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Die vorliegende Erfindung betrifft generell elektronische Schaltungen zum Schalten von Leistung und betrifft insbesondere Leistungsmodule unter Verwendung von zwei oder mehr gesteuerten Schaltern. Insbesondere stellt die Erfindung verbesserte Topologien für Hochsetzschaltungen, Umrichter und Halbbrückenschaltungen bereit.
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Der Wirkungsgrad wird auf dem Gebiet von Leistungselektroniken und in vielen Anwendungen, etwa in Umrichtermodulen für den Solarmarkt, zunehmend bedeutsam, wobei die Optimierung des Wirkungsgrads sich als wesentliches Entwurfsziel darstellt. Photovoltaische Solarpanele verwenden häufig Umrichter bzw. Inverter mit Pulsweitenmodulation (PWM), um DC- bzw. Gleichstromleistung, die von der Solarzelle erzeugt wird, in AC- bzw. Wechselstromleistung umzuwandeln, die in das Versorgungsnetz einspeist werden kann. Zu typischen weiteren Anwendungen dieser Umrichter gehört ihre Verwendung in unterbrechungsfreien Leistungsversorgungen (UPS), Brennstoffzellen und Windkraftturbinen. Ferner können PWM-Umrichter eingesetzt werden, um eine Kompensation für reaktive Lasten, harmonische Löschung von Versorgungsnetzen oder als Antriebe mit variabler Geschwindigkeit für Induktionsmotoren bereitzustellen. Die am häufigsten eingesetzten Umrichter sind Einphasen- und Dreiphasen-Umrichter ohne Transformator.
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Die am häufigsten verwendeten Schaltelemente, die in Umrichteraufbauten verwendet werden, sind Feldeffekttransistoren, FET, etwa Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren, MOSFET, bipolare Transistoren, etwa bipolare Transistoren mit isoliertem Gate, IGBT, Transistoren mit bipolarem Übergang, BJT, und Thyristoren mit Abschaltung durch Gate, GTO. Üblicherweise wurden MOSFETs für Umrichteraufbauten mit geringer DC-Spannung oder geringer Leistung verwendet. IGBTs werden in Umrichteraufbauten mit mittlerer bis hoher Leistung oder hoher Spannung eingesetzt. GTOs werden in Umrichteraufbauten mit sehr hoher Leistung verwendet. In aktuelleren Entwicklungen werden sogenannte Superübergangs-(SJ)MOSFETs verwendet, die im Vergleich zu konventionellen MOSFET eine sehr geringe parasitäre Kapazität haben. Ein SJ-MOSFET hat ungefähr die Hälfte des Wertes für die Eingangs- und Ausgangskapazität, wodurch sich Vorteile in Hinblick auf die Schaltverluste und die Ansteuerverluste ergeben.
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Ferner betrifft die vorliegende Erfindung eine Leistungsfaktorkorrektur-(PF-) Hochsetzschaltung. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine PFC-Hochsetzschaltung, die schaltbare Leistungstransistoren enthält, um die Schaltung zwischen einem Sperrwandler- bzw. Speicher- und einem Durchfluss-Zustand umzuschalten.
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Es sind eine Reihe unterschiedlicher Schaltungsanordnungen für PFC-Hochsetzschaltungen von der Industrie in den vergangenen Jahren betrachtet worden, um zu versuchen, die Leistungsversorgungseffizienz zu maximieren, während andererseits die Anzahl der Komponenten reduziert wird und die Leistungsverluste minimiert werden. Eine herkömmliche Art der Anordnung einer Einphasen-PFC-Hochsetzschaltung beruhte auf einer Brückengleichrichtereinrichtung, um die AC-Netzspannung in eine sich kontinuierlich ändernde Gleichspannungsquelle gleichzurichten. Beispielsweise können konventionelle PFC-Hochsetzschaltungen Vollwellengleichrichter, die aus vier Diodenelementen bestehen, aufweisen. Es wird ein induktives Element in Reihe vorgesehen, wobei ein kapazitives Element parallel zur Ausgangsspannung des Gleichrichterausgangs vorgesehen wird. Ein steuerbarer Leistungstransistor wird so gesteuert, dass Energie in dem induktiven Element gespeichert und diese gespeicherte Energie in das kapazitive Element übertragen wird.
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Eine bekannte neutrale Hochsetz-PFC-Schaltung, die von der Firma Vincotech bereitgestellt wird, ist in 1 gezeigt. Gemäß dieser Topologie ist eine Induktivität zwischen einer AC-Leistungsversorgung und einem ersten AC-Eingangsknoten 102 angeschlossen. Eine erste Diode D10 ist zwischen dem ersten AC-Eingangsknoten 102 und einem ersten Anschluss eines ersten Kondensators C1 vorgesehen. Eine zweite Diode D14, die umgekehrt parallel zu der ersten Diode D10 liegt, ist zwischen dem ersten AC-Eingangsknoten 102 und einem ersten Anschluss eines zweiten Kondensators C2 vorgesehen. Die zweiten Enden des ersten und des zweiten Kondensators sind an einem zweiten AC-Eingangsknoten 104 miteinander und mit dem Massepotential verbunden. Eine Reihenschaltung aus zwei isolierten Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs) T1, T2 ist zwischen dem ersten AC-Eingangsknoten 102 und dem zweiten AC-Eingangsknoten 104 angeschlossen. Ferner sind Dioden D5 und D6 in dem Sperrwandler- bzw. Speicherpfad der IGBTs T1, T2 angeordnet, um Ströme in Sperrrichtung zu leiten und das Fehlen von Körperdioden in den Bipolartransistoren zu kompensieren. Beide IGBTs sind mit der gleichen Gate-Ansteuerungseinheit und der gleichen Leistungsversorgung verbunden.
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Jedoch ist in dieser bekannten Schaltung die volle Sperrspannung als maximale Nennspannung für die Dioden D1 und D4, beispielsweise 1200 V, erforderlich. Wenn Siliziumdioden mit einer derart hohen Nennspannung verwendet werden, wird die Schaltfrequenz zu gering (für gewöhnlich muss eine Schaltfrequenz von mehr als 4 kHz erreicht werden). Alternativ können teure Siliziumkarbid-(SiC-)Schottky-Barrierendioden verwendet werden. Ein Problem, das die in 1 gezeigte PFC-Schaltung betrifft, ist ein potentielles Schwingen bei Schnellabschaltung. Nach einem Abschalten der IGBTs T1, T2 führt der Rückwärts-Erholungsstrom zum Aufladen der Induktivität L in der Rückwärtsrichtung bzw. Sperrrichtung und zu einer Änderung der Spannung an dem ersten AC-Eingangsknoten 102 auf die entgegengesetzte Gleichspannung.
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Auch bei anderen bekannten Leistungsmodulschaltungen, etwa Umrichtern mit einer Topologie mit festgelegtem neutralem Punkt (NPC), werden schnelle Hochsetzdioden mit einer hohen Sperrspannung (beispielsweise 1200 V) benötigt. 8 bis 10 zeigen konventionelle Topologien von NPC-Umrichtermodulen mit gemischter Spannung, wobei die Dioden die Hälfte der Gleichspannung kommutieren müssen, aber die volle Spannung während der inaktiven Halbwelle sperren müssen. Anders ausgedrückt, es werden schnelle Dioden mit einer hohen Nennspannung benötigt, wodurch konventionelle Schaltungen teuer in der Herstellung sind.
