DE10218305A1 - Resonanz-Inverter-Schaltung - Google Patents

Abstract

Eine Resonanzinverterschaltung ist vorgesehen, die leichter in Gewicht und kleiner in der Kapazität gemacht werden kann. Mit einer Hauptschaltung (2A) in einem stationären Modus werden die IGBTs (Q7 bis Q12) eines Hilfskreises (2B) gesteuert und die Energie eines elektrischen Stroms (ILr) wird in einer Resonanzinduktivität (Lr) gespeichert. Weiterhin werden mit einem elektrischen Strom (ILr) Überspannungsschutzkondensatoren geladen (C1, C5) und entladen (C2, C5). DOLLAR A Zu dieser Zeit werden die Spannungen (V1 bis V6) zwischen beiden Anschlüssen der IGBTs (Q1, Q6), während die zugeordneten Überspannungsschutzkondensatoren (C1, C6) geladen werden, Null und ein ZVS ist erreicht. DOLLAR A Außerdem, wenn die Überspannungsschutzkondensatoren (C2, C5) vollständig entladen sind und die den Überspannungsschutzkondensatoren entsprechenden Freilaufdioden (D1, D2) und IGBTs (Q2, Q5) sowohl die Spannungen (V2, V5) zwischen beiden den Terminals des IGBTs und der elektrische Strom Null sind, dann sind ZVS und ZCS erreicht.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Inverterschaltung zum Treiben einer Last wie zum Beispiel einen Motor. Im besonderen bezieht sich die Erfindung auf eine Resonanzinverterschaltung, die einen Über­ spannungsschutzkondensator zum Durchführen von weichen Schaltvor­ gängen umfasst.

Beispiele herkömmlicher Inverterschaltungen zum Antreiben einer Last wie zum Beispiel einen Motor beinhalten die in den US Patenten No. 5 710 698, No. 5 642 273 und No. 5 047 913 offenbarte Technologie.

Zum Beispiel in einem weichschaltenden Inverter gemäss herkömmlicher Technologie ist, wie in Fig. 8 gezeigt, ein Motor 1, der einen Dreiphase­ ninduktionsmator oder einen bürstenlosen Gleichstrommotor oder der­ gleichen umfasst, mit dem weichschaltenden Inverter als eine Last ver­ bunden, und umfasst zum Beispiel einen Inverter, der als Schalterele­ mente Q1 bis Q6 IGBTs (engl. Insulated Gate Bipolar Transistors = Bipolartransistoren mit isolierter Steuerelektrode) verwendet.

In dem Inverter sind die IGBTs Q1 bis Q6 mit beiden Seiten einer Gleich­ stromquelle 3 in einer Dreiphasenbrückenstruktur verbunden, die eine U-Phase, eine V-Phase und eine W-Phase umfasst.

Freilaufdioden (FWD) D1 bis D6, die zwischen einem Kollektor und ei­ nem Emitteranschluss eines jeden IGBTs verbunden sind, dienen zur Zirkulation der durch die induktive Belastung des Motors 1 erzeugten Regenerativenergie und der von der induktiven Last gespeicherten elek­ trischen Energie.

Weiterhin dienen zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss der IGBTs verbundene Überspannungsschutzkondensatoren C1 bis C6 zur Aufnahme der zwischen dem Kollektor und dem Emitteranschluss jedes IGBTs während des Ein- oder Ausschaltens angelegten Stossspannung.

Außerdem sind eine Gleichstromquelle 3 und ein Glättungskondensator C9 mit dem Inverter verbunden.

Mittelpunktspannungs-Speicherkondensatoren C7 und C8 zum Speichern einer Mittelpunktspannung sind in Reihe mit beiden Seiten des Glättungs­ kondensators C9 verbunden.

Eine mit den Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C2 in Reso­ nanz stehende Induktivität L1 und eine zur Leitung des Resonanzstroms durch die Induktivität L2 bidirektionale Schalteinheit SU1 sind zwischen dem Verbindungspunkt der Mittelpunktsspannungs-Speicherkondensato­ ren C7 und C8 und dem Verbindungspunkt der Überspannungsschutz­ kondensatoren C1 und C2 der U-Phase verbunden.

In ähnlicher Weise sind eine mit den Überspannungsschutzkondensatoren C3 und C4 in Resonanz stehende Induktivität L2 und eine zur Leitung des Resonanzstroms durch die Induktivität L2 bidirektionale Schalteinheit SU2 zwischen dem Verbindungspunkt der Mittelpunktspannungs-Speicherkon­ densatoren C7 und C8 und dem Verbindungspunkt der Überspannungs­ schutzkondensatoren C3 und C4 der V-Phase verbunden.

Außerdem sind eine mit den Überspannungsschutzkondensatoren C5 und C6 in Resonanz stehende Induktivität L3 und eine zur Leitung des Reso­ nanzstroms durch die Induktivität L3 bidirektionale Schalteinheit SU3 zwischen dem Verbindungspunkt der Mittelpunktspannungs-Speicherkon­ densatoren C7 und C8 und dem Verbindungspunkt der Überspannungs­ schutzkondensatoren C5 und C6 der W-Phase verbunden.

Eine oben gezeigte Konfiguration kann auch als überspannungsgeschütz­ ter Hilfsresonanz-Umschalt-Verbindungszweigartiger-Inverter (engl. auxili­ ary resonant commutated arm link snubber inverter) bezeichnet werden. Falls zum Beispiel der IGBT Q1 in einem solchen weichschaltenden In­ verter ausgeschaltet wird, und dann der IGBT Q2 nach einer kurzen Ver­ zögerung eingeschaltet wird, fließt der Ladestrom des Überspannungs­ schutzkondensators C1 und der Entladestrom des Überspannungsschutz­ kondensators C2 durch die Mittelpunktspannungs-Speicherkondensatoren C7 und C8 durch die Induktivität L1.

Falls zum gleichen Zeitpunkt die IGBTs Q4 und Q6 ausgeschaltet wer­ den, und dann die IGBTs Q3 und Q5 nach einer kurzen Verzögerung eingeschaltet werden, werden die Ladeströme der Überspannungsschutz­ kondensatoren C4 und C6 und die Entladeströme der Überspannungs­ schutzkondensatoren C3 und C5 von den Mittelpunktsspannungs-Kon­ densatoren C7 und C8 über die Induktivitäten L2 und L3 bereitgestellt.

Durch Laden und Entladen des Überspannungsschutzkondensators ge­ mäss des Resonanzstroms des Überspannungsschutzkondensators und der Induktivität kann dann auf diese Art und Weise, wenn der IGBT aus­ geschaltet und der Überspannungsschutzkondensator geladen wird, ein ZVS (engl. Zero Voltage Switching = Schalten im Spannungsnullpunkt) verwirklicht werden, da der an den IGBT angelegte Spannungsanstieg gemäss der durch den Überspannungsschutzkondensator angewandten Zeitkonstante verzögert wird.

Falls umgekehrt der Überspannungsschutzkondensator entladen ist, be­ vor der IGBT eingeschaltet ist, leitet eine Freilaufdiode und dadurch wer­ den die an den IGBT angelegte Spannung und Strom gleich Null. Auf diese Weise wird ein ZVS (engl. Zero Voltage Switching = Schalten im Spannungsnullpunkt) und ein ZCS (engl. Zero Current Switching = Schalten im Stromnullpunkt) des IGBTs verwirklicht.

Somit kann der während des Ein- und Ausschaltens auftretende Verlust durch die Schalterelemente, wie zum Beispiel den IGBTs, verringert werden.

Weiterhin zeigt Fig. 9 einen weichschaltenden Inverter gemäss her­ kömmlicher Technologie, der auch als überspannungsgeschützter Hilfs­ resonanz-Wechselstrom-Verbindung-Inverter (engl. auxiliary resonant AC link snubber inverter) bezeichnet werden kann.

