DE102020129210A1 - Dynamikfehlerquantisiererabstimmungssysteme und -verfahren - Google Patents

Abstract

Dynamikfehlerquantisiererabstimmungssysteme und -verfahren verhindern eine Fehlkonvergenz zu lokalen Minima durch Verwenden eines Dynamikquantisiererschaltkreises, der Referenzspannungen von drei oder mehr Komparatoren steuert, die unabhängig angepasst werden, um die Übertragungsfunktion des Dynamikquantisiererschaltkreises zu modifizieren. Eine gewichtete Summe der Komparatorausgänge wird von dem Eingang subtrahiert, um ein Fehlersignal in einer Regelschleife zu bilden. Das Verhältnis der Referenzspannungen wird zum Reduzieren oder Beseitigen lokaler Minima während einer Konvergenz der Regelschleife gewählt und wird auf Werte eingestellt, die ein Quadratisches-Mittel-Fehlersignal mit Bezug auf diskrete Modulationszustände des Eingangs minimieren, nachdem die Konvergenz der Regelschleife abgeschlossen ist.

Description

• QUERVERWEIS AUF VERWANDTE PATENTANMELDUNGEN
• Diese Anmeldung betrifft und beansprucht unter 35 U.S.C. §119(e) den Prioritätsnutzen der vorläufigen US-Patentanmeldung mit der Seriennummer 62/931,127 und mit dem Titel „Dynamic Error Quantizer Tuning Systems and Methods“, eingereicht am 5. November 2019 und mit dem aufgelisteten Erfinder Charles Razzell. Jeder in diesem Patentdokument erwähnte Bezugnahme wird hierin durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit und für alle Zwecke aufgenommen.
• HINTERGRUND
• Die vorliegende Offenbarung betrifft allgemein Signalverarbeitung in Hochgeschwindigkeitskommunikationsschaltkreisen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine dynamische Steuerung der Übertragungsfunktion einer Fehlerquantisierungsfunktion, die in einer entscheidungsgelenkten Phasen- oder Polarisationsrotationsverfolgungsregelschleife verwendet wird.
• In den letzten Jahrzehnten haben die Telekommunikationsnetze eine immer weiter zunehmende Bandbreitennachfrage erlebt. Eine große verfügbare Bandbreite ist ein Hauptfaktor der zunehmenden Beliebtheit von optischen Hochgeschwindigkeitskommunikationssystemen - ob dies für den Transfer von Daten von Chip zu Chip oder zwischen Wide-Area-Network(WAN)-Faseroptikverbindungen ist. Zum Beispiel besteht eine hohe Nachfrage nach optischen Sendeempfängern, die für kurzreichweitige (einige hundert Meter) Zwischenverbindungen über optische Fasern gestaltet sind, in Datenzentren und Campusnetzen.
• Kohärente optische Verbindungen kommunizieren Daten über verschiedene Kanäle, die verschiedenen Phasen und/oder Polarisationen eines Eingangssignals für die optische Faser entsprechen. Obwohl übertragene Daten typischerweise relativ zu einem gemeinsamen Takt ausgerichtet werden, werden Verzögerungen aufgrund inhärenter Charakteristiken des Senders, Empfängers und der optischen Faser in die Kanäle eingeführt, so dass Polarisation und Phase in den verschiedenen Kanälen bei dem Empfänger mit unbekannter Phasenrotation in Phasenpolarisationsabmessungen ankommen, die umgekehrt werden, um die transmittierten Daten wiederzuerlangen. Bei gewissen Gestaltungen kann eine Fehlkonvergenz in komplexen LMS-Regelschleifen ferner bewirken, dass eine Schleife bei einer Stelle außer einem gewünschten globalen Optimum einschwingt.
• Entsprechend ist es wünschenswert, verbesserte kohärente Signalverarbeitungssysteme und -verfahren bereitzustellen, die die Mängel existierender Ansätze überwinden.
• Figurenliste
• Es wird auf Ausführungsformen der Offenbarung Bezug genommen, deren Beispiele möglicherweise in den begleitenden Figuren veranschaulicht sind. Es wird beabsichtigt, dass diese Figuren veranschaulichend und nicht beschränkend sind. Obwohl die begleitende Offenbarung allgemein im Zusammenhang dieser Ausführungsformen beschrieben wird, versteht es sich, dass nicht beabsichtigt wird, den Schutzumfang der Offenbarung auf diese speziellen Ausführungsformen zu beschränken. Gegenstände in den Figuren sind möglicherweise nicht maßstabsgetreu.
• 1 („1“) ist ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Doppelpolarisation-Quartäramplitudenmodifikation(DP-QAM: Dual Polarization Quaternary Amplitude Modulation)-Empfängerarchitektur, die auf einer analogen Signalverarbeitung basiert.
• 2 zeigt übliche PAM4-Quantisiererübertragungsfunktionen.
• 3 veranschaulicht eine Standardabweichung von Fehlern für PAM4-Daten gegenüber einem angewandten Skalierungsfaktor gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
• 4 veranschaulicht eine Standardabweichung modifizierter Fehlerquantisierungsfunktionen gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
• 5 veranschaulicht einen beispielhaften Polarisation-und-Trägerphase-Korrekturschaltkreis, der Fehlerquantisierer umfasst, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
• 6 ist eine beispielhafte Schaltkreisimplementierung eines weichen Quantisierers gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
• 7 ist eine beispielhafte Schaltkreisimplementierung eines Fehlerschätzers gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
• 8 ist eine beispielhafte Fehlerschätzungsübertragungsfunktion, die aus dem Verwenden eines PAM4-Fehlerschätzungsschaltkreises resultiert, gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
• 9 ist ein Flussdiagramm eines veranschaulichenden Prozesses zur dynamischen Fehlerquantisiererabstimmung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
• AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
• In der folgenden Beschreibung werden spezielle Einzelheiten zu Erläuterungszwecken dargelegt, um ein Verständnis der Offenbarung bereitzustellen. Es ist jedoch für einen Fachmann offensichtlich, dass die Offenbarung ohne diese Einzelheiten umgesetzt werden kann. Des Weiteren wird ein Fachmann auf dem Gebiet erkennen, dass im Folgenden beschriebene Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung auf eine Vielfalt von Weisen implementiert werden können, wie etwa als ein Prozess, eine Vorrichtung, ein System / eine Einrichtung oder ein Verfahren auf einem greifbaren computerlesbaren Medium.