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In der
US 8 582 331 B2 wird ein leistungselektronischer Schaltkreis beschrieben, der in der Lage ist, mit reaktiven Lasten umzugehen. Diese Druckschrift offenbart insbesondere ein Invertermodul, das erste und zweite Eingangsanschlüsse zum Anschließen einer DC-Leistungsquelle und erste und zweite Ausgangsanschlüsse zum Ausgeben einer AC-Spannung aufweist. Mindestens ein MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor) ist vorgesehen, der eine parasitäre Bodydiode aufweist. Das Invertermodul umfasst mindestens ein Sperrelement zum Inaktivieren der Bodydiode, um die Effizienz bei gleichzeitiger Fähigkeit zum Umgang mit reaktiven Lasten zu steigern. Weiterhin offenbart diese Druckschrift eine Halbleiterschaltvorrichtung mit mindestens einem MOSFET und mindestens einem IGBT (insulated gate bipolar transistor), die parallel zueinander geschaltet sind.
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Die
US 8 643 345 B2 offenbart einen kombinierten Halbleitergleichrichter mit einer Siliziumdiode mit pn-Übergang und einer Schottky-Diode, die eine höhere Durchbruchsspannung hat als die pn-Siliziumdiode. Die Schottky-Diode ist aus einem Halbleitermaterial hergestellt, dessen Bandlücke größer ist als die Bandlücke von Silizium. Der kombinierte Halbleitergleichrichter hat eine verkürzte Sperrverzögerungszeit, einen geringen Sperrstrom und eine hohe Durchbruchsspannung und wird in Leistungswandlern eingesetzt.
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Aus dem Artikel Bin Su et al.: „Single inductor three-level boost bridgeless PFC rectifier with nature voltage clamp”, The 2010 International Electronics Conference, p. 2092–2097, ist eine PFC-Topologie bekannt, die zwei Hochsetzsteller beinhaltet. Dabei sind jeweils ein MOSFET mit seiner Bodydiode und eine schnellere Diode in Serie geschaltet. Eine weitere (langsame) Diode ist jeweils mit dem Verbindungspunkt des MOSFET und der schnellen Diode einerseits und mit dem Verbindungspunkt zwischen den Ausgangskondensatoren andererseits verbunden. Die Spannung, die über der jeweiligen schnellen Diode abfällt, wird durch die Serienschaltung der Bodydiode des MOSFET in einem Zweig und die weitere langsame Diode sowie den MOSFET des anderen Zweig auf die Spannung V0 geklemmt.
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Die
JP 2001-245479 A offenbart ein Halbleiterpowermodul, bei dem zwei oder mehr Schottky-Dioden in Serie geschaltet sind. Insbesondere sind jeweils zwei SiC-Dioden antiparallel zu einem Schaltelement geschaltet, um den Energieverlust bei der Sperrverzögerung zu reduzieren.
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Aus dem Artikel Sidney Gierschner et al.: „Active rectifier with extended operating range” 2014 16th European Conference an Power Electronics and Applications. p. 1–10, ist ein sogenannter T-Typ 4-Level-Gleichrichter bekannt, bei dem sowohl die äußeren Schalter wie auch die inneren Schalter durch Dioden ersetzt sind, so dass sich jeweils eine Serienschaltung von zwei Dioden ergibt.
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Die
US 2004/0041230 A1 bezieht sich auf einen Halbleiterbaustein, bei dem zwei in Serie geschaltete Dioden in einem gemeinsamen Leistungsbausteingehäuse untergebracht sind. Die beiden Dioden sind so ausgelegt, dass sie im Wesentlichen die gleiche Sperrspannung und Sperrverzögerungszeit haben. Die gesamte Sperrspannung des Bausteins ergibt sich aus der Summe der beiden Einzelspannungen. Somit erscheint die Offenbarung dieser Druckschrift eher weiter von dem Gegenstand der vorliegenden Erfindung entfernt zu sein.
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Die Publikation Michael Frisch: ”Advantages of SiC Schottky diodes in fast switching power electronic solutions”, Power Electronics Europe, Issue 6, 2007, befasst sich mit der Verwendung von SiC Schottky-Dioden in PFC-Hochsetzstellern.
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Aus der
US 6 757 185 B2 sind verschiedene Dreiphasen-Dreipegel-Boost-Gleichrichtertopologien bekannt. Ein synchronisiertes Steuerungsverfahren für einen solchen Dreiphasen-Dreipegel-Boost-Gleichrichter mit reduzierter Eingangsstromwelligkeit und ausgeglichenen Ausgangsspannungen wird offenbart.
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Die
US 2008/0 258 252 A1 offenbart eine Schaltungsanordnung mit Freilaufdiode. Aufgabe ist es, den Leitungsverlust von vorhandenen Umwandlungsschaltungen bei gleichzeitiger Rauschunterdrückung zu verringern. Die Druckschrift offenbart eine Schaltungsanordnung mit wenigstens einer Schaltvorrichtung und einer Freilaufdiode parallel zur Schaltvorrichtung. Die Freilaufdiode wird von einer Parallelschaltung einer Silizium-PiN-Diode und einer Schottky-Diode gebildet, wobei für letztere als Basismaterial ein Halbleitermaterial mit einem Bandabstand verwendet wird, der größer ist als der von Silizium. Die Silizium-PiN-Diode und die Schottky-Diode befinden sich auf separaten Chips.
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Daher besteht ein Bedarf, eine verbesserte PFC-Hochsetzschaltung, eine verbesserte NPC-Umrichterschaltung, eine Hochsetzschaltung und einen Dreiphasen-Umrichter bereitzustellen, die mit billigeren Komponenten eingerichtet werden können, gleichzeitig aber sicher, robust und universell einsetzbar sind.
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Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Die vorliegende Erfindung beruht auf der Idee, dass – im Vergleich zu einer einzigen Diode mit einer speziellen Sperrspannung – die Verwendung einer Reihenschaltung aus mindestens zwei Dioden mit halber Sperrspannung die Aufladung während der Erholzeit in Sperrrichtung reduziert und daher die Schaltverluste reduziert. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die einzige Diode in diversen Leistungsmodulschaltungen durch eine Reihenschaltung von Dioden mit unterschiedlicher Erholungsgeschwindigkeit ersetzt.
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Gemäß einer ersten vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Leistungsfaktorkorrektur-(PFC-)Hochsetzschaltung zum Anschluss an eine Wechselstrom- bzw. (AC-)Leistungsquelle bereitgestellt, wobei die PFC-Hochsetzschaltung einen Wechselstrom- bzw. (AC-)Eingangsknoten zum Anschluss an eine AC-Leistungsquelle, einen Referenzpotentialknoten zum Anschluss an ein Referenzpotential, einen positiven Ausgangsknoten zur Ausgabe einer positiven DC- bzw. Gleichspannung und einen negativen Ausgangsknoten zur Ausgabe einer negativen DC-Spannung und mindestens einen ersten und einen zweiten Leistungstransistor aufweist, die anti-seriell in Bezug zueinander zwischen dem AC-Eingangsknoten und dem Referenzpotentialknoten angeschlossen sind.