Auf ähnliche Weise wie schon beim in der Fig. 8 überspannungsge­ schützten Hilfsresonanz-Umschalt-Verbindungszweigartigen-Inverter sind ein Glättungskondensator C9 und ein Inverter mit beiden Seiten der Gleichstromquelle 3 verbunden.

In dem Inverter sind die IGBTs Q1 bis Q6, an die jeweils die Freilaufdio­ den D1 bis D6 und die Überspannungsschutzkondensatoren C1 bis C6 angeschlossen sind, mit einer eine U-Phase, eine V-Phase und eine W-Phase enthaltende Dreiphasenbrückenstruktur verbunden.

Eine mit den Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C2 in Reso­ nanz stehende Induktivität L4 und eine zur Leitung des Resonanzstroms durch die Induktivität L4 bidirektionale Schalteinheit SU4 sind zwischen dem Verbindungspunkt der Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C2 der U-Phase und mit dem Verbindungspunkt der Überspannungs­ schutzkondensatoren C3 und C4 der V-Phase des Inverters verbunden.

Überdies sind eine mit den Überspannungsschutzkondensatoren C3 und C4 in Resonanz stehende Induktivität L5 und eine zur Leitung des Reso­ nanzstroms durch die Induktivität L5 bidirektionale Schalteinheit SU5 zwischen dem Verbindungspunkt der Überspannungsschutzkondensato­ ren C3 und C4 der V-Phase und mit dem Verbindungspunkt der Über­ spannungsschutzkondensatoren C5 und C6 der W-Phase des Inverters verbunden.

Weiterhin sind eine mit den Überspannungsschutzkondensatoren C5 und C6 in Resonanz stehende Induktivität L6 und eine zur Leitung des Reso­ nanzstroms durch die Induktivität L6 bidirektionale Schalteinheit SU6 zwischen dem Verbindungspunkt der Überspannungsschutzkondensato­ ren C1 und C2 der U-Phase des Inverters und mit dem Verbindungspunkt der Überspannungsschutzkondensatoren C5 und C6 der W-Phase des Inverters verbunden.

Der einzige Unterschied zwischen dem in der Fig. 9 gezeigten überspan­ nungsgeschützten Hilfsresonanz-Wechselstrom-Verbindung-Inverter und dem in Fig. 8 gezeigten überspannungsgeschützten Hilfsresonanz-Um­ schalt-Verbindungszweigartigen-Inverters besteht im elektrischen Stromp­ fad zum Laden und Entladen der Überspannungsschutzkondensatoren, während die damit verbundenen Prinzipien zur Erzielung von ZVS und ZCS an jedem der IGBT Schalterelemente die gleichen sind.

In einem weichschaltenden Inverter gemäss der oben erwähnten her­ kömmlichen Technologie, können der durch die IGBTs (die Schalterele­ mente) fließende Strom und die an den IGBTs angelegte Spannung durch Bildung eines aus einem Überspannungsschutzkondensator und jeder Induktivität umfassenden Resonanzstromkreises gesteuert werden.

Folglich führt dies zu einer Verringerung der in den Schalterelementen auftretenden Verluste während des Ein- und Ausschaltens.

Wegen der Zunahme des für die Induktivität durch den Spitzenleitstrom bestimmten erforderlichen Kern-Belastungsvermögens bei Erhöhung des gesteuerten Laststroms, erhöht sich auch das Gewicht und die Kapazität der Induktivität.

Daher ergibt sich das Problem, dass ein, gemäss der herkömmlichen Technologie weichschaltender Inverter, der einen mindestens so großen elektrischen Strom wie den Laststrom aufweist, drei Induktivitäten erfor­ dert, wegen des erforderlichen Gewichts und der Kapazität der Induktivi­ täten, nicht leichter oder kleiner gemacht werden kann.

In Anbetracht der obigen Umstände ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Resonanzinverterschaltung vorzusehen, die leichter und kleiner in ihrer Kapazität gemacht werden kann.

Um die oben genannten Probleme zu lösen, umfasst eine überspannungs­ geschützte Resonanzinverterschaltung gemäss der vorliegenden Erfin­ dung:
sechs Hauptschalterelemente (wie zum Beispiel die IGBTs Q1 bis Q6 der Ausführung) die mittels einer Schaltsteuerung entweder durchlassend oder sperrend geschaltet sind, wobei drei Gruppen aus je zwei Haupt­ schalterelementen, die jeweils eine Phase einer Dreiphasenbrücke enthal­ ten und mit der Dreiphasenbrücke verbunden sind,
und jede Gruppe der Hauptschalterelemente in Reihe mit beiden An­ schlüssen einer Stromquelle (wie zum Beispiel die Gleichstromquelle 3 der Ausführung) verbunden sind;
sechs Freilaufdioden (wie zum Beispiel die Freilaufdioden D1 bis D6 der Ausführung), die zwischen zwei Anschlüssen jedes der Hauptschalter­ elemente parallel verbunden sind;
sechs Überspannungsschutzkondensatoren (wie zum Beispiel die Über­ spannungsschutzkondensatoren C1 bis C6 der Ausführung), die zwi­ schen zwei Anschlüssen jedes der Hauptschalterelemente parallel ver­ bunden sind;
einen Dreiphasen-Ausgangsanschluss zum Anschließen einer Last (wie zum Beispiel der Motor 1 der Ausführung), jeweils angeschlossen an einem Verbindungspunkt der zwei Hauptschalterelemente, die jede Grup­ pe enthält;
eine sechs Hilfsschalterelemente (wie zum Beispiel die IGBTs Q7 bis Q12 und die Schutzdioden D7 bis D12 der Ausführung) aufweisende Brücken­ schaltung, die einen Stromfluss in eine einzige Richtung bewirkt, wobei drei Gruppen von je zwei Hilfsschalterelementen in einer Dreiphasen­ brücke verbunden sind und gemeinsame Verbindungspunkte der zwei Hilfsschalterelemente, die jede Gruppe der Hilfsschalterelemente umfasst, jeweils mit den Dreiphasen-Ausgangsanschluss verbunden sind;
und eine Resonanzinduktivität (wie zum Beispiel die Resonanzinduktivität Lr der vorliegenden Ausführung), die mit den Überspannungsschutzkon­ densatoren einen Resonanzkreis bildet, der an einen gegenüberliegenden Anschluss verbunden ist, der wiederum mit dem Verbindungspunkt der Hilfsschalterelemente verbunden ist.

In einem weichschaltenden Inverter mit dem oben genannten Aufbau, wird das Laden und Entladen der sechs Überspannungsschutzkondensa­ toren gesteuert durch einen Resonanzstrom, der zu der einzigen Induktivi­ tät fließt, die zusammen mit den parallel mit den sechs Hauptschalter­ elementen verbundenen sechs Überspannungsschutzkondensatoren und mit der die sechs Hilfsschalterelemente umfassenden und mit der Indukti­ vität verbundenen Brückenschaltung einen Resonanzkreis bildet.

Während bei Verwendung der herkömmlichen Technologie für jede Phase eine Induktivität benötigt wird, was sich auf eine Gesamtzahl von drei Induktivitäten für die Schaltung aufsummiert, wird in der vorliegenden Erfindung die Anzahl der benötigten Induktivitäten für die gesamte Schaltung auf eine reduziert. Dies ermöglicht die Durchführung eines weichen Schaltens mit weniger Schaltungsverlust in der Inverterschal­ tung und damit einen effizienteren Betrieb der Inverterschaltung.

Dadurch kann das Gewicht des Inverters verringert und die Kapazität verkleinert werden.

In einem überspannungsgeschützten Resonanzinverter der vorliegenden Erfindung umfasst vorzugsweise eines der Hilfsschalterelemente einer jeden Gruppe der Hilfsschalterelemente ein unidirektionales Schalterele­ ment (wie zum Beispiel die IGBTs Q7, Q9, Q11 der Ausführung), wel­ ches den elektrischen Strom nur in einer Richtung zu dem Verbindungs­ punkt der Hilfsschalterelemente hin durchlassend schaltet, und ein ande­ res einer der Hilfsschalterelemente einer jeden Gruppe der Hilfsschalter­ elemente ein unidirektionales Schalterelement (wie zum Beispiel die IGBTs Q8, Q10, Q12 der Ausführung) umfasst, welches den elektrischen Strom nur in einer Richtung von dem Verbindungspunkt der Hilfsschalter­ elemente weg durchlassend schaltet.