• In Diagrammen gezeigte Komponenten oder Module sind veranschaulichend für Ausführungsbeispiele der Offenbarung und sollen vermeiden, dass die Offenbarung undeutlich gemacht wird. Es versteht sich auch, dass durch diese Erörterung hinweg Komponenten als separate Funktionseinheiten beschrieben werden können, die Untereinheiten umfassen können, aber ein Fachmann erkennt, dass verschiedene Komponenten oder Teile davon in separate Komponenten unterteilt sein können oder zusammen integriert sein können, einschließlich innerhalb eines einzigen Systems oder einer einzigen Komponente integriert. Es ist anzumerken, dass hier besprochene Funktionen oder Arbeitsvorgänge als Komponenten implementiert werden können. Komponenten können in Software, Hardware oder einer Kombination davon implementiert werden.
• Des Weiteren wird nicht beabsichtigt, dass Verbindungen zwischen Komponenten oder Systemen innerhalb der Figuren auf direkte Verbindungen beschränkt sind. Stattdessen können Daten zwischen diesen Komponenten durch dazwischenliegende Komponenten modifiziert, umformatiert oder anderweitig geändert werden. Außerdem können zusätzliche oder weniger Verbindungen verwendet werden. Es soll auch angemerkt werden, dass die Ausdrücke „gekoppelt“, „verbunden“ oder „kommunikativ gekoppelt“ so verstanden werden sollen, dass sie direkte Verbindungen, indirekte Verbindungen über eine oder mehrere dazwischenliegende Vorrichtungen und drahtlose Verbindungen einschließen.
• Bezugnahmen in der Patentschrift auf „eine Ausführungsform“, „bevorzugte Ausführungsform“ oder „Ausführungsformen“ bedeuten, dass ein spezielles Merkmal, eine spezielle Struktur, eine spezielle Charakteristik oder eine spezielle Funktion, das bzw. die in Verbindung mit der Ausführungsform beschrieben wird, in mindestens einer Ausführungsform der Offenbarung enthalten ist und in mehr als einer Ausführungsform vorhanden sein kann. Außerdem bezieht sich jedes Auftreten der oben angemerkten Formulierungen an verschiedenen Stellen in der Patentschrift nicht notwendigerweise auf dieselbe Ausführungsform oder dieselben Ausführungsformen.
• Die Verwendung von gewissen Ausdrücken an verschiedenen Stellen in der Patentschrift ist zur Veranschaulichung und sollte nicht als beschränkend ausgelegt werden. Die Ausdrücke „beinhalten“, „einschließlich“, „umfassen“ und „umfassend“ sollen so verstanden werden, dass sie offene Ausdrücke sind und beliebige folgende Listen Beispiele sind und nicht auf die aufgelisteten Gegenstände beschränkt sein sollen. Alle hier zitierten Dokumente sind durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit aufgenommen.
• Es wird angemerkt, dass, obwohl hier beschriebene Ausführungsformen in dem Zusammenhang von NRZ- und PAM4-Implementierungen gegebenen sind, ein Fachmann erkennen sollte, dass die Lehren der vorliegenden Offenbarung nicht derart beschränkt sind und gleichermaßen für M-PAM-Systeme und Verfahren, wobei M ≥ 4 gilt, d. h. 6-PAM, 8-PAM usw., und andere Zusammenhänge gelten können.
• In diesem Dokument können die Ausdrücke Quantisierer und weicher Quantisierer austauschbar verwendet werden. Ein weicher Quantisierer verweist auf eine nichtlineare Übertragungsfunktion, die in einen Schaltkreis implantiert werden kann und die ein analoges Eingangssignal auf einen Wert näher zu einem nächsten Modulationssymbol als der ursprüngliche Eingangswert abbilden kann. In diesem Zusammenhang soll die Verwendung des Wortes „weich“ angeben, dass das Ausgangssignal nicht hart auf vier diskrete Modulationsniveaus beschränkt ist, d. h. es ist näher an einem idealen z. B. PAM4-Wert, aber muss mit diesem nicht exakt übereinstimmen. Ferner verweist der Ausdruck „Fehlerschätzer“ auf einen Schaltkreis, der zum Subtrahieren eines weichen quantisierten Wertes (z. B. PAM4) von dem ursprünglichen Eingangssignal konfiguriert ist, um eine Fehlerschätzung zwischen idealen und tatsächlichen empfangenen Signalwerten zu erzeugen.
• 1 ist ein Blockdiagramm einer herkömmlichen DP-QAM-Empfängerarchitektur, die auf einer analogen Signalverarbeitung basiert. Der Empfänger 100 ist ein Homodynempfänger, der durch einen (nicht gezeigten) Ein-Kanal-Laser angesteuert wird, der als der Lokaloszillator dient. Die Anordnung des Polarisationsstrahlteilers und von 90°-Hybriden 106 ist dazu gestaltet, ausgeglichene Quadraturlichtausgaben für jede der zwei orthogonalen Polarisationen, die konventionell als X und Y beschriftet werden, bereitzustellen, welche auf acht Fotodioden 108 auftreffen, die in balancierten Paaren angeordnet sind. Diese Anordnung führt zu vier bipolaren Fotoströmen 110, die durch jeweilige Transimpedanzverstärker (TIAs: Trans Impedance Amplifiers) 112 verstärkt werden, die In-Phase(I)- und Quadratur(Q)-Phasen der X- bzw. Y-Polarisation entsprechen. Dementsprechend sind vier Zweige des Empfängers 100, d. h. XI, XQ, YI, YQ, zur weiteren Signalverarbeitung in der analogen Domäne verfügbar.
• Bestehende elektronische Polarisationsregelschleifen sind nützlich, um die kohärenten Doppelpolarisationssignale zu separieren und bezüglich der Phase auszurichten. Eine LMS-Adaption wird in dem kohärenten Optiksignalprozessor verwendet, um zufällige Phasenrotationen und andere Beeinträchtigungen zu verfolgen. Eine Least-Mean-Square(LMS - kleinstes mittleres Quadrat)-Adaption wird unter Verwendung einer kontinuierlichen Version der klassischen RLMS-Aktualisierung-Gleichung an acht Koeffizienten durchgeführt, die zum Beispiel in analogen Integratoren als Ladung auf Kondensatoren gehalten werden.
• Acht Koeffizienten repräsentieren eine komplexe 2x2-Matrix, die zum Separieren und Phasenkorrigieren des eingehenden analogen Signals verwendet wird:
• $$\left[\begin{array}{l}{E}_{X0}\\ E_{Y0}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ll}{C}_{1X}\hfill & C_{1Y}\hfill \\ C_{2X}\hfill & C_{2Y}\hfill \end{array}\right]\cdot \left[\begin{array}{l}{E}_{X1}\\ E_{Y1}\end{array}\right]$$