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Eine erste Leistungsdiode ist antiparallel bzw. umgekehrt parallel zu dem ersten Leistungstransistor angeschlossen, und eine zweite Leistungsdiode ist antiparallel zu dem zweiten Leistungstransistor angeschlossen. Die erste und die zweite Leistungsdiode sind durch die Körperdioden des ersten und des zweiten Leistungstransistors gebildet, wobei beispielsweise die Leistungs transistoren MOSFETs oder IGBTs sind. Wenn die Leistungstransistoren auf der Grundlage von GaN hergestellt sind, wobei die Sperrspannungs- (oder Dioden-)Funktion einen etwas anderen Mechanismus hat, können die erste und die zweite Leistungsdiode vorteilhaft durch Dioden gebildet werden, die separat zu dem ersten und zu dem zweiten Leistungstransistor hergestellt sind. Beispielsweise können die Dioden in einer Schaltung für Synchrongleichrichtung des Schalters integriert sein.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine erste Diodenschaltung zwischen dem AC-Eingangsknoten und dem positiven Ausgangsknoten angeschlossen, wobei die erste Diodenschaltung eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Diodenelement mit unterschiedlichen Erholzeiten aufweist.
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Durch Ersetzen der einzigen Diode der konventionellen Anordnung durch zwei Dioden mit unterschiedlichen Erholzeiten kann eine der Dioden vorteilhafterweise eine Diode mit schneller Erholung sein und die andere kann eine Diode mit geringem Spannungsabfall sein, die für reduzierte statische Verluste optimiert ist. Im Betrieb übernimmt die schnelle Diode die Kommutation während des Schaltens, während die Diode mit geringem Spannungsabfall die Sperrfähigkeit während des statischen Sperrmodus erhöht. Diese Art der Funktion ist vorteilhaft beispielsweise für typische Dreistufen-AC/DC-Wandleranwendungen, das heißt für Dreiphasen-PFC. Während einer Halbwelle werden nur die nichtaktiven Dioden mit der vollen Sperrspannung belastet. Die Dioden, die bei der Kommutation beteiligt sind, erfahren lediglich die Hälfte der maximalen Spannung. Beispielsweise haben die beiden Dioden eine Nennsperrspannung von 600 V, wenn sie bei einer Gleichspannung von insgesamt 1200 V verwendet werden.
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Die Hochsetz-PFC-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt ein verbessertes Schaltverhalten und einen erhöhten Wirkungsgrad, wodurch 1200 V-Anwendungen ohne die Verwendung teurer Siliziumkarbid-Technologie möglich sind.
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Vorteilhafterweise liegen die Gate-Anschlüsse und die Emitter-(oder Source-)Anschlüsse der Halbleiter-Hochsetzschalter auf dem gleichen Spannungsniveau. Daher sind nur eine Gate-Ansteuerung und eine Leistungsversorgung erforderlich.
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Ferner ist keine dynamische Symmetrisierung erforderlich, da nur die halbe Gleichspannung bei der Kommutation geschaltet wird.
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Wie für den Fachmann auf diesem Gebiet ersichtlich ist, kann jeder beliebige Halbleiterschalter gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden. Beispielsweise können IGBTs, Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), GaN-Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMTs) oder jede andere geeignete Technologie eingesetzt werden.
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Wenn eine Feldeffekttechnologie verwendet wird, können die Dioden, die antiparallel zu den Schaltern sind, durch die Körperdioden und/oder durch eine synchrone Gleichrichtung ersetzt werden.
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Vorteilhafterweise ist das erste Diodenelement zwischen dem zweiten Diodenelement und dem Referenzpotentialknoten angeschlossen und umfasst eine sehr schnelle Halbleiterdiode mit einer Erholzeit von weniger als ungefähr 100 ns.
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Gemäß einer anschaulichen Ausführungsform umfasst das zweite Diodenelement eine Halbleiterdiode mit geringem Spannungsabfall mit einem Abfall der Durchlassspannung von weniger als ungefähr 1 V.
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Weiterhin kann ein erster Ausgangskondensator vorgesehen sein, der in Reihe zwischen der ersten Diodenschaltung und dem Referenzpotentialknoten angeschlossen ist. Dieser Kondensator kann beispielsweise ein integraler Bestandteil eines Leistungsmoduls sein, das die PFC-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist.
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Um eine symmetrische Schaltungsarchitektur bereitzustellen, ist eine zweite Diodenschaltung zwischen dem AC-Eingangsknoten und dem negativen Ausgangsknoten oder zwischen dem negativen Ausgangsknoten und einem Knoten, der den ersten und den zweiten Leistungstransistoren verbindet, vorgesehen. Bei Anschluss zwischen dem negativen Ausgangsknoten und einem Knoten, der den ersten und den zweiten Leistungstransistor verbindet, enthält die zweite Diodenschaltung eine Reihenschaltung aus zwei Diodenelementen, die unterschiedliche Erholzeiten besitzen. Die Anordnung mit nur einer Diode als zweite Diodenschaltung hat den Vorteil, dass sie eine Diode weniger erfordert.
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Ferner kann ein zweiter Ausgangskondensator in Reihe zwischen der zweiten Diodenschaltung und dem Referenzpotentialknoten geschaltet sein.
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Durch zusätzliches Vorsehen einer ersten Symmetrisierungsdiode, die zwischen dem Referenzpotentialknoten und einem Knoten, der die zwei Diodenelemente der ersten Diodenschaltung miteinander verbindet, angeschlossen ist, kann das Problem des potentiellen Schwingens effizient unterdrückt werden. Bei Bedarf ist auch eine Symmetrisierung des Leckstroms möglich, indem ein Widerstand parallel zu der Symmetrisierungsdiode vorgesehen wird. Ferner kann eine zweite Symmetrisierungsdiode zwischen dem Referenzpotentialknoten und einem Knoten angeschlossen werden, der die zwei Diodenelemente der zweiten Diodenschaltung verbindet.
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Die Ideen gemäß der vorliegenden Erfindung können auch vorteilhaft in einer Umrichterschaltung mit einer Topologie mit festgelegten Neutralpunkt (NPC) eingesetzt werden. Die Umrichterschaltung umfasst einen ersten Eingangsanschluss, der mit einer Gleichspannung erster Polarität zu verbinden ist, und einen zweiten Eingangsanschluss, der mit einer Gleichspannung einer Polarität entgegengesetzt zu der ersten Polarität zu verbinden ist, und einen Eingangsneutralpunktanschluss, der mit einem Referenzpotential zu verbinden ist.
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Ein erster Ausgangsknoten ist mit einem ersten Ende einer ersten Entkopplungsinduktivität verbunden, ein zweiter Ausgangsknoten ist mit einem ersten Ende einer zweiten Entkopplungsinduktivität verbunden, und ein Ausgangsanschlusspunkt ist vorgesehen, um eine Wechselspannung auszugeben, die mit einem zweiten Ende der ersten Entkopplungsinduktivität und einem zweiten Ende der zweiten Entkopplungsinduktivität zu verbinden ist. Zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem ersten Ausgangsknoten ist eine erste Halbleiterschalteinrichtung gekoppelt, wobei zwischen dem zweiten Eingangsanschluss und dem zweiten Ausgangsknoten eine zweite Halbleiterschalteinrichtung gekoppelt ist, und wobei die erste und die zweite Halbleiterschalteinrichtung jeweils mindestens zwei Halbleiterschalter, die in Reihe geschaltet sind, aufweisen.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine erste Diodenschaltung zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem ersten Ausgangsknoten angeschlossen, und eine zweite Diodenschaltung ist zwischen dem zweiten Eingangsanschluss und dem zweiten Ausgangsknoten angeschlossen, wobei die erste und die zweite Diodenschaltung jeweils eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Diodenelement, die unterschiedliche Erholzeiten haben, aufweisen.