Gemäss des obigen Aufbaus, bei dem ein in einer Richtung fließender Induktionsstroms verwendet wird, sind jene zwei der insgesamt sechs Überspannungsschutzkondensatoren, die in Reihe mit den beiden Seiten der Stromquelle verbunden sind, dazu bestimmt eine Gruppe von Über­ spannungsschutzkondensatoren zu bilden, die eine der Phasen des Drei­ phaseninverters umfassen.

Der Lade- und Entladestrom der Überspannungsschutzkondensatoren einer Phase, der in entgegengesetzter Richtung fließt, ist dazu bestimmt den Lade- und Entladestrom der Überspannungsschutzkondensatoren einer anderen Phase zu bilden, so dass für alle Phasenkombinationen, die in einer Schaltung, die durch die Dreiphasenbrückenverbindung gebildet ist, es möglich ist die Richtung des elektrischen Stromflusses durch jede Phase zu steuern.

Vorzugsweise weisen in einem überspannungsgeschützten Resonanzin­ verter der vorliegenden Erfindung die unidirektionalen Schalterelemente eine Stehspannung sowohl für die Hin- als auch für die Rückrichtung auf, die größer ist als eine Spannung der Stromquelle (wie zum Beispiel die Gleichstromquelle VB der Ausführung).

Gemäss des obigen Aufbaus ist es möglich, dass die Steuerung des Schaltens auf den Hilfsschalterelementen durchgeführt wird, so dass alle elektrischen Lade und Entladestrommuster der Überspannungsschutz­ kondensatoren dargestellt werden können.

Vorzugsweise sind in einem überspannungsgeschützten Resonanzinverter der vorliegenden Erfindung die unidirektionalen Schalterelemente Bipolar­ transistoren mit isolierter Steuerelektrode (wie zum Beispiel die IGBTs Q7 bis Q12 der Ausführung), wobei jedes Hilfsschalterelement einen Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode und eine Diode (wie zum Beispiel die Freilaufdioden D7 bis D12 der Ausführung) umfasst, wobei die Diode eine Diode ist, bei der entweder ein Anodenanschluss mit ei­ nem Kollektoranschluss des Bipolartransistors mit isolierter Steuerelek­ trode oder bei der ein Kathodenanschluss mit einem Emitteranschluss des Bipolartransistors mit isolierter Steuerelektrode verbunden ist.

Gemäss des obigen Aufbaus ist spannungsgesteuertes Hochgeschwindig­ keitsschalten möglich unter Verwendung der an den Steueranschluss des IGBTs angelegten Steuerspannung. Überdies erlauben die Eigenschaften des IGBTs während des Durchlasses Schalten, bei dem die Sättigungs­ spannung zwischen den Anschlüssen niedrig ist.

Vorzugsweise sind in einem überspannungsgeschützten Resonanzinverter der vorliegenden Erfindung die unidirektionalen Schalterelemente Metall­ oxid-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), wobei jedes Hilfsschalterelement einen Metalloxid-Feldeffekttransistoren und eine Diode umfasst, wobei die Diode eine Diode ist, bei der entweder der Anodenanschluss mit einem Drainanschluss des Metalloxid-Feldeffekttransistors oder bei der ein Kathodenanschluss mit einem Sourceanschluss des Metalloxid-Feld­ effekttransistors verbunden ist.

Gemäss des obigen Aufbaus erlauben die Eigenschaften des MOSFETs spannungsgesteuertes Hochgeschwindigkeitsschalten unter Verwendung der an den Steueranschluss des MOSFETs angelegten Steuerspannung.

Vorzugsweise sind in einem überspannungsgeschützten Resonanzinverter der vorliegenden Erfindung die unidirektionalen Schalterelemente rück­ wärtssperrende Thyristoren (wie zum Beispiel die rückwärtssperrenden Thyristoren T1 bis T6 der Ausführung).

Gemäss des obigen Aufbaus erlauben die Eigenschaften des Thyristors stromgesteuertes Schalten von großen Strömen unter Verwendung der an den Steueranschluss des rückwärtssperrenden Thyristors angelegten Steuerstroms.

Um den Aufbau und die Funktionsweise der vorliegenden Erfindung zu verstehen, wird im folgenden detailliert eine bevorzugte Ausführung der Erfindung anhand von Zeichnungen erklärt.

Es zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild, das den Aufbau einer Inverterschaltung gemäss einer Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 2A den Betrieb eines Modus 1 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 2B den Betrieb eines Modus 2 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 2C den Betrieb eines Modus 3 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 3A den Betrieb eines Modus 4 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 3B den Betrieb eines Modus 5 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 3C den Betrieb eines Modus 6 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 4A den Betrieb eines Modus 7 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 4B den Betrieb eines Modus 8 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 4C den Betrieb eines Modus 9 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 5A den Betrieb eines Modus 10 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 5B den Betrieb eines Modus 11 der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung.

Fig. 6 ein Wellenformdiagramm, das die sich ändernden Wellenformen eines jeden Abschnitts für jeden Modus der Inverterschaltung gemäss der gleichen Ausführung zeigt.

Fig. 7 ein Schaltbild, das die Inverterschaltung gemäss einer anderen Ausführung zeigt, wobei rückwärtssperrende Thyristoren als Hilfsschal­ terelemente verwendet werden.

Fig. 8 ein Schaltbild, das den Aufbau einer Inverterschaltung gemäss der herkömmlichen Technologie zeigt.

Fig. 9 ein Schaltbild, das einen anderen Aufbau einer Inverterschaltung gemäss der herkömmlichen Technologie zeigt.

Im Folgenden werden bevorzugte Ausführungen der vorliegenden Erfin­ dung gemäss den Zeichnungen beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Inverterschaltung gemäss einer Ausfüh­ rung der vorliegenden Erfindung.

In Fig. 1 umfasst die Inverterschaltung gemäss der vorliegenden Erfin­ dung eine Hilfsschaltung 2B und eine Hauptschaltung 2A, an die als Last ein Motor 1 angeschlossen ist, der einen Dreiphaseninduktionsmotor oder einen bürstenlosen Gleichstrommotor oder dergleichen umfasst.

Die Hauptschaltung 2A umfasst einen Inverter, der zum Beispiel die IGBTs Q1 bis Q6 als Hauptschalterelemente verwendet.

Die Hilfsschaltung 2A umfasst Hilfsschalterelemente, wobei zum Beispiel die IGBTs Q7 bis Q12 als unidirektionale Schalterelemente verwendet werden, und einen eine Resonanzinduktivität Lr umfassenden Resonator. Überdies weisen die IGBTs Q7 bis Q12 eine Stehspannung sowohl für die Hin- als auch für die Rückrichtung auf, die gleich oder größer als die Spannung der Gleichstromquelle 3 ist.

Andere Elemente wie zum Beispiel rückwärtssperrende Thyristoren, GTOs (engl. Gate-Turn-Off Thyristors = Abschaltthyristoren d. h. mittels Gitter abschaltbare Thyristoren), bipolare Transistoren oder MOSFETs (Metall­ oxid-Feldeffekttransistoren) können auch als Schalterelemente anstelle der IGBTs als Q1 bis Q12 verwendet werden.

Weiterhin ist die Hauptschaltung 2A eine Schaltung, in der die IGBTs Q1 bis Q6 in einer Dreiphasenbrückenstruktur, die eine U-Phase, eine V-Pha­ se und eine W-Phase umfasst, mit beiden Enden eines Glättungskonden­ sator C9 verbunden sind, der parallel zur Gleichstromquelle 3 verbunden ist.