  
• Bei Betrachtung eines kohärenten optischen Doppelpolarisationsempfängers mit vier unabhängigen Zweigen, XI, XQ, YI und YQ, die die I- und Q-Komponenten von zwei willkürlichen orthogonalen Polarisationen X und Y repräsentieren, und unter Vernachlässigung von Verlusten und Dispersion in dem optischen Kanal können die beobachteten X- und Y-Signale in den Empfängerzweigen in komplexer Notation als Folgendes repräsentiert werden: $$\left[\begin{array}{l}{X}_{in}\\ Y_{in}\end{array}\right]=e^{i\psi \text{/}2}\left[\begin{array}{ll}{e}^{i{\varphi }_1\text{/}2}\hfill & 0\hfill \\ 0\hfill & e^{-i{\varphi }_1\text{/}2}\hfill \end{array}\right]\left[\begin{array}{ll}\text{cos }\mathrm{\theta }\hfill & \text{sin }\mathrm{\theta }\hfill \\ -\text{sin }\mathrm{\theta }\hfill & \text{cos }\mathrm{\theta }\hfill \end{array}\right]\left[\begin{array}{ll}{e}^{i{\varphi }_0\text{/}2}\hfill & 0\hfill \\ 0\hfill & e^{-i{\varphi }_0\text{/}2}\hfill \end{array}\right]\left[\begin{array}{l}{E}_{xi}\\ E_{yi}\end{array}\right],$$