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Vorzugsweise dient das erste Diodenelement als eine Hochsetzdiode, auf die die halbe Gleichspannung zu kommutieren ist, während in der inaktiven Halbwelle das zweite Diodenelement die erforderliche Sperrspannung bereitstellt. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das zweite Diodenelement eine Gleichrichterdiode mit geringem Spannungsabfall ohne eine schnelle Erholfunktion. Insbesondere sind das erste und das zweite Diodenelement für eine maximale Sperrspannung gleich der halben maximalen Gleichspannung ausgelegt, die an dem ersten Eingangsanschluss und dem zweiten Eingangsanschluss auftritt.
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Die Topologie mit geteiltem Ausgang verbessert die Schalteigenschaften des NPC-Umrichters und vermeidet insbesondere eine Querleitung. Die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung stellt einen verbesserten Wirkungsgrad im Hochsetzmodus bei reduziertem Spannungsabfall an der zweiten Gleichrichterdiode bereit.
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Ferner kann gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine optionale Klemmdiode vorgesehen werden, um die Symmetrisierung bei Polaritätswechsel der Eingangsspannung und während des passiven Sperrmodus zu verbessern. Insbesondere können die Umrichterschaltungen ferner eine erste Symmetrisierungsdiode aufweisen, die zwischen dem Eingangsneutralpunktanschluss und einem Knoten angeschlossen ist, der die zwei Diodenelemente der ersten Diodenschaltung verbindet. Eine zweite Symmetrisierungsdiode kann zwischen dem Eingangsneutralpunktanschluss und einem Knoten angeschlossen sein, der die beiden Diodenelemente der zweiten Diodenschaltung verbindet.
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Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform wird mindestens eines der Diodenelemente durch eine Reihenschaltung aus zwei symmetrischen Dioden mit schneller Erholung gebildet. Für Fälle, in denen die Gleichspannung eine hohe Spannung ist, beispielsweise höher als 1200 V, kann gegebenenfalls die erfindungsgemäße Aufteilung in zwei Dioden, die in Reihe geschaltet sind, noch nicht ausreichend sein, so dass entweder langsame Siliziumdioden mit ausreichend hoher Sperrspannung (beispielsweise 1200 V) oder teure SiC-Schottky-Barrierendioden erforderlich sind. Durch Bildung insbesondere einer ersten Hochsetzdiode und einer neutralen Klemmdiode als eine Reihenschaltung aus zwei symmetrischen Dioden mit kurzer Erholung kann dieses Problem behoben werden, und es werden nur Dioden mit niedrigerer Sperrspannung (beispielsweise 600 V) benötigt.
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Die vorliegende Erfindung betrifft ferner eine Umrichterschaltung mit Topologie mit festgelegtem Neutralpunkt (NPC) und Mischspannung. Die Umrichterschaltung umfasst einen ersten Eingangsanschluss, der mit einer DC-Spannung bzw. Gleichspannung erster Polarität zu verbinden ist, und einen zweiten Eingangsanschluss, der mit einer DC-Spannung einer zweiten Polarität, entgegengesetzt zu der ersten Polarität, zu verbinden ist, und einen Eingangsneutralpunktanschluss, der mit einem Referenzpotential zu verbinden ist.
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Ein erster Ausgangsknoten ist mit einem ersten Ende einer ersten Entkopplungsinduktivität verbunden, ein zweiter Ausgangsknoten ist mit einem ersten Ende einer zweiten Entkopplungsinduktivität verbunden, und ein Ausgangsanschlusspunkt ist vorgesehen, um eine AC-Spannung bzw. Wechselspannung, die mit einem zweiten Ende der ersten Entkopplungsinduktivität und einem zweiten Ende des zweiten Entkopplungsinduktivität zu verbinden ist, auszugeben. Zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem ersten Ausgangsknoten ist eine erste Halbleiterschalteinrichtung gekoppelt, zwischen dem zweiten Eingangsanschluss und dem zweiten Ausgangsknoten ist eine zweite Halbleiterschalteinrichtung gekoppelt, und die erste und die zweite Halbleiterschalteinrichtung weisen jeweils mindestens zwei Halbleiterschalter auf, die in Reihe geschaltet sind. Eine erste Diodenschaltung ist zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem ersten Ausgangsknoten angeschlossen, und eine zweite Diodenschaltung ist zwischen dem zweiten Eingangsanschluss und dem zweiten Ausgangsknoten angeschlossen, wobei die erste und die zweite Diodenschaltung jeweils eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Diodenelement mit unterschiedlichen Erholzeiten aufweisen. Ein Vorteil dieser Idee kann darin gesehen werden, dass insbesondere für das Schalten einer reaktiven Leistung keine Dioden mit hoher Sperrspannung erforderlich sind. Daher kann ein schnelleres Schalten bei geringeren Herstellungskosten erreicht werden.
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Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform wird eine Hochsetzschaltung zur Verwendung in einem Leistungsmodul bereitgestellt.
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Die Hochsetzschaltung umfasst einen ersten DC-Eingangsanschluss, der über eine Induktivität mit einer DC-Spannung einer ersten Polarität zu verbinden ist, einen zweiten DC-Eingangsanschluss, der mit einer DC-Spannung einer Polarität entgegengesetzt zu der ersten Polarität zu verbinden ist, und einen ersten Ausgangsanschluss, einen zweiten Ausgangsanschluss und einen Ausgangsneutralpunkt. Zwischen dem ersten oder dem zweiten Eingangsanschluss und dem Eingangsneutralpunkt ist eine erste Halbleiterschalteinrichtung gekoppelt, wobei ein erster Ausgangskondensator zwischen dem ersten Ausgangsanschluss und dem Ausgangsneutralpunkt gekoppelt ist, und wobei ein zweiter Kondensator zwischen dem zweiten Ausgangsanschluss und dem zweiten Ausgangsneutralpunkt gekoppelt ist. Zwischen dem zweiten oder dem ersten Eingangsanschluss und dem Eingangsneutralpunkt ist eine Diodenschaltung gekoppelt, wobei die Diodenschaltung eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Diodenelement mit unterschiedlichen Erholzeiten aufweist, und wobei ein drittes Diodenelement zwischen dem Ausgangsneutralpunkt und einem Knoten angeschlossen ist, der mit den zwei Diodenelementen der Diodenschaltung verbunden ist.
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Die Verwendung einer Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Diodenelement mit unterschiedlichen Erholzeiten hat den Vorteil, dass die jeweiligen Dioden nur auf die halbe Sperrspannung auszulegen sind, die bei konventionellen Hochsetzschaltungen erforderlich wäre.
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Schließlich kann die grundlegende Idee der vorliegenden Erfindung auch in einer Dreiphasen-Umrichterstruktur eingesetzt werden, die auf einer Halbbrückenarchitektur beruht. Gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst eine Dreiphasen-Umrichterschaltung einen ersten DC-Eingangsanschluss, der mit einer DC-Spannung einer ersten Polarität zu verbinden ist, und einen zweiten DC-Eingangsanschluss, der mit einer DC-Spannung einer Polarität entgegengesetzt zu der ersten Polarität zu verbinden ist, eine erste, eine zweite und eine dritte Halbbrücke, die parallel zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangsanschluss angeschlossen sind, wobei jede Halbbrücke eine Reihenschaltung aus zwei Halbleiterschaltern, einen ersten, einen zweiten und einen dritten Ausgangsanschluss aufweist, wobei der erste Ausgangsanschluss mit einem Knoten verbunden ist, der die zwei Halbleiterschalter der ersten Halbbrücke verbindet, wobei der zweite Ausgangsanschluss mit einem Knoten verbunden ist, der die zwei Halbleiterschalter der zweiten Halbbrücke verbindet, und wobei der dritte Ausgangsanschluss mit einem Knoten verbunden ist, der die zwei Halbleiterschalter der dritten Halbbrücke verbindet. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine erste bis sechste Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Diodenelement über jeweils den Halbleiterschaltern angeschlossen, wobei jedes der Diodenelemente für eine maximale Sperrspannung gleich der halben maximalen Spannung ausgelegt ist, die über dem ersten Eingangsanschluss und dem zweiten Eingangsanschluss auftritt.
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Mit diesem Aufbau kann ein hohes Schaltleistungsvermögen erreicht werden, ohne dass teure SiC-Schottky-Barrierendioden, die die volle Nennsperrspannung besitzen, verwendet werden.
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Um zusätzlich eine Symmetrisierung bereitzustellen, kann die Umrichterschaltung eine Reihenschaltung aus zwei Kondensatoren aufweisen, wobei ein Knoten zwischen den zwei Kondensatoren einen Eingangsneutralpunkt bildet, wobei ein erster Widerstand parallel zu dem ersten Kondensator und ein zweiter Widerstand parallel zu dem zweiten Kondensator angeschlossen ist, und erste bis sechste Symmetrisierungsdioden vorgesehen sind, die jeweils zwischen dem Eingangsneutralpunkt und einem Knoten angeschlossen sind, der die zwei Diodenelemente der Reihenschaltungen verbindet. In dieser Ausführungsform hat jedes Diodenelement, das mit dem ersten oder dem zweiten Eingangsanschluss verbunden ist, eine kürzere Erholzeit als das entsprechende zweite Diodenelement. Während der Erholphase nimmt das zweite Diodenelement die volle Spannung auf, bis die Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der neutralen Spannung zwischen den Kondensatoren erreicht ist. Die horizontalen Symmetrisierungsdioden stellen den Erholstrom in Sperrrichtung bereit und halten die ersten Dioden auf der neutralen Spannung. Somit kann eine Symmetrisierung erreicht werden.
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Die begleitenden Zeichnungen sind in der Anmeldung enthalten und bilden einen Teil der Beschreibung, um einige Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung darzustellen. Diese Zeichnungen dienen zusammen mit der Beschreibung dazu, die Prinzipien der Erfindung zu erläutern. Die Zeichnungen sind lediglich zum Zwecke der Darstellung der bevorzugten und alternativen Beispiele vorgesehen, wie die Erfindung umgesetzt und verwendet werden kann, und sollen nicht als Beschränkung der Erfindung auf lediglich die dargestellten und beschriebenen Ausführungsformen ausgelegt werden. Ferner können diverse Aspekte der Ausführungsformen – einzeln oder in unterschiedlichen Kombinationen – Lösungen gemäß der vorliegenden Erfindung sein. Die folgenden beschriebenen Ausführungsformen können daher einzeln oder in beliebiger Kombination betrachtet werden. Weitere Merkmale und Vorteile ergeben sich aus der folgenden spezielleren Beschreibung der diversen Ausführungsformen der Erfindung, wie sie in den begleitenden Zeichnungen dargestellt ist, in denen sich gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente bezeichnen, und in denen:
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1 ein Schaltbild einer konventionellen neutralen Hochsetz-PFC-Schaltung ist;
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2 ein Schaltbild einer neutralen Hochsetz-PFC-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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3 ein Schaltbild einer weiteren neutralen Hochsetz-PFC-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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4 ein Schaltbild einer weiteren neutralen Hochsetz-PFC-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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5 ein Schaltbild eines konventionellen NPC-Umrichters ist;
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6 ein Schaltbild eines NPC-Umrichters mit geteiltem Ausgang gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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7 ein Schaltbild eines weiteren NPC-Umrichters mit geteilter Ausgangsspannung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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8 ein Schaltbild eines konventionellen NPC-Umrichters mit gemischter Spannung ist;
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9 ein Schaltbild eines weiteren konventionellen NPC-Umrichters mit gemischter Spannung ist;
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10 ein Schaltbild eines weiteren konventionellen NPC-Umrichters mit gemischter Spannung ist;
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11 ein Schaltbild eines NPC-Umrichters mit gemischter Spannung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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12 ein Schaltbild eines NPC-Umrichters mit gemischter Spannung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
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13 ein Schaltbild einer konventionellen Hochsetzschaltung ist;
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14 ein Schaltbild einer Hochsetzschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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15 ein Schaltbild eines konventionellen Dreiphasen-Umrichters ist;
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16 ein Schaltbild eines Dreiphasen-Umrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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17 ein Schaltbild eines weiteren Dreiphasen-Umrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
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Mit Verweis auf die Figuren wird die vorliegende Erfindung nunmehr detaillierter beschrieben. Bezug nehmend auf 1 wird auf eine konventionelle neutrale Hochsetz-Leistungsfaktorkorrektur-(PFC-)Schaltung Bezug genommen, um das grundlegende Prinzip, auf welchem die vorliegende Erfindung beruht, besser zu verstehen. Die neutrale Hochsetz-PFC-Schaltung ist mit einem ersten Eingangsknoten 102 über eine Induktivität L mit einer Wechselstromquelle AC verbunden. Ein erster Transistor T1 und ein zweiter Transistor T2 sind zwischen dem ersten Eingangsknoten 102 und einem zweiten Eingangsknoten 104, der mit einem Referenzpotential, etwa Masse, verbunden ist, in Reihe geschaltet. In der gezeigten Ausführungsform repräsentieren die Transistoren T1 und T2 die Transistoren mit isoliertem Gate (IGBT). Daher sind Dioden D5 und D6 entsprechend antiparallel zu jeweils den Transistoren T1, T2 geschaltet. Es ist jedoch für den Fachmann auf dem Gebiet ersichtlich, dass auch andere Halbleiterschalter anstelle der IGBTs verwendet werden können, beispielsweise Feldeffekttransistoren, FET, etwa Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren, MOSFET, Transistoren mit bipolarem Übergang, BJT, Transistoren auf Basis von GaN, und Thyristoren mit abschaltbarem Gate, GTO. Bei Verwendung von MOSFETs können die Dioden D5 und D6 durch die Körperdioden der Transistoren ersetzt werden. Bei Transistoren auf Basis von GaN können andererseits die Dioden vorteilhafterweise mit synchroner Gleichrichtung des Schalters hergestellt werden.
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Die IGBTs T1, T2 sind anti-seriell verbunden, das heißt, der Emitter des IGBT T1 ist mit dem Emitter des IGBT T2 verbunden. Bei dieser Architektur sind die Gate-Anschlüsse beider IGBTs T1, T2 mit einem gemeinsamen Gate-Treiber verbunden, so dass lediglich ein Gate-Treiber und eine Leistungsversorgung erforderlich sind. Ein erster und ein zweiter Ausgangskondensator C1, C2 sind zur Ausgabe einer positiven und einer negativen DC-Spannung zwischen einem ersten und einem zweiten Ausgangsknoten 112, 114 und einem Massepotential 104 vorgesehen. Eine erste Diode D10 und eine zweite Diode D14 sind zwischen dem ersten AC-Eingangsknoten 102 und entsprechend dem ersten und dem zweiten Ausgangsknoten 112, 114 angeordnet.
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Wie zuvor angegeben ist, ist jedoch in dieser bekannten Schaltung die volle Sperrspannung als eine maximale Nennsperrspannung für die Dioden D10 und D14, beispielsweise 1200 V, erforderlich. Bei Verwendung von derartigen Siliziumdioden mit hoher Nennspannung wird die Schaltfrequenz klein (für gewöhnlich muss eine Schaltfrequenz von mehr als 4 kHz erreicht werden). Alternativ können teure Siliziumkarbid-(SiC-)Schottky-Barrierendioden verwendet werden. Das Problem, das mit der in 1 gezeigten PFC-Schaltung verknüpft ist, ist ein potentielles Schwingen bei Schnellabschaltung. Nach einem Abschalten der IGBTs T1, T2 führt der Erholungsstrom in Sperrrichtung zur Aufladung der Induktivität L in der Sperrrichtung und zu einer Änderung der Spannung an dem ersten AC-Eingangsknoten 102 auf die entgegengesetzte DC-Spannung.
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Um diese Probleme zu beheben, schlägt die vorliegende Erfindung vor, die Schaltung der 1 zu modifizieren, indem Dioden D10 und D14 mit einer Reihenschaltung aus jeweils zwei Dioden ersetzt werden. Diese Schaltung ist in 2 gezeigt. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird anstatt, dass die Diode D10 für die volle Sperrspannung ausgelegt wird, eine Reihenschaltung von Dioden D1 und D2 mit halber Sperrspannung zwischen dem ersten AC-Eingangsknoten 102 und dem ersten Ausgangsknoten 112 vorgesehen. Ferner wird die Diode D14 aus 1, die für die volle Sperrspannung (beispielsweise 1200 V) ausgelegt ist, durch eine Reihenschaltung aus Dioden D3 und D4 ersetzt, die jeweils für die halbe Sperrspannung (beispielsweise 600 V) ausgelegt sind. Die Dioden D1 und D4, die am nächsten zu den Ausgangsknoten 112, 114 liegen, umfassen Dioden mit sehr schneller Erholung, wobei Dioden D2 und D3 sowie D5 und D6 durch sogenannte Dioden mit kleinem Spannungsabfall gebildet sind, das heißt als Dioden mit einem geringen Spannungsabfall in Durchlassrichtung, die in Hinblick auf reduzierte statische Verluste optimiert sind. Die Einführung zweier Dioden (im Folgenden auch manchmal als ”Tandem” bezeichnet) mit halber Sperrspannung und unterschiedlichen Erholgeschwindigkeiten in Reihe führt zu einer Reduzierung der Sperrrichtungserholladung und der Verluste während des Schaltens in den Dioden und in dem entsprechenden Schaltelement. Generell sind für eine 600 V-Technik wesentlich schnellere Komponenten als für eine 1200 V-Technik verfügbar. Dies führt zu einer weiteren Verringerung der Schaltverluste.
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Ein Problem bei der Verwendung der Tandem-Schaltungen ist die Spannungsaufteilung der Dioden während der Kommutation, das heißt, die dynamische Symmetrisierung. Da eine der Dioden bei der Erholung in Sperrrichtung schneller ist, muss diese Diode die volle Sperrspannung aufnehmen. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die volle Sperrspannung während der Kommutation vermieden, so dass die volle Sperrspannung lediglich in einem statischen Modus nach der Kommutierung erforderlich ist.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Symmetrisierung entweder durch die Funktion der speziellen Anwendungsumgebung erreicht oder muss bereitgestellt werden unter Verwendung einer zusätzlichen Klemmschaltung. In 2 ist die zusätzliche Klemmschaltung durch gestrichelte Linien gezeigt. Insbesondere können zwei Symmetrisierungsdioden D7 und D8 vorgesehen werden. Die erste Symmetrisierungsdiode D7 ist zwischen dem Referenzpotentialknoten 104 und einem Knoten 108 zwischen dem ersten Diodenelement D1 und dem zweiten Diodenelement D2 angeordnet. Eine zweite Symmetrisierungsdiode D8 ist zwischen dem Referenzpotentialknoten 104 und einem Knoten 110 zwischen den Diodenelementen D4 und D3 angeschlossen.
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Durch die Bereitstellung dieser optionalen Symmetrisierungsdioden D7, D8 kann ein potentielles Schwingen effizient unterdrückt werden. Ferner wird eine Symmetrisierung des Sperrvorgangs vorzugsweise durch die Sperrrichtungsleckeigenschaften der verwendeten Dioden oder durch Bereitstellung von Widerständen (in den Figuren nicht gezeigt) parallel zu den Symmetrisierungsdioden D7, D8 sichergestellt.
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Bei dem Schaltungsaufbau gemäß der vorliegenden Erfindung kann das Schaltverhalten der Hochsetz-PFC-Schaltung verbessert werden, wobei lediglich kosteneffiziente Dioden mit geringeren Sperrspannungen anstelle von teuren SiC-Dioden mit höherer Sperrspannung verwendet werden. Bei dieser Architektur sind die Gate-Anschlüsse beider IGBTs T1, T2 mit einer/m gemeinsamen Gate-Ansteuerschaltung bzw. Gate-Treiber verbunden, so dass lediglich ein einzelner Gate-Treiber und eine einzelne Leistungsversorgung erforderlich sind.
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3 zeigt eine verbesserte neutrale Hochsetz-PFC-Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung. Im Gegensatz zu der in 2 gezeigten Ausführungsform stellt die Schaltungsanordnung der 3 eine Tandem-Diodenschaltung lediglich zwischen dem ersten AC-Eingangsknoten 102 und dem ersten Ausgangsknoten 112 bereit. Der zweite Ausgangsknoten 114 ist mit einer einzigen Diode D4 mit beiden Emitteranschlüssen der IGBTs T1 und T2 an dem Knoten 106 verbunden. Diese Anordnung hat den Vorteil, dass weniger Dioden zum Einrichten der Schaltung erforderlich sind. Wie man aus dieser Figur entnehmen kann, werden beide Transistoren T1, T2 durch einen gemeinsamen Gate-Treiber 107 angesteuert. Der Gate-Treiber 107 empfängt ein pulsweitenmoduliertes(PWM-)Steuersignal an seinem Eingang.
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4 zeigt eine Modifizierung der in 3 gezeigten verbesserten Schaltung. Gemäß dieser Ausführungsform wird ein zusätzlicher Temperatursensor 116 vorgesehen. Die Schaltungsanordnung, die in 4 gezeigt ist, kann als eine Modulkomponente in separatem Gehäuse montiert werden. Wie durch die gestrichelten Linien angegeben ist, kann das Modul optional mit integrierten Ausgangskondensatoren C1, C2 und einer Symmetrisierungsdiode D7 versehen sein, wie zuvor erläutert ist.
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Die Idee der vorliegenden Erfindung, das heißt, eine Aufteilung der Diodenstruktur in mehrere Dioden, kann vorteilhafterweise für Umrichterstrukturen mit geklemmten bzw. festgelegten neutralem Punkt (NPC) eingesetzt werden. 5 zeigt ein konventionelles NPC-Umrichtermodul, das beispielsweise zur Erzeugung einer sinusförmigen Ausgangsspannung aus einer DC-Eingangsspannung, beispielsweise aus einem photovoltaischen Element, verwendet werden kann. Der NPC-Umrichter umfasst zwei IGBTs T51, T52 in einem ersten Zweig und zwei IGBTs T53, T54 in einem zweiten Zweig. Jeder Transistor ist mit einer Diode (Bezugszeichen D51, D52, D53, D54) versehen. Der erste Zweig ist mit einem ersten DC-Eingangsanschluss 118 verbunden, der mit einer DC-Spannung einer positiven Polarität verbunden ist. Der zweite Zweig ist mit einem zweiten DC-Eingangsanschluss 120 verbunden, der mit einer DC-Spannung negativer Polarität verbunden sein kann. Ein Ausgangsanschluss 122 kann beispielsweise mit einer Induktivität (in der Figur nicht gezeigt) verbunden sein. Der Eingangsneutralpunkt NP kann mit Masse verbunden sein.
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Während des Betriebs wird der Transistor T52 während der positiven Halbwelle des Ausgangssignals eingeschaltet. Der Transistor T53 wird während der negativen Halbwelle eingeschaltet. Eine PWM wird mit Transistoren T51 und T54 moduliert. Wenn Transistor T51 während der positiven Halbwelle ausgeschaltet ist, kommutiert der Strom von dem neutralen Punkt NP über die Diode D55 auf den Ausgang 122. Der negative Pfad ist vollständig inaktiv. Während der negativen Halbwelle kommutiert ein negativer Strom vom neutralen Punkt NP über die Diode D56, wobei die Transistoren T51 und T52 inaktiv sind.
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Generell bietet die NPC-Topologie den Vorteil reduzierter Schaltverluste, da lediglich die halbe DC-Spannung geschaltet werden muss. Dies halbiert auch die Schaltverluste in dem Transistor. Ferner hat die NPC-Topologie eine geringere Welligkeit im Ausgangsstrom und die halbe Ausgangsspannungsänderung. Dies reduziert den Aufwand für die Filterung und die Isolation in der Filterinduktivität. Schließlich wird in der NPC-Architektur die DC-Spannung in eine positive und eine negative Spannung aufgeteilt, wodurch die Reihenschaltung von DC-Kondensatoren ohne Probleme hinsichtlich der Leckstromkompensation ermöglicht wird.
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Diese Vorteile werden von der verbesserten Topologie gemäß der vorliegenden Erfindung, wie sie in 6 gezeigt ist, beibehalten. Ferner ist ein geteilter Ausgang OUT1, OUT2 vorgesehen, der die Schalteigenschaften durch Vermeidung von Querleitung verbessert. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden Tandem-Schaltungen aus zwei Dioden mit unterschiedlichen Erholzeiten zwischen jedem Eingangsanschluss und einem der Ausgangsanschlüsse vorgesehen. Insbesondere sind Dioden D61 und D62 zwischen dem ersten DC-Eingangsanschluss 118 und dem zweiten Ausgangsanschluss OUT2 angeschlossen. Dioden D63 und D64 sind zwischen dem zweiten DC-Eingangsanschluss 120 und dem ersten Ausgangsanschluss OUT1 angeschlossen. Dioden D61 und D64 arbeiten als Hochsetz-Dioden und müssen die halbe DC-Spannung in den jeweiligen inaktiven Halbwellen übernehmen. Die inneren vertikalen Dioden D62 und D63 liefern die erforderliche Sperrspannung. Erfindungsgemäß werden die inneren Dioden D62 und D63 durch Gleichrichterdioden mit geringem Spannungsabfall ohne schnelle Erholfunktion gebildet. Durch diesen reduzierten Spannungsabfall kann eine verbesserte Effizienz im Hochsetzmodus erreicht werden.
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Optional können zusätzliche Klemmdioden D65, D66 vorgesehen werden, wie sie in 6 als gestrichelte Linien dargestellt sind. Diese Klemmdioden D65, D66 verbessern die Symmetrisierung während des passiven Sperrmodus.
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Ferner kann ein Temperatursensor 116 zur Überwachung der Temperatur des Leistungsmoduls vorgesehen sein.
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7 zeigt eine weitere Verbesserung der NPC-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Gemäß dieser Ausführungsform werden einige der in 6 gezeigten Dioden durch eine weitere Reihenschaltung aus zwei Dioden ersetzt. Vorzugsweise werden die Hochsetzdioden D61, D64 und die neutralen Klemmdioden D67, D68 durch eine Reihenschaltung aus zwei symmetrischen Dioden mit schneller Erholzeit D61-a, D61-b, D64-a, D64-b, D67-a, D67-b, D68-a, D68-b gebildet.
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Zusätzlich zu den Vorteilen der in 6 gezeigten Schaltung hat diese Lösung den Vorteil, dass noch höhere DC-Spannungen (mehr als beispielsweise 1200 V) gehandhabt werden können, ohne dass die Notwendigkeit besteht, entweder langsame Si-Dioden oder teure SiC-Dioden zu verwenden.
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8 bis 10 zeigen konventionelle NPC-Umrichter mit gemischter Spannung. Der Vorteil dieser Topologie besteht darin, dass Anregung lediglich bei Durchlassspannungsabfall auftritt. Jedoch sind für das Schalten einer reaktiven Leistung schnelle Hochsetzdioden mit doppelter Sperrspannung für diese bekannten Schaltungen erforderlich. Beispielsweise werden Dioden mit Nennspannung von 1200 V anstelle von Dioden mit Nennspannung von 600 V benötigt. Dies liegt an der Tatsache, dass die Dioden die volle Spannung während der inaktiven Halbwelle sperren müssen, obwohl sie lediglich die halbe Spannung kommutieren müssen.
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Um dieses Problem zu beheben, stellt die vorliegende Erfindung eine NPC-Schaltung mit gemischter Spannung mit einer weiterentwickelten Hochsetzschaltung bereit, wie in 11 gezeigt ist. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden eine Reihenschaltung aus Dioden D111 und D114 und eine Reihenschaltung aus Dioden D112 und D113 verwendet, wobei die IGBTs T113 und T114 zwischen Masse und den Knoten, die diese Dioden verbinden, angeschlossen sind. Durch die Schaltung gemäß 11 wird die Ausnutzung aller Halbleiterschalter verbessert, da die Tiefsetz- und Hochsetz-Diodenfunktionen teilweise kombiniert werden.
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Vorteilhafterweise erfordert diese Topologie lediglich Dioden mit einer Nennspannung von 600 V, sie kann aber in einer Dreipegel- bzw. Dreistufren-Konfiguration bis zu 1000 V betrieben werden (die speziellen Werte sind selbstverständlich nur beispielhaft).
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Wie man aus 11 entnehmen kann, arbeitet die Diode D111 als eine Freilaufdiode (FWD) für den IGBT T111 und Diode D112 als FWD für den IGBT T112 in der Tiefsetzfunktion, wohingegen die Diode D113 als FWD für den IGBT T113 und Diode D114 als FWD für den IGBT T114 im Hochsetzbetrieb verwendet wird.
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In der in 11 gezeigten Ausführungsform werden nur IGBTs als Halbleiterschalter verwendet. Um jedoch die Schaltfrequenz und die Möglichkeit zur Handhabung einer reaktiven Leistung zu verbessern, können auch SiC-MOSFETs und MOSFETs mit Superübergang (SJ) verwendet werden. 12 zeigt eine entsprechend verbesserte NPC-Umrichterschaltung für gemischte Spannung.
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Insbesondere umfassen Transistoren T111 und T112, die die Tiefsetz-Schalter bilden, SiC-MOSFETs. Transistoren T113 und T114, die die Hochsetz-Schalter bilden, umfassen SJ-MOSFETs. Wie generell bekannt ist, erhöht sich bei Verwendung von SJ-MOSFETs die Schaltgeschwindigkeit dramatisch. Dieses Verhalten rührt von den niedrigen parasitären Kapazitäten eines SJ-MOSFETs im Vergleich zu dem standardmäßigen MOSFET her. Ein SJ-MOSFET hat ungefähr die Hälfte des Wertes an Eingangs- und Ausgangskapazität, was Vorteile für Schaltverluste und für die Ansteuerverluste bringt. Daher kann ein Betrieb bei 200 kHz mit einer Effizienz von über 98%, einschließlich von Filtern, erreicht werden. Ferner kann ein induktives Bauteil mit sehr geringer Induktivität am Ausgang verwendet werden. Die in 12 gezeigte Schaltung hat eine 100%-ige Fähigkeit zur Handhabung von reaktiver Leistung und kann auch niedrige Spannungsdurchleitung (LVRT) und Fehlerdurchleitung (FRT) bieten. Die Kosten sind moderat, da lediglich zwei teure SiC-MOSFETs erforderlich sind.
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Eine weitere vorteilhafte Anwendung der Idee gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun mit Verweis auf 13 und 14 erläutert. 13 zeigt eine konventionelle Hochsetzschaltung mit einem Halbleiterschalter T131, einer Zener-Diode DZ und einem Ausgangskondensator C. Der Vorteil dieser Hochsetzschaltung kann hauptsächlich in der Tatsache gesehen werden, dass lediglich ein Spannungsabfall während der Freilaufphase und Anregung auftritt. Jedoch hat die Schaltung den Nachteil, dass eine Zener-Diode mit der vollen Nennsperrspannung (beispielsweise 1200 V) erforderlich ist. Folglich sind für die hohen Frequenzen, die in Solarleistungsanwendungen zu handhaben sind, teure 1200 V-Schottky-Barrierendioden erforderlich.
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Dieses Problem kann durch Verwendung einer Hochsetzschaltung mit einem Dioden-Tandem und einer optionalen Symmetrisierungsdiode gelöst werden, wie in 14 gezeigt ist. Gemäß dieser Ausführungsform wird eine Reihenschaltung aus Dioden D142 und D143 zwischen einem ersten DC-Eingangsanschluss 118 (der über eine Induktivität L mit einer DC-Spannung verbunden ist) und einen DC+ Ausgangsanschluss 112 angeschlossen. Eine Symmetrisierungsdiode D144 ist zwischen einem Knoten 119, der Dioden D142 und D143 verbindet, und einem Ausgangsneutralpunkt-(NP-)Knoten 104 angeschlossen.
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Ein IGBT T141 ist zwischen einem zweiten DC-Eingangsknoten 120 und dem ersten DC-Eingangsknoten 118 angeordnet. Erfindungsgemäß hat die Diode D142 eine kürzere Erholzeit als die Diode D143. Daher nimmt während der Erholung die Diode D142 die volle Spannung auf, bis die Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Neutralspannung zwischen den Kapazitäten C1 und C2 erreicht ist. Die Symmetrisierungshilfsdiode 144 (die durch gestrichelte Linien als optional dargestellt ist) stellt den Sperrrichtungserholstrom bereit und klemmt die Diode D143 an die Neutralspannung.
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Vorteilhafterweise benötigt die in 14 gezeigte Schaltungsanordnung nur Dioden, die für eine Sperrspannung ausgelegt sind, die gleich der halben maximalen auftretenden DC-Spannung ist. Die Dreipegelarchitektur ist mit den meisten bestehenden Topologien kompatibel.
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In 14 wird die Reihenschaltung der Dioden D142 und D143 in dem positiven Pfad angeordnet. Es ist jedoch für den Fachmann ersichtlich, dass die Dioden alternativ auch in dem negativen Pfad angeordnet werden können, wohingegen der IGBT T141 in dem positiven Weg angeordnet würde.
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Ferner kann die vorliegende Erfindung vorteilhafterweise auf Dreiphasen-Umrichter wie denjenigen, der in 15 gezeigt ist, angewendet werden. Diese konventionelle Schaltung beruht auf drei Halbbrücken und liefert eine Ausgangsspannung aus drei AC-Phasen aus einer DC-Eingangsspannung. Im Gegensatz zu dieser bekannten Anordnung schlägt die vorliegende Erfindung vor, die Dioden über jeweils den Halbleiterschaltern der Halbbrücken durch eine Reihenschaltung aus zwei Dioden mit lediglich der halben Sperrspannung zu ersetzen. 16 zeigt die Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung. Diese in Reihe geschalteten Dioden können durch identische Dioden mit schneller Erholung gebildet werden und können die Schaltgeschwindigkeit erhöhen. Somit kann ein sehr gutes Schaltverhalten erreicht werden, ohne dass teure SiC-Schottky-Barrierendioden mit der vollen Sperrspannung verwendet werden.
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Optional kann ein Temperatursensor 116 vorgesehen sein.
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17 zeigt eine weitere vorteilhafte Ausführungsform, in der Dioden mit unterschiedlicher Erholgeschwindigkeit als die Tandem-Dioden verwendet werden. Die Dreiphasen-Umrichterschaltung kann als ein Hochsetzsteller arbeiten. In jedem Halbbrückenzweig hat die äußere Diode eine kürzere Erholzeit als die innere Diode. Daher übernimmt während der Erholung die äußere Diode die volle Spannung, bis die Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der neutralen Spannung zwischen den Kapazitäten C3 und C4 erreicht ist. Jeder Zweig umfasst ferner eine horizontale Hilfsdiode, die den Erholstrom in Sperrrichtung aufnimmt und die innere Diode an die neutrale Spannung klemmt. Vorteilhafterweise können Probleme in Hinblick auf die Symmetrisierung im Vergleich zu der Anordnung der 16 gelöst werden.
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Zusammengefasst gilt, dass die vorliegende Erfindung die Verwendung von Dioden mit niedriger Spannung ermöglicht, die bessere Eigenschaften bei der Erholung in Sperrrichtung bieten. Dies reduziert die Schaltverluste und erhöht den Wirkungsgrad in einer geschalteten Anwendung mit hoher Frequenz. Auf dem Markt gibt es sehr viel mehr Dioden mit schneller Erholung bei geringer Spannung als solche mit hoher Sperrspannung, und ferner sind die Kosten niedriger im Vergleich zu Alternativen, etwa SiC-Dioden mit doppelter Spannung.
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Die detailliert zuvor beschriebenen Schaltungen können als Teilschaltungen von Leistungsmodulen oder als autarke Module verwendet werden. Ferner können die gezeigten Topologien auf mehrere Module oder Substrate aufgeteilt werden, um einen Kommutierungspfad mit geringer Induktivität bereitzustellen. Ferner können optionale Leckstromsymmetrisierungsschaltungen bereitgestellt und in die Leistungsmodule integriert werden.