Freilaufdioden D1 bis D6 sind zwischen dem Kollektoranschluss und dem Emitteranschluss jedes IGBTs verbunden, um die Regenerativenergie der induktiven Last des Motors und die in der induktiven Last gespeicherten elektrischen Energie zu zirkulieren.

Speziell ist der Kollektoranschluss jedes IGBTs mit dem Anodenan­ schluss einer Freilaufdiode verbunden, während der Emitteranschluss des IGBTs mit dem Kathodenanschluss der entsprechenden Freilaufdiode verbunden ist.

Außerdem sind die Überspannungsschutzkondensatoren C1 bis C6 zur Aufnahme der während des Ein- und Ausschaltens zwischen dem Kollek­ tor- und dem Emitteranschluss der IGBTs angelegten Stossspannung zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss jedes IGBTs verbunden.

Weiterhin verlaufen innerhalb der Hauptschaltung 2A drei Phasenaus­ gangsanschlüsse der U-Phase, der V-Phase und der W-Phase der Inver­ terschaltung der vorliegenden Ausführung von den Verbindungspunkten des Emitteranschlusses des IGBTs Q1 und dem Kollektoranschluss des IGBTs Q2, des Emitteranschlusses des IGBTs Q3 und dem Kollektoran­ schluss des IGBTs Q4 und des Emitteranschlusses des IGBTs Q5 und dem Kollektoranschluss des IGBTs Q6. Die Anschlüsse der U-Phase, der V-Phase und der W-Phase des Motors 1 sind jeweils mit diesen drei Pha­ senausgangsanschlüssen verbunden.

Überdies ist auch die Hilfsschaltung 2B mit den drei Phasenausgangs­ anschlüssen der Hauptschaltung 2A verbunden.

In der Hilfsschaltung 2B sind die IGBTs Q7 bis Q12 in einer Dreiphasen­ brückenstruktur, die eine U'-Phase, eine V'-Phase und eine W'-Phase umfasst, mit beiden Enden einer Resonanzinduktivität Lr verbunden, die zusammen mit den in der Hauptschaltung verwendeten C1 bis C6 Über­ spannungsschutzkondensatoren einen Schwingkreis bilden. Schutzdioden D7, D9 und D11 sind jeweils mit den Kollektoranschlüssen der IGBTs Q7, Q9 und Q11 verbunden. Insbesondere sind die Kollektoranschlüsse der IGBTs Q7, Q9 und Q11 jeweils in Reihe mit den Anodenanschlüssen der Schutzdioden D7, D9, und D11 verbunden.

Auf ähnliche Weise sind die Schutzdioden D8, D10 und D12 jeweils mit den Emitteranschlüssen der jeweiligen IGBTs Q8, Q10 und Q12 verbun­ den.

Speziell sind die Emitteranschlüsse der IGBTs Q8, Q10 und Q12 jeweils in Reihe mit den Kathodenanschlüssen der Schutzdioden D8, D10, und D12 verbunden.

Weiterhin sind die Reihenschaltungen, die die unidirektionalen Schal­ tungselemente und die Schutzdioden enthalten, als Hilfsschalterelemente definiert.

Weiterhin sind wie oben beschrieben, die Schutzdioden D7, D9 und D11 mit den Kollektoranschlüssen der IGBTs Q7, Q9 und Q11 und die Schutz­ dioden D8, D10 und D12 mit den Emitteranschlüssen der IGBTs Q8, Q10 und Q12 verbunden.

Jedoch können die Schutzdioden D7, D9 und D11 auch mit den Emitter­ anschlüssen der IGBTs Q7, Q9 und Q11 verbunden und die Schutzdio­ den D8, D10 und D12 können mit den Kollektoranschlüssen der IGBTs Q8, Q10 und Q12 verbunden sein.

Weiterhin könnten die Schutzdioden auch alle mit den Kollektoranschlüs­ sen der IGBTs Q7 bis Q12, oder umgekehrt könnten die Schutzdioden auch alle mit den Emitteranschlüssen der IGBTs Q7 bis Q12 verbunden sein. Kurz dargestellt, ist jede Konfiguration angemessen, solange die IGBTs der Hilfsschalterelemente, in die die IGBTs eingebaut sind, durch die Schutzdioden vor der an die Hilfsschalterelemente angelegten Span­ nung geschützt werden.

Überdies gilt das gleiche für solche Fälle in denen MOSFETs anstelle der IGBTs verwendet werden. Anders gesagt sollten auch die MOSFETs der Hilfsschalterelemente von der auf die Hilfselemente, in die die MOSFETs eingebaut sind, angelegten Spannung geschützt werden, entweder durch in Reihe Verbindung des Anodenanschlusses der Schutzdiode mit dem Drainanschluss des MOSFETs, oder aber durch in Reihe Verbin­ dung des Kathodenanschlusses der Schutzdiode mit dem Sourcean­ schluss des MOSFETs.

Weiterhin wenn rückwärtssperrende Thyristoren in den unidirektionalen Schalterelementen verwendet werden, werden Schutzdioden in den Hilfs­ schalterelementen nicht benötigt.

Überdies wird der, unter Verwendung von rückwärtssperrenden Thyristo­ ren in den unidirektionalen Schalterelementen, verwendete Aufbau wei­ ter unten detailliert beschrieben.

Weiterhin sind die drei Phasenausgangsanschlüsse der Hauptschaltung 2A und der Hilfsschaltung 2B auf folgende Weise verbunden. Der U-Pha­ senanschluss des Dreiphasenausgangsanschlusses ist mit der Verbin­ dungsstelle der U'-Phase des Hilfsschaltkreises 2B verbunden (anders ausgedrückt die Verbindungsstelle zwischen dem den IGBT Q7 beinhal­ tende Hilfsschalterelement und dem den IGBT Q8 beinhaltende Hilfs­ schalterelement).

Auf ähnliche Weise ist der V-Phasenanschluss des Dreiphasenausgangs­ anschlusses mit der Verbindungsstelle der V'-Phase des Hilfsschaltkrei­ ses 2B verbunden (anders ausgedrückt die Verbindungsstelle zwischen dem den IGBT Q9 beinhaltenden Hilfsschalterelement und dem den IGBT Q10 beinhaltenden Hilfsschalterelement).

Überdies ist der W-Phasenanschluss des Dreiphasenausgangsanschlusses mit der Verbindungsstelle der W'-Phase des Hilfsschaltkreises 2B ver­ bunden (anders ausgedrückt die Verbindungsstelle zwischen dem den IGBT Q11 beinhaltende Hilfsschalterelement und dem den IGBT Q12 beinhaltende Hilfsschalterelement).

Insbesondere ist in dem in Fig. 1 gezeigten Schaltungsaufbaus der U-Pha­ senanschluss des Dreiphasenausgangsanschlusses mit der Verbindungs­ stelle zwischen dem Emitteranschluss des IGBTs Q7 und dem Kollektor­ anschluss des IGBTs Q8 verbunden.

Auf die gleiche Weise ist der V-Phasenanschluss des Dreiphasenaus­ gangsanschlusses mit der Verbindungsstelle zwischen dem Emitteran­ schluss des IGBTs Q9 und dem Kollektoranschluss des IGBTs Q10 ver­ bunden.

Überdies ist der W-Phasenanschluss des Dreiphasenausgangsanschlus­ ses mit der Verbindungsstelle zwischen dem Emitteranschluss des IGBTs Q11 und dem Kollektoranschluss des IGBTs Q12 verbunden.

Weiterhin wenn die Verbindungen der IGBTs und der Schutzdioden, die die Schalterelemente umfassen, vertauscht werden, dann werden die Namen der zugehörigen Anschlüsse der Verbindungen auch ausge­ tauscht.

Im folgenden wird der Betrieb der Inverterschaltung gemäss der vorlie­ genden Ausführung unter Verwendung der Zeichnungen beschrieben.

In der Betriebsbeschreibung der Schaltung werden zunächst die Sym­ bole, die die Spannung und den Strom in jedem Abschnitt des Schalt­ bilds der Fig. 1 definieren und das Ein/Ausschalten jedes Schalterele­ ments definieren, beschrieben.

Zuerst werden die Spannung und der elektrische Strom jedes Abschnitt in der weiter unten beschriebenen Weise definiert.

• 1. Die an den beiden Enden angelegte Spannung der Parallelschaltung, die den IGBT Q1, die Freilaufdiode D1 und den Überspannungsschutzkon­ densator C1 umfasst, als V1 definiert, wobei die Kollektorseite des IGBTs Q1 als die Vorwärtsrichtung definiert wird. Weiterhin wird der Strom des von diesem Parallelkreis zu der Last (der Motor 1) hin fließenden Stroms als Is1 definiert, wobei diese Fliessrichtung als Vorwärtsrichtung definiert wird.
• 2. Auf die gleiche Weise wird die an den beiden Enden angelegte Span­ nung der Parallelschaltung, die den IGBT Q3, die Freilaufdiode D3 und den Überspannungsschutzkondensator C3 umfasst, als V3 definiert, wobei die Kollektorseite des IGBTs Q3 als die Vorwärtsrichtung definiert wird. Weiterhin wird der Strom des von diesem Parallelkreis zu der Last hin fließenden Stroms als Is3 definiert, wobei diese Fliessrichtung als Vorwärtsrichtung definiert wird.
• 3. Die an beiden Enden angelegte Spannung der Parallelschaltung, die den IGBT Q5, die Freilaufdiode D5 und den Überspannungsschutzkon­ densator C5 umfasst, als V5 definiert, wobei die Kollektorseite des IGBTs Q5 als die Vorwärtsrichtung definiert wird. Weiterhin wird der Strom des von diesem Parallelkreis zu der Last hin fließenden Stroms als Is5 defi­ niert, wobei diese Fliessrichtung als Vorwärtsrichtung definiert wird.
  Weiterhin werden die elektrischen Ströme Is2, Is4 und Is6, für die die Definition der Vor- und Rückwärtsrichtungen des elektrischen Stroms entgegen denen der in (1) bis (3) definierten elektrischen Ströme Is1, Is3 und Is5 ist, sowie die Spannungen V2, V4, und V6 wie folgt definiert:
• 4. Es wird die an beiden Enden angelegte Spannung der Parallelschal­ tung, die den IGBT Q2, die Freilaufdiode D2 und den Überspannungs­ schutzkondensator C2 umfasst, als V2 definiert, wobei die Kollektorseite des IGBTs Q2 als die Vorwärtsrichtung definiert wird. Weiterhin wird der Strom des von der Last zu diesem Parallelkreis hin fließenden Stroms als Is2 definiert, wobei diese Fliessrichtung als Vorwärtsrichtung definiert wird.
• 5. Auf ähnliche Weise wird die an beiden Enden angelegte Spannung der Parallelschaltung, die den IGBT Q4, die Freilaufdiode D4 und den Überspannungsschutzkondensator C4 umfasst, als V4 definiert, wobei die Kollektorseite des IGBTs Q4 als die Vorwärtsrichtung definiert wird. Weiterhin wird der Strom des von der Last zu diesem Parallelkreis hin fließenden Stroms als Is4 definiert, wobei diese Fliessrichtung als Vor­ wärtsrichtung definiert wird.
• 6. Es wird die an beiden Enden angelegte Spannung der Parallelschal­ tung, die den IGBT Q6, die Freilaufdiode D6 und den Überspannungs­ schutzkondensator C6 umfasst, als V6 definiert, wobei die Kollektorseite des IGBT Q6 als die Vorwärtsrichtung definiert wird. Weiterhin wird der Strom des von der Last zu diesem Parallelkreis hin fließenden Stroms als Is6 definiert, wobei diese Fliessrichtung als Vorwärtsrichtung definiert wird.

Überdies werden wenn die Stromrichtung zur Last hin als Vorwärtsrich­ tung definiert wird, die Ströme der drei nur zur Last hin fließenden Pha­ senströme jeweils als Iu, Iv und Iw definiert.

Weiterhin wird der Ein/Ausgeschaltet Zustand der IGBTs Q1 bis Q12 in der folgenden Weise unter Verwendung eines logischen Werts "1" /"0" definiert.

Zunächst wird ein Zustand, in dem der obere IGBT Q1 der U-Phase des Hauptkreises 2A eingeschaltet und der untere IGBT Q2 ausgeschaltet ist, mit "1" bezeichnet, während ein Zustand, bei dem der obere IGBT Q1 ausgeschaltet und der untere IGBT Q2 eingeschaltet ist, mit "0" bezeich­ net wird.

In ähnlicher Weise wird ein Zustand, bei dem der obere IGBT Q3 der V-Phase eingeschaltet und der untere IGBT Q4 ausgeschaltet ist, mit "1" bezeichnet, während ein Zustand, bei dem der obere IGBT Q3 der V-Pha­ se ausgeschaltet und der untere IGBT Q4 eingeschaltet ist, mit "0" be­ zeichnet.

Ebenso Weise wird in der W-Phase ein Zustand, bei dem der obere IGBT Q5 der W-Phase und der untere IGBT Q6 ausgeschaltet ist, mit "1" be­ zeichnet, während ein Zustand, bei dem der obere IGBT Q5 ausgeschal­ tet und der untere IGBT Q6 eingeschaltet ist, mit "0" bezeichnet wird.

Weiterhin wird ein Zustand, bei dem der obere IGBT Q7 der U'-Phase eingeschaltet und der untere IGBT Q8 ausgeschaltet ist, mit "1" bezeich­ net, während ein Zustand, bei dem der untere IGBT Q8 der U'-Phase eingeschaltet und der obere IGBT Q7 ausgeschaltet ist, mit "0" bezeich­ net wird.

Auf eine ähnliche Weise wird ein Zustand, bei dem der obere IGBT Q9 der V'-Phase eingeschaltet und der untere IGBT Q10 ausgeschaltet ist, mit "1" bezeichnet, während ein Zustand, bei dem der untere IGBT Q10 der V'-Phase eingeschaltet und der obere IGBT Q9 ausgeschaltet ist, mit "0" bezeichnet wird.

Ebenso wird in der W'-Phase ein Zustand, bei dem der obere IGBT Q11 der W-Phase eingeschaltet und der untere IGBT Q12 ausgeschaltet ist, mit "1" bezeichnet, während ein Zustand, bei dem der untere IGBT Q12 eingeschaltet und der obere IGBT Q11 ausgeschaltet ist, mit "0" bezeich­ net wird.

Demgemäss bezeichnet zum Beispiel (U, V, W) = (1,0,0) einen Zustand, bei dem der IGBT Q1 eingeschaltet, der IGBT Q2 ausgeschaltet, der IGBT Q3 ausgeschaltet, der IGBT Q4 eingeschaltet, der IGBT Q5 ausgeschaltet und der IGBT Q6 eingeschaltet sind.

Überdies werden in der Schaltungsanordnung der Komponenten wie in Fig. 1 gezeigt, die oberen IGBTs Q1, Q3, Q5, Q7, Q9 und Q11 als "H"-Seite-Schalterelemente und die unteren IGBTs Q2, Q4, Q6, Q8, Q10 und Q12 als "L"-Seite-Schalterelemente definiert.

Weiterhin kann ein Zustand, bei dem sowohl die IGBTs der H-Seite als auch die L-Seite der IGBTs ausgeschaltet sind, nicht mit "0" oder "1" beschrieben werden. Eine Notierung für diesen Zustand H, L gleichzeitig ausgeschaltet" wird dem Wellenformdiagramm der Fig. 6 als Zwischenni­ veau zwischen "1" und "0" zugefügt.

Überdies wird wie in Fig. 2A bis Fig. 5B gezeigt der Betrieb von jedem Modus von Modus 1 bis Modus 11 unten definiert.

Hier wird der Fall, bei dem (U, V, W) gesteuert werden, so dass (1,0,0) - < (0,0,1) - < (1,1,0) als Beispiel zur Beschreibung des Steuermo­ dus des Inverters gemäss der vorliegenden Ausführung verwendet wird. Eine Zusammenfassung des Betriebs/Zustands der Modi 1 bis 11 für diesen besonderen Fall wird weiter unten gezeigt.

• a) Modus 1: stationärer Modus, bei dem (U, V, W) = (1,0,0) ist
• b) Modus 2: Anfangsstromspeicher-Modus in dem Übergangszu­ stand von (1,0,0) zu (0,0,1)
• c) Modus 3: Resonanzmodus in dem Übergangszustand von (1,0,0) zu (0,0,1)
• d) Modus 4: Regenerativmodus in dem Übergangszustand von (1,0,0) zu (0,0,1)
• e) Modus 5: stationärer Modus, bei dem (U, V, W) = (0,0,1)
• f) Modus 6: Anfangsstromspeicher-Modus in dem Übergangszu­ stand von (0,0,1) zu (1,1,0) (1. Schritt)
• g) Modus 7: Anfangsstromspeicher-Modus in dem Übergangszu­ stand von (0,0,1) zu (1,1,0) (2. Schritt)
• h) Modus 8: Resonanzmodus in dem Übergangszustand von (0,0,1) zu (1,1,0)
• i) Modus 9: Regenerativmodus in dem Übergangszustand von (0,0,1) zu (1,1,0) (1. Schritt)
• j) Modus 10: Regenerativmodus in dem Übergangszustand von (0,0,1) zu (1,1,0) (2. Schritt)
• k) Modus 11: stationärer Modus, bei dem (U, V, W) = (1, 1,0) ist

Weiterhin ist für die Fälle, bei denen die Steuersequenz von der obigen abweicht, der Betrieb der Schaltung ähnlich zu der oben beschriebenen.

Überdies wie in den Wellenformdiagrammen in der Fig. 6 gezeigt wird, entspricht die in der untersten Reihe gezeigten Modus-Nummer den vor­ her erwähnten Modus-Nummern und die verschiedenen Wellenformen stellen Signalwellenformen dar, die jedem der obigen Modi entsprechen.

Im folgenden wird der Betrieb der Inverterschaltung gemäss der vorlie­ genden Ausführung detaillierter auf der Grundlage der oben definierten Bezeichnungen für die Spannung und den Strom in jedem Abschnitt und dem einausgeschalteten Zustand jedes Schaltungselements beschrieben.

Zuerst, da sich im Modus 1(a) die Inverterschaltung in einem stationären Zustand befindet, in dem (U, V, W) = (1,0,0) ist, fließt der Strom von der Gleichstromquelle 3 durch den IGBT Q1 hin zum U-Phasenanschluss des Motors 1, fließt zurück vom V-Phasenanschluss und dem W-Phasen­ anschluss des Motors 1, und fließt weiter zurück zur Gleichstromquelle 3 durch jeweils den IGBT Q4 bzw. den IGBT Q6. Weiterhin sind in dem stationären Zustand des Modus 1 die H-Seite-Schalterelemente IGBTs Q7, Q9 und Q12 des Hilfsschaltkreises 2 B eingeschaltet, und die L-Sei­ te-Schalterelemente IGBTs Q8, Q10, und Q11 ausgeschaltet, da aber keine Energie in der Resonanzinduktivität Lr gespeichert ist, fließt kein Strom zur Resonanzinduktivität Lr.

Weiter mit der Schaltung in einem durch den Modus 1 beschrieben Zu­ stand wird, wenn die IGBTs Q8 und Q11 des Hilfsschaltkreises 2B einge­ schaltet und die IGBTs Q7 und Q12 ausgeschaltet sind, ein Übergang zu einem Zustand des Modus 2 (b) eingeleitet, wobei dann (b) ein Teil des elektrischen Stroms von dem IGBT Q1 zum U-Phasenanschluss des Motors 1 durch die Resonanzinduktivität Lr fließt und zurück zur Gleich­ stromquelle 3 über den IGBT Q4 und dem IGBT Q6 zurückfließt, hierbei speichert die Resonanzinduktivität Lr die Energie des durch die Resonan­ zinduktivität Lr anfänglich fließenden elektrischen Strom ILr.

Wenn genügend elektrischer Strom ILr gespeichert ist, und die Größe des elektrischen Stroms ILr einem Betrag ungefähr einer der elektrischen Ladeströme Iu, Iv, Iw, die zum Motor 1 fließen entspricht (obschon es eine positive und negative Unterscheidung gemäss der Richtung des elektrischen Stromflusses gibt, werden in diesem Fall nur die Absolut­ werte verglichen).

Dann werden die IGBTs Q1 und Q6 ausgeschaltet, und der Modus schrei­ tet weiter zum Resonanzmodus des Modus 3(c).

Bis zu diesem Punkt waren die IGBTs Q1 und Q6 eingeschaltet und keine Spannung wurde an die Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C6 angelegt, aber der Übergang zum Resonanzmodus bewirkt eine Erhöhung der Spannungen V1 und V6 zwischen beiden Seiten der Überspannungs­ schutzkondensatoren C1 und C6, womit deren Ladevorgang beginnt. Jedoch können die Spannungen V1 und V6 zwischen den beiden Seiten der Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C6 wegen der durch die Kondensatoren gegebenen Zeitkonstanten nicht schnell steigen, und die IGBTs Q1 und Q6 werden mit der Spannung zwischen beiden Seiten der Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C6 (anders ausgedrückt die Spannungen V1 und V6 zwischen den beiden Seiten des IGBT Q1 und Q6) Null ausgeschaltet, und folglich ist ein ZVS erreicht.

In dem Wellenformdiagramm in der Fig. 6 ändert sich der Schaltungs­ zustand des Hauptkreises 2A, wenn der absolute Wert der elektrischen Lastströme Iu oder Iv ungefähr gleich dem elektrischen Stroms ILr ist. Überdies stellt die gepunktete Linie des elektrischen Stroms ILr den Vergleich des absoluten Werts mit Absolutwerten der elektrischen Last­ ströme Iv und Iw dar.

Weiterhin werden die ZVS der IGBTs Q1 und Q6 jeweils durch die Punkte A und B dargestellt.

Weiterhin wurde bis zu diesem Zeitpunkt eine Spannung vergleichbar der Stromquelle VB an den Überspannungsschutzkondensatoren C2 und C5 angelegt, aber im Resonanzmodus des Modus 3, verringern sich die Spannungen V2 und V5 zwischen den beiden Seiten der Überspan­ nungsschutzkondensatoren C2 und C5 zusammen mit dem Laden der Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C6, da der elektrische Entla­ devorgang der Überspannungsschutzkondensatoren C2 und C5 wegen des Anschlusses der Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C6 beginnt.

Der Ladestrom dieser Überspannungsschutzkondensatoren C1 und C6 und der Entladestrom der Überspannungsschutzkondensatoren C2 und C5 fließt innerhalb der Schaltung durch die Resonanzinduktivität Lr als Resonanzstrom.

Falls überdies dieser Resonanzmodus fortdauert, fließt mehr Resonanz­ strom wegen der in der Resonanzinduktivität Lr gespeicherten Energie, und wenn die Spannungen V2 und V5 zwischen den beiden Seiten der Überspannungsschutzkondensatoren C2 und C5 Null erreichen, dann fließt die in der Resonanzinduktivität Lr gespeicherte Energie durch die Freilaufdioden D2 und D5.

Dadurch werden die IGBTs Q2 und Q5, die parallel mit den Freilaufdioden D2 und D5 verbunden sind, eingeschaltet und der Regenerativmodus des Modus 4(d) beginnt.

Zu diesem Zeitpunkt wenden die IGBT Q2 und Q5 ZVS an und werden mit Spannungen zwischen den beiden Seiten der Überspannungsschutz­ kondensatoren C2 und C5 (anders ausgedrückt die Spannungen V2 und V5 zwischen den beiden Seiten des IGBT Q2 und Q5) von Null eingeschaltet.

Weiterhin, da der ganze elektrische Strom durch die Freilaufdioden D2 und D5 und kein elektrischer Strom durch die IGBTs Q2 und Q5 fließt, wenden die IGBTs Q2 und Q5 ZCS an und werden bei einem elektri­ schen Strom von Null eingeschaltet.

In dem Wellenformdiagramm in der Fig. 6 wird der ZVS und der ZCS der IGBTs Q2 und Q5 jeweils durch die Punkte C bzw. D veranschaulicht.

Weiterhin werden in dem Regenerativmodus des Modus 4 ein von dem W-Phasenanschluss des Motors 1 zu der positiven Elektrode der Gleich­ stromquelle 3 über den IGBT Q5 fließender Regenerativstrom,
ein von dem V-Phasenanschluss des Motors 1 zu der negativen Elektrode der Gleichstromquelle 3 durch den IGBT Q4 fließender Regenerativstrom,
ein zu dem U-Phasenanschluss des Motors 1 über den IGBT Q2 fließen­ der Regenerativstrom,
und ein durch den IGBT Q8, die Resonanzinduktivität Lr und den IGBT Q11 fließender Strom
durch die regenative Energie des Motors 1 und der in der Resonanzinduk­ tivität gespeicherten Energie, erzeugt.

Weil jedoch die Spannung der Gleichstromquelle 3 als eine Gegenspan­ nung zur Resonanzinduktivität Lr angelegt wird, um den Strom ILr zu verringern, verringert sich der Strom ILr allmählich und erreicht Null.

Wenn der elektrische Strom ILr Null erreicht, dann wird der Strom, der versucht zur Emitterseite des IGBTs Q8 und Q11 zu fließen mittels der Spannung der Gleichstromquelle 3 durch die Schutzdioden D8 und D11 aufgehalten und der stationäre Zustand des Zustands 5(e) tritt ein.

Im folgenden wird das Fortschreiten vom Modus 5, der ein stationärer Zustand mit (U, V, W) = (0,0,1) ist, zum Modus 11, der ein stationärer Zustand mit (U, V, W) = (1,1,0) ist, beschrieben.

Zuerst schreitet die Sequenz zu dem anfänglichen Stromspeichermodus des Modus 6 (1. Schritt) (f) vom stationären Modus des Modus 5, wenn die IGBTs Q7, Q9 und Q12 des Hilfsschaltkreises 2B eingeschaltet und die IGBTs Q8, Q10 und Q11 ausgeschaltet sind.

Infolgedessen fließt ein Teil des Regenerativstroms des Motors 1, der von dem W-Phasenanschluss des Motors 1 kommt, zu dem IGBT Q5 durch die Resonanzinduktivität Lr und zurück zum Motor 1, oder fließt von der Gleichstromquelle 3 über die IGBTs Q7 oder Q9, wobei die elektrische Energie des elektrischen Stroms ILr in der Resonanzinduktivität Lr als anfänglicher elektrischer Strom gespeichert wird.

In diesem Zustand, wenn der elektrische Strom ILr einen Wert erreicht, der den des elektrischen Laststroms Iu oder Iw übersteigt, beginnt der Anfangsstromspeichermodus (2. Schritt) des Modus 7, und der elek­ trische Strom fließt, der in den Freilaufdioden D2 und D5 geflossen war, verschwindet und ein elektrischer Strom fließt durch die IGBTs Q2 und Q5 in Vorwärtsrichtung. Hierbei, wenn die IGBTs Q2, Q4 und Q5 ausge­ schaltet sind, dann fließt in einer ähnlichen Weise wie für den vorher erwähnte Modus 3 beschrieben worden ist, ein Entladungsstrom zu den Überspannungsschutzkondensatoren C1, C3 und C6 als ein Resonanz­ strom der Resonanzinduktivität Lr, und ein Ladestrom fließt zu den Über­ spannungsschutzkondensatoren C2, C4 und C5 und der Resonanzmodus des Modus 8(h) tritt ein.

Überdies, in einer ähnlichen Weise wie die IGBTs Q1 und Q6 im Modus 3, wenden die IGBTs Q2, Q4 und Q5 ZVS an und werden bei der Span­ nung zwischen beiden Seiten der Überspannungsschutzkondensatoren C2, C4, C5 (anders ausgedrückt: die Spannungen V2, V4 und V5 zwi­ schen beiden Seiten der IGBTs Q2, Q4 und Q5) gleich Null ausgeschal­ tet.

In dem Wellenformdiagramm in der Fig. 6 ändert sich der Schaltungs­ zustand in der Hauptschaltung 2A an dem Punkt, bei dem der elektrische Strom ILr den absoluten Wert des Laststroms Iu oder Iw übersteigt.

Weiterhin ist der ZVS der IGBTs Q2, Q4 und Q5 durch die Punkte E, F und G gekennzeichnet.

Falls außerdem dieser Resonanzmodus weiterbesteht, dann fließt in einer ähnlichen Weise wie im Modus 4, weiter ein Resonanzstrom infolge der ein der Resonanzinduktivität Lr gespeicherten Energie und wenn die Spannungen V1, V3 und V6 zwischen den beiden Seiten der Überspan­ nungsschutzkondensatoren C1, C3 und C6 Null erreichen, dann fließt die in der Resonanzinduktivität Lr gespeicherte Energie durch die Freilauf­ dioden D1, D3 und D6. Dabei, falls die IGBTs Q1, Q3 und Q6, die in parallel zu den Freilaufdioden D1, D3 und D6 angeschlossen sind, einge­ schaltet sind, tritt der Regenerativmodus (Schritt 1) des Modus 9(i) ein. Zu diesem Zeitpunkt wenden die IGBTs Q1, Q3 und Q6 ZVS an und werden eingeschaltet bei der Spannung zwischen beiden Seiten der Über­ spannungsschutzkondensatoren C1, C3, C6 (anders ausgedrückt: die Spannungen V1, V3 und V6 zwischen den beiden Seiten der IGBTs Q1, Q3 und Q6) gleich Null.

Weiter, weil der ganze elektrische Strom zu den Freilaufdioden D1, D3 und D6 fließt und weil kein Strom zu den IGBTs Q1, Q3, und Q6 fließt, wenden die IGBTs Q1, Q3, Q6 ZCS an und werden bei einem elektri­ schen Strom von Null eingeschaltet.

In dem Wellenformdiagramm in der Fig. 6 sind der ZVS und der ZCS der IGBTs Q1, Q3 und Q6 jeweils durch die Punkte H, I und J gekennzeich­ net.

Weiterhin, falls dieser Zustand weiterbesteht, hört der elektrische Strom der Freilaufdioden D1 und D6, der wegen der in in der Resonanzinduktivi­ tät Lr gespeicherten Energie floss, auf zu fließen und der Regenerativmodus (Schritt 2) des Modus 10(j) tritt ein, wobei der Regenerativstrom des Motors 1 in einer Vorwärts­ richtung zu den IGBTs Q1 und Q6 fließt.

Weil außerdem die Spannung der Gleichstromquelle 3 als eine Gegen­ spannung zu der Resonanzinduktivität angelegt ist, um den Strom ILr zu verringern, nimmt der Strom ILr allmählich ab und erreicht Null. Wenn der Strom Null erreicht hat, wird der Strom, der versucht zur Emitterseite der IGBTs Q7, Q9 und Q12 mittels der Stromquellenspannung der Gleich­ stromquelle 3 zu fließen durch die Schutzdioden D7, D9 und D12 ge­ stoppt und der stationäre Modus des Modus 11(k) tritt ein.

Der Betrieb des Modus 1(a) bis Modus 11(k) wie in den Fig. 2A bis Fig. 5B in einer Inverterschaltung gemäss der vorliegenden Ausführung ist beschrieben unter Verwendung des Beispiels, bei dem (U, V, W) so ge­ steuert sind, so dass (1,0,0) - < (0,0,1) - < (1,1,0) ist. Außerdem wenn eine räumliche Vektor-PWM (engl. Pulse Width Modulation = Pulsweiten­ modulation) Steuerung in der Inverterschaltung durchgeführt wird, ist der Betrieb der Inverterschaltung beim Übergang zwischen anderen Steuer­ vektoren der gleiche wie in dem obigen Fall, bei dem (U, V, W) so gesteu­ ert ist, so dass (1,0,0) - < (0,1,1) - < (1,1,0), und als solche wird die Be­ schreibung weggelassen.

Außerdem zeigt Fig. 7 ein Schaltbild einer Inverterschaltung gemäss einer anderen Ausführung der vorliegenden Erfindung, wobei rückwärtssper­ rende Thyristoren T1 bis T6 als Hilfsschalterelemente des Hilfsschalter­ kreises 2B verwendet werden. Der theoretische Betrieb der Schaltung in Fig. 7 ist der gleiche wie der in Fig. 1 gezeigten Schaltung, aber unter­ scheidet sich in der Ein-Ausschaltsteuerung der Hilfsschalterelemente, darin dass die Steueranschlüsse der vorher erwähnten IGBTs spannungs­ gesteuert sind, wohingegen die Steueranschlüsse der rückwärtssperren­ den Thyristoren T1 bis T6 durch Strom gesteuert werden. In der Schal­ tung in Fig. 7 ist es möglich in Abhängigkeit der Eigenschaften der Thyri­ storen große Ströme zu steuern.

Eine Resonanzinverterschaltung ist vorgesehen, die leichter in Gewicht und kleiner im Belastungsvermögen gemacht werden kann. Mit einer Hauptschaltung (2A) in einem stationären Modus, werden die IGBTs (Q7 bis Q12) eines Hilfskreises (2B) gesteuert und die Energie eines elektri­ schen Stroms (ILr) wird in einer Resonanzinduktivität (Lr) gespeichert. Weiterhin werden mit einem elektrischen Strom (ILr) Überspannungs­ schutzkondensatoren geladen (C1, C5) und entladen (C2, C5).

Zu dieser Zeitpunkt werden die Spannungen (V1 bis V6) zwischen beiden Anschlüssen der IGBTs (Q1, Q6) Null, während die zugeordneten Über­ spannungsschutzkondensatoren (C1, C6) geladen werden, und ein ZVS ist erreicht.

Außerdem, wenn die Überspannungsschutzkondensatoren (C2, C5) voll­ ständig entladen sind, und die den Überspannungsschutzkondensatoren entsprechenden, Freilaufdioden (D1, D2) und IGBTs (Q2, Q5) sowohl die Spannungen (V2, V5) zwischen den beiden Terminals des IGBTs und der elektrische Strom Null sind, dann sind ZVS und ZCS erreicht.

Eine Resonanzinverterschaltung ist vorgesehen, die leichter in Gewicht und kleiner in der Kapazität gemacht werden kann. Mit einer Hauptschal­ tung (2A) in einem stationären Modus, werden die IGBTs (Q7 bis Q12) eines Hilfskreises (2B) gesteuert und die Energie eines elektrischen Stroms (ILr) wird in einer Resonanzinduktivität (Lr) gespeichert. Weiterhin werden mit einem elektrischen Strom (ILr) Überspannungs­ schutzkondensatoren geladen (C1, C5) und entladen (C2, C5).

Zu dieser Zeit, werden die Spannungen (V1 bis V6) zwischen beiden Anschlüssen der IGBTs (Q1, Q6), während die zugeordneten Überspan­ nungsschutzkondensatoren (C1, C6) geladen werden, Null und ein ZVS ist erreicht.

Außerdem, wenn die Überspannungsschutzkondensatoren (C2, C5) voll­ ständig entladen sind, und die den Überspannungsschutzkondensatoren entsprechenden, Freilaufdioden (D1, D2) und IGBTs (Q2, Q5) sowohl die Spannungen (V2, V5) zwischen beiden den Terminals des IGBTs und der elektrische Strom Null sind, dann sind ZVS und ZCS erreicht.

Claims (6)

1. Resonanzinverterschaltung umfassend:
sechs Hauptschalterelemente (Q1 bis Q6), die mittels einer Schalt­ steuerung entweder durchlassend oder sperrend geschaltet sind,
wobei drei Gruppen von je zwei Hauptschalterelementen, die jede Phase einer Dreiphasenbrücke umfassen mit der Dreiphasenbrücke verbunden sind,
und jede Gruppe der Hauptschalterelemente in Reihe an beide Anschlüsse einer Energiequelle (3) angeschlossen ist;
sechs Freilaufdioden (D1 bis D6), die parallel zwischen zwei An­ schlüssen jedes der Hauptschalterelemente angeschlossen sind;
sechs Überspannungsschutzkondensatoren (C1 bis C6), die parallel zwischen zwei Anschlüssen jedes der Hauptschalterelemente ange­ schlossen sind;
ein Dreiphasen-Ausgangsanschluss zum Anschließen einer Last (1), der jeweils an einen Verbindungspunkt der zwei Hauptschalter­ elemente jeder Gruppe angeschlossen ist;
eine sechs Hilfsschalterelemente (Q7 bis Q12, D7 bis D12) auf­ weisende Brückenschaltung, die einen Stromfluss in eine einzige Richtung bewirkt, wobei drei Gruppen von je zwei Hilfsschalter­ elementen in einer Dreiphasenbrücke verbunden sind und die den beiden Hilfsschalterelementen jeder Gruppe von Hilfsschalterele­ menten gemeinsamen Verbindungspunkte jeweils mit dem Drei­ phasen-Ausgangsanschluss verbunden sind;
und eine mit den Überspannungsschutzkondensatoren eine Reso­ nanzschaltung bildende Resonanzinduktivität (Lr), die an einen dem Verbindungspunkt der Hilfsschalterelemente abgewandten An­ schluss verbunden ist.

2. Inverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eines der Hilfsschalterelemente einer jeden Gruppe der Hilfsschal­ terelemente ein unidirektionales Schalterelement (Q7, Q9, Q11) umfasst, welches den elektrischen Strom nur einer Richtung zum Verbindungspunkt der Hilfsschalterelemente hin leitet, und ein anderes einer der Hilfsschalterelemente jeder der Gruppen der Hilfsschalterelemente ein unidirektionales Schalterelement (Q8, Q10, Q12) umfasst, welches den elektrischen Strom nur einer Richtung von dem Verbindungspunkt der Hilfsschalterelemente weg leitet.

3. Inverterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die unidirektionalen Schalterelemente eine Stehspannung sowohl für die Hin- als auch für die Rückrichtung aufweisen, die größer ist als die Spannung der Stromquelle (VB).

4. Inverterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die unidirektionalen Schalterelemente Bipolartransistoren mit iso­ lierter Steuerelektrode sind, jedes Hilfsschalterelement den Bipolartransistor mit isolierter Steu­ erelektrode und eine Diode umfasst, wobei die Diode entweder mit einem Anodenanschluss an einen Kollektoranschluss des Bipolar­ transistors mit isolierter Steuerelektrode oder die Diode mit einem Kathodenanschluss an einen Emitteranschluss des Bipolartransi­ stors mit isolierter Steuerelektrode angeschlossen ist.

5. Inverterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die unidirektionalen Schalterelemente Metalloxid-Feldeffekttransi­ storen sind, jedes Hilfsschalterelement den Metalloxid-Feldeffekttransistor und eine Diode umfasst, wobei die Diode entweder mit ihrem Anoden­ anschluss an einen Drainanschluss des Metalloxid-Feldeffekttransi­ stors oder die Diode mit ihrem Kathodenanschluss an einen Sour­ ceanschluss des Metalloxid-Feldeffekttransistors angeschlossen ist.

6. Inverterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die unidirektionalen Schalterelemente rückwärtssperrende Thyristo­ ren sind.