  

  wobei Ψ, ϕ₁, θ und ϕ₀ vier reale Parameter sind, Ψ die absolute Phase repräsentiert, ϕ₀ eine relative Phasenverschiebung zwischen X- und Y-Polarisationssignalen vor einer Polarisationsebenenrotation um θ repräsentiert und ϕ₁ die relative Phasenverschiebung danach repräsentiert. Durch Multiplizieren aller dieser Subkomponenten wird eine einzige komplexe 2x2-Matrix erhalten, die das empfangene Signal wie folgt mit dem übertragenen Signal in Beziehung setzt: $$\left[\begin{array}{l}{X}_{in}\\ Y_{in}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ll}{\mathrm{\Gamma }}_{1X}\hfill & {\mathrm{\Gamma }}_{1Y}\hfill \\ {\mathrm{\Gamma }}_{2X}\hfill & {\mathrm{\Gamma }}_{2Y}\hfill \end{array}\right]\left[\begin{array}{l}{E}_{xi}\\ E_{yi}\end{array}\right],$$

  
• Die Matrix Γ ist aufgrund der Faktoren unitär, die für ihre Erzeugung verwendet werden. Die Matrix Γ ist daher invertierbar und eine Schätzung der ursprünglichen übertragenen Wellenformen kann als Folgendes erhalten werden: $$\left[\begin{array}{l}{\widehat{E}}_{xi}\\ {\widehat{E}}_{yi}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{ll}{\mathrm{\Gamma }}_{1X}\hfill & {\mathrm{\Gamma }}_{1Y}\hfill \\ {\mathrm{\Gamma }}_{2X}\hfill & {\mathrm{\Gamma }}_{2Y}\hfill \end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{l}{X}_{in}\\ Y_{in}\end{array}\right].$$

  
• Dementsprechend existiert eine neue Entmischungsmatrix, $C\stackrel{\text{def}}{=}{\mathrm{\Gamma }}^{-1},$

  

  die in die obige Matrixgleichung eingesetzt werden kann, um Folgendes zu erhalten:
• $$\left[\begin{array}{l}{X}_{out}\\ Y_{out}\end{array}\right]\stackrel{\text{def}}{=}\left[\begin{array}{l}{\widehat{E}}_{xi}\\ {\widehat{E}}_{yi}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ll}{\text{C}}_{1X}\hfill & {\text{C}}_{1Y}\hfill \\ {\text{C}}_{2X}\hfill & {\text{C}}_{2Y}\hfill \end{array}\right]\left[\begin{array}{l}{X}_{in}\\ Y_{in}\end{array}\right].$$

  
• Dies repräsentiert zwei lineare Gleichungen, die jeweils zwei komplexe Koeffizienten haben, d. h. $$X_{out}=C_{1X}{X}_{in}+C_{1Y}{Y}_{in}$$

  

  und $$Y_{out}=C_{2X}{X}_{in}+C_{2Y}{Y}_{in}.$$

  
• Obwohl diese zwei Gleichungen identisch aussehen, stammen sie von nur vier unabhängigen realen Parametern ab und daher sind die Koeffizienten in der oberen und unteren Zeile der Matrix nicht unabhängig voneinander. Trotzdem können sie zum Zweck der Iteration zu einer Lösung hin als unabhängig behandelt werden, solange sie nicht auf eine solche Weise konvergieren, dass die obere und untere Zeile durch eine Proportionalitätskonstante in Zusammenhang stehen, d. h. X_out = αY_out, wobei α die Proportionalitätskonstante ist.
• Das Lösen einer dieser Gleichungen (und unter Annahme, dass eine ähnliche Technik auf andere ähnliche Gleichungen angewandt werden kann) liefert X_out = C_1XX_in + C_1YY_in, wobei nur die beobachteten Signale X_in und Y_in bekannt sind. Obwohl das geschätzte Symbol Ê_xi = X_out unbekannt ist, ist es bekannt, dass ideale Proben von X_out aus dem endlichen Alphabet der Modulationskonstellation in Verwendung, z. B. 16-QAM-Modulation, die als eine 4-PAM-Signalisierung in jedem der Quadraturkanäle betrachtet werden kann, gezogen werden sollten. Daher kann der Fehler für beliebige Kandidatenversuchswerte von C_1X und C_1Y als die Differenz zwischen dem nächsten gültigen Konstellationspunkt und dem Ausgangssignal X_out, durch Q(X_out) und X_out gekennzeichnet, geschätzt werden. Es sei e(X_out) $\stackrel{\text{def}}{=}$

  

  Q(X_out) - X_out. Der Quantisierer, Q, kann als zwei PAM4-Modulation-Quantisierer definiert sein, die wenigstens näherungsweise unabhängig in den I- und Q-Dimensionen arbeiten.
• Basierend auf der bekannten komplexen LMS-Aktualisierung-Gleichung kann eine Iteration zu einer minimalen Fehlerbedingung hin durch Akkumulation zu Koeffizienten C_1X und C_1Y unter Verwendung der folgenden Aktualisierungsgleichungen vorgenommen werden:
• $$C_{1X}\Leftarrow C_{1X}+\mu \left(Q\left(X_{out}\right)-X_{out}\right)\times X_{in}^{*}$$

  
• $$C_{1Y}\Leftarrow C_{1Y}+\mu \left(Q\left(X_{out}\right)-X_{out}\right)\times Y_{in}^{*}$$

  
• $$X_{out}=X_{in}\times C_{1X}+Y_{in}{C}_{1Y}$$

  
• Das Ausmultiplizieren der obigen komplexen Ausdrücke unter Verwendung von $$X_{out}\stackrel{\text{def}}{=}{X}_{Iout}+i{X}_{Qout};C_{1X}\stackrel{\text{def}}{=}{C}_{1XI}+i{C}_{1XQ};C_{1Y}\stackrel{\text{def}}{=}{C}_{1YI}+i{C}_{1YQ};$$

  

  $$C_{2X}\stackrel{\text{def}}{=}{C}_{2XI}+i{C}_{2XQ};C_{2Y}\stackrel{\text{def}}{=}{C}_{2YI}+i{C}_{2YQ}$$

  

  ergibt für eine Berechnung der Ausgabe von Real- und Imaginärteilen der X-Polarisation-Ausgabe: $$X_{Iout}=X_{I_{in}}\times C_{1XI}-X_{Qin}\times C_{1XQ}+Y_{I_{in}}\times C_{1YI}-Y_{Qin}\times C_{1YQ}$$

  

  $$X_{Qout}=X_{Qin}\times C_{1XI}+X_{I_{in}}\times C_{1XQ}+Y_{Qin}\times C_{1YI}+Y_{I_{in}}\times C_{1YQ}.$$

  
• Die Koeffizienten-Aktualisierung-Gleichungen für den Real- und Imaginärteil der oberen Zeile der Koeffizientenmatrix sind dann:
• $$C_{1XI}\Leftarrow C_{1XI}+\mu \left(Q\left(X_{Iout}\right)-X_{Iout}\right)\times X_{I_{in}}+\mu \left(Q\left(X_{Qout}\right)-X_{Qout}\right)\times X_{Q_{in}}$$

  
• $$C_{1XQ}\Leftarrow C_{1XQ}+\mu \left(Q\left(X_{Qout}\right)-X_{Qout}\right)\times X_{I_{in}}-\mu \left(Q\left(X_{Iout}\right)-X_{Iout}\right)\times X_{Q_{in}}$$

  
• $$C_{1YI}\Leftarrow C_{1YI}+\mu \left(Q\left(X_{Iout}\right)-X_{Iout}\right)\times Y_{I_{in}}+\mu \left(Q\left(X_{Qout}\right)-X_{Qout}\right)\times Y_{Q_{in}}$$

  
• $$C_{1YQ}\Leftarrow C_{1YQ}+\mu \left(Q\left(X_{Qout}\right)-X_{Qout}\right)\times Y_{I_{in}}-\mu \left(Q\left(X_{Iout}\right)-X_{Iout}\right)\times Y_{Q_{in}}$$

  
• Gleichermaßen kann man für die Y-Polarisation-Ausgabe Folgendes schreiben: $$Y_{out}=X_{in}\times C_{2X}+Y_{in}{C}_{2Y},$$

  

  was zu Folgendem ausmultipliziert wird: $$Y_{Iout}=X_{I_{in}}\times C_{2XI}-X_{Qin}\times C_{2XQ}+Y_{I_{in}}\times C_{2YI}-Y_{Qin}\times C_{2YQ}$$

  

  $$Y_{Qout}=X_{Qin}.C_{2XI}+X_{I_{in}}.C_{2XQ}+Y_{Qin}.C_{2YI}+Y_{I_{in}}.C_{2YQ}.$$

  
• Und die entsprechenden Aktualisierungsgleichungen sind: $$C_{2X}\Leftarrow C_{2X}+\mu \left(Q\left(Y_{out}\right)-Y_{out}\right)\times X_{in}^{*}$$

  

  $$C_{2Y}\Leftarrow C_{2Y}+\mu \left(Q\left(Y_{out}\right)-Y_{out}\right)\times Y_{in}^{*}$$

  

  was zu Folgendem ausmultipliziert wird: $$C_{2XI}\Leftarrow C_{2XI}+\mu \left(Q\left(Y_{Iout}\right)-Y_{Iout}\right)\times X_{I_{in}}+\mu \left(Q\left(Y_{Qout}\right)-Y_{Qout}\right)\times X_{Q_{in}}$$

  

  $$C_{2XQ}\Leftarrow C_{2XQ}+\mu \left(Q\left(Y_{Qout}\right)-Y_{Qout}\right)\times X_{I_{in}}-\mu \left(Q\left(Y_{Iout}\right)-Y_{Iout}\right)\times X_{Q_{in}}$$

  

  $$C_{2YI}\Leftarrow C_{2YI}+\mu \left(Q\left(Y_{Iout}\right)-Y_{Iout}\right)\times Y_{I_{in}}+\mu \left(Q\left(Y_{Qout}\right)-Y_{Qout}\right)\times Y_{Q_{in}}$$

  

  $$C_{2YQ}\Leftarrow C_{2YQ}+\mu \left(Q\left(Y_{Qout}\right)-Y_{Qout}\right)\times Y_{I_{in}}-\mu \left(Q\left(Y_{Iout}\right)-Y_{Iout}\right)\times Y_{Q_{in}}$$

  
• Das Ergebnis ist acht realwertige Aktualisierungsgleichungen, die verwendet werden können, um die vier komplexen Koeffizienten der Entmischungsmatrix zu finden. Bei Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können diese Aktualisierungsgleichungen in der analogen Domäne als zeitkontinuierliche Integratoren implementiert werden.
• Die obige Analyse behandelt das Fehlersignal als die Differenz zwischen einer (PAM4) quantisierten Version des Signals und dem Signal selbst, d. h. e(X_out) $\stackrel{\text{def}}{=}$

  

  Q(X_out) - X_out. 2 zeigt übliche PAM4-Quantisiererübertragungsfunktionen. Die Wahl der Quantisierungsfunktion kann einen erheblichen Einfluss auf die Leistungsfähigkeit, insbesondere in dem konvergiertem Zustand, haben, wobei idealerweise Q (X_out) - X_out = 0 gilt. Dieser Ausgang ist weniger wahrscheinlich, falls die Wahl von Q (•) keine originalgetreue Repräsentation des idealen PAM4-Quantisierers ist. Infolgedessen können falsche Fehlerschätzungen fehlerhafte Abgriffsanpassungen verursachen und daher multiplikatives Rauschen in den Ausgangsdatenströmen erzeugen. Es wird angemerkt, dass das analoge Signal, das analysiert wird, einer Bandbeschränkung unterliegt und nur einen Bruchteil des Einheitsintervalls (UI: Unit Interval) auf den gewünschten PAM4-Niveaus (d. h. in dem Gebiet des Zentrums des Auges) verbringt. Daher kann das Fehlersignal manche ungewollte Fluktuationen aufweisen, die durch Signalübergang verursacht werden, selbst wenn der Quantisierer mathematisch perfekt ist.
• Die Parametrisierte Slicing-Funktion kann simuliert werden als: $$Q\left(x,\Delta ,s,\gamma \right)=\frac{\text{tanh}\left(x.s.\gamma \right)}{s}+\frac{\text{tanh}\left(x.s.\gamma -\Delta .\gamma \right)}{s}+\frac{\text{tanh}\left(x.s.\gamma +\Delta .\gamma \right)}{s}$$

  

  wobei x die Eingangsspannung ist, Δ die (nicht skalierte) Entscheidungsschwelle für Außensymbole der PAM4-Modulationen ist, s der Skalierungsfaktor ist, so dass die Außensymbole die Werte 3/s annehmen, und y der Gradient der Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung ist.
• Die Standardabweichung des Fehlers kann als std(err(x)) = std(Q(x) - x) definiert werden, wenn das Eingangssignal zufällige PAM4-Symbole umfasst.
• 3 veranschaulicht eine Standardabweichung von Fehlern für PAM4-Daten gegenüber einem angewandten Skalierungsfaktor unter Verwendung von Δ = 2 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Wie dargestellt, gibt es, obwohl die Standardabweichung des Fehlers beinahe null ist, wenn der angewandte Skalierungsfaktor eins ist, zwei weitere lokale Fehlerminima 302, 304 bei niedrigeren Skalierungsfaktoren. Dies kann bewirken, dass die LMS-Schleife in einem der lokalen Minima 302, 304 und ähnlichen unerwünschten Positionen verriegelt. Um dieses Problem anzugehen, berücksichtigen daher verschiedene Ausführungsformen das Fehlerprofil eines modifizierten Quantisierers, wobei, wie in 4 gezeigt, die Entscheidungsgrenze Δ näher zu null bewegt wird als die ideale Übereinstimmung zu der PAM4-Konstellation.
• 4 veranschaulicht eine Standardabweichung modifizierter Fehlerquantisierungsfunktionen unter Verwendung von Δ = 1.5 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Die Kurve 402 zeigt, dass durch Ändern von nur einem Parameter die Wahrscheinlichkeit eines falschen Konvergenzpunktes reduziert oder entfernt werden kann. Dies kann auf Kosten eines erhöhten stationären Fehlers bei der beabsichtigen Signalamplitude von eins kommen. Die Kurve 404 zeigt, dass das Erhöhen der Steigung den stationären Fehler reduziert, allerdings auf Kosten eines ausgeprägteren lokalen Minimums bei etwa 0,45.
• Bei Ausführungsformen beginnt eine Konvergenz mit einem Fehlerquantisierer, der durch Q(x, 1,5, 3, 2) definiert sein kann und nach dem Erreichen der Konvergenz findet ein Wechsel zu einem Verfolgungsmodus mit einem Quantisierer statt, der durch Q(x, 2, 3, 2) definiert ist. Dies kann durch Verwenden eines DAC erreicht werden, der eine Referenzspannung steuert, die bei Ausführungsformen eine Nullstelle von zwei Differentialverstärkern definiert, um die Übertragungsfunktion effektiv von einem Konvergenzmodus zu einem Normalbetriebsmodus zu wechseln. Das Verfahren zum dynamischen Ändern des Verhaltens des Quantisierers während der anfänglