst der Speisepunkt genau in einen Faltungspunkt gelegt werden, also an eines der Strahlerenden (3.1), sodaß sich auf der tiefsten Resonanzfrequenz f_ist Anpassung an den Wellenwiderstand des speisenden Koaxialkabels ergibt. Danach kann dann eine auf der gewünschten Betriebsfrequenz f_soll resonante Antenne durch Multiplikation sämtlicher Abmessungen mit dem Maßstabsfaktor M = f_ist/f_soll hergestellt werden, wobei sich das Anpaßverhalten nicht mehr nennenswert ändert. Durch die Faltung sind jetzt Leiterenden (2.1, 2.2) und Strahlerenden (3.1, 3.2) nicht mehr identisch, die Speisung erfolgt zweipolig am Strahlerende aber nicht einpolig am Leiterende und auf diese Weise wird das erforderliche elektrische Gegengewicht von einem gefalteten Leiterende gebildet. Werden die Leiterenden so weit zurückgefaltet, daß sie sich in geringem Abstand gegenüberstehen, wodurch die Strahlerlänge etwa der halben Leiterlänge entspricht, ergibt sich maximale Verkürzung bei einfacher Faltung. Dabei kann der Eingangswiderstand im Speisepunkt bei konstanter Strahlerlänge durch Variation lediglich eines einzigen Parameters eingestellt werden, nämlich des Längenverhältnisses der gefalteten Abschnitte. Anders ausgedrückt kann die Impedanztransformation und somit Anpassung an das Koaxialkabel durch die Lage der Lücke (6) zwischen den Leiterenden entlang des Strahlers abgeglichen werden. Solange diese Lücke nicht sehr weit von ihrer ursprünglichen Lage weg verschoben wird, ändert sich dadurch die Resonanzfrequenz nicht wesentlich. Am Speisepunkt wird der Leiter aufgetrennt (7) und direkt eine Gleichtaktdrossel (8) eingefügt. An den gegenüberliegenden Polen (9) der Gleichtaktdrossel kann nun wahlweise entweder in der Nähe der tiefsten Resonanzfrequenz des erfindungsgemäßen Dipols mit Koaxialkabel oder auf beliebigen Frequenzen mit Paralleldrahtleitung gespeist werden. Diese an sich bekannte Gleichtaktdrossel (F. Gerth, DE 592184 ) ist wichtiger Bestandteil der Anordnung. Sie erzwingt Stromsymmetrie auf der speisenden Übertragungsleitung, indem sie für Gegentaktströme transparent erscheint, aber Gleichtaktströmen eine hohe Impedanz entgegenstellt. So kann die Übertragungsleitung selbst nicht strahlen und wird wirkungsvoll vom Strahler entkoppelt. Die Gleichtaktdrossel läßt sich durch ein beliebiges anders geartetes Stromsymmetrierglied ersetzen. Anders als bei der Endspeisung über eine λ/4-Transformationsleitung sind bei der erfindungsgemäßen Dipolantenne die gefalteten Abschnitte explizit strahlender Teil der Antenne.

Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Dipolantenne ist an einem Ausführungsbeispiel in 2 dargestellt. Dabei ist der Strahler aus einem einzigen Stück üblicher konfektionierter Paralleldrahtleitung hergestellt. Die hier verwendete Leitung besteht aus zwei ca. 1,2 mm starken Kupferbeschichteten Stahldrähten (10.1, 10.2), die durch ein dazwischenliegendes Polyäthylen-Band (11) in ca. 20 mm Abstand parallel geführt werden und ebenfalls mit Polyäthylen ummantelt sind. Aus dem Band sind rechteckige Fenster (12) herausgestanzt, um die dielektrischen Verluste auf der Leitung zu minimieren. Der nominelle Wellenwiderstand dieser Leitung beträgt Z0 = 450 Ω (Typ: 551, Hersteller: The WireMan Inc., USA). Mit dieser Leitung ergibt sich für eine tiefste Resonanzfrequenz f eine typische Strahlerlänge von l[m] = 94,5/f [MHz]. Bekanntlich sind Antennen von Umgebungseinflüssen abhängig, vor allem von Aufbauhöhe und Leitwert des Erdbodens, weshalb die exakte Länge im Versuch zu ermitteln ist. Verglichen mit einem konventionellen Halbwellen-Dipol mit einer typischen Strahlerlänge im HF-Bereich von l[m] = 145,4/f [MHz] (K. Rothammel, A. Krischke: Rothammels Antennenbuch. DARC Ver lag, Baunatal 2002, 12.Aufl., S.187) beträgt die Länge also nur etwa 65%. Etwa in der Mitte dieser Leitung wird einer ihrer beiden Leiter elektrisch unterbrochen, indem ein Stück herausgetrennt wird (13). Die Länge dieser Unterbrechung ist unkritisch, sollte aber etwa dem Leiterabstand entsprechen. Durch den Wellenwiderstand der Leitung ergibt sich die Lage der Leiterunterbrechung in der Strahlermitte. Bei Verwendung eines anderen Leitungstyps mit abweichendem Wellenwiderstand müssen sowohl die Strahlerlänge als auch die Lage der Leiterunterbrechung entlang des Strahlers entsprechend der Beschreibung zu 1 ermittelt werden. Die Abspann-Isolatoren (14.1, 14.2) an beiden Strahlerenden bestehen aus Glasfaserverstärkten Epoxydharzplatten, die jeweils mit einem Bohrloch (15.1, 15.2) zur Befestigung eines Abspannseils versehen sind. Am nicht gespeisten Ende werden die beiden Leiter der Paralleldrahtleitung auf eine gemeinsame Kupferfläche (16) und am gespeisten Ende getrennt jeweils auf eine eigene Kupferfläche (17.1, 17.2) gelötet, welche mit dem jeweiligen Abspann-Isolator verklebt sind. Auf dem Abspann-Isolator am gespeisten Ende sind zusätzlich eine Gleichtaktdrossel, eine Koaxial-Schraubbuchse sowie zwei Schraubklemmen befestigt. Die Gleichtaktdrossel besteht aus einem Ferrit-Ringkern (18) der bifilar, also mit zwei parallel geführten und vorzugsweise Teflonisolierten Litzendrähten (19) bewickelt ist. Um eine möglichst hohe Gleichtaktimpedanz zu erhalten, werden so viele Windungen aufgebracht, wie ohne Windungsabstand auf der Innenfläche einlagig auf den Ringkern passen. Die beiden Litzendrähte sind an einem Wicklungsende jeweils mit den Leitern der Paralleldrahtleitung auf den Kupferflächen (17.1, 17.2) verlötet. Am anderen Wicklungsende sind die beiden Litzendrähte jeweils mit einem Anschluß (20.1, 20.2) der Koaxial-Schraubbuchse (Typ: SO239), sowie parallel dazu jeweils mit einer Schraubklemme (21.1, 21.2) verlötet. Der Anschluß der Übertragungsleitung zur indirekten Speisung erfolgt wahlweise entweder für Koaxialbkabel über die Koaxial-Schraubbuchse oder für Paralleldrahtleitung über die beiden Schraubklemmen.

Die erfindungsgemäße Dipolantenne wurde nach dem in 2 dargestellten Ausführungsbeispiel für resonanten Betrieb im 20m-Amateurfunkband (14000–14350 KHz) hergestellt, in einer mittleren Höhe von 5 m über dem Erdboden aufgebaut und über Koaxialkabel (Typ: RG-58) mit einem Wellenwiderstand von nominell 50 Ω gespeist. Der Strahler besteht aus einem 6,7 m langen Stück konfektionierter Paralleldrahtleitung (Typ: 551). Umfangreiche Versuche sowohl im Empfangs- als auch im Sendebetrieb haben ergeben, daß die gestellte Aufgabe in vollem Umfang gelöst wurde. 3 zeigt im Diagramm das auf dem Koaxialkabel gemessene Stehwellenverhältnis (VSWR) als Maß der Fehlanpassung in Abhängigkeit von der Frequenz. Die Grundlinie des Diagramms entspricht perfekter Anpassung mit VSWR = 1,0. Im gesamten 20m-Amateurfunkband ist die Anpassung sehr gut mit einem VSWR von maximal etwa 1,6 an der oberen Bandgrenze. Das VSWR bleibt in einem breiten Frequenzbereich von etwa 13,7 bis 14,5 MHz entsprechend einer Bandbreite von 800 KHz unter 2. Dieser Wert entspricht etwa der von modernen Transistorisierten Kurzwellensendern gerade noch ohne nennenswerte Leistungsreduzierung tolerierten Fehlanpassung.

Claims

Dipolantenne mit zweipoliger Speisung an einem Strahlerende (3.1), gekennzeichnet durch folgende Merkmale: – die Leiterenden (2.1, 2.2) des Strahlers sind zurückgefaltet, – die zurückgefalteten Leiterenden (2.1, 2.2) sind durch ein Dielektrikum (6) getrennt, – die Länge der gefalteten Abschnitte (4.1, 4.2) ist jeweils größer als ihr Leiterabstand (5.1, 5.2), – die geometrische Strahlerlänge ist um 25% bis 50% reduziert bezogen auf einen konventionellen Halbwellen-Dipol für dieselbe tiefste Resonanzfrequenz, – die Speisung erfolgt über ein dazwischengeschaltetes Stromsymmetrierglied (8), – das den Eingangswiderstand bestimmende Längenverhältnis der gefalteten Abschnitte (4.1, 4.2) ist so bemessen, daß der Eingangswiderstand auf der tiefsten Resonanzfrequenz etwa dem Wellenwiderstand von Koaxialkabel entspricht.
Dipolantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Strahler aus einem Stück Paralleldrahtleitung hergestellt ist, indem am nicht gespeisten Ende dieser Paralleldrahtleitung ihre beiden Leiter elektrisch verbunden sind sowie an geeigneter Stelle entlang dieser Paralleldrahtleitung einer ihrer beiden Leiter elektrisch unterbrochen ist.
Dipolantenne nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Paralleldrahtleitung einen Wellenwiderstand zwischen 300 und 600 Ω aufweist und etwa in der Mitte der Paralleldrahtleitung einer ihrer beiden Leiter elektrisch unterbrochen ist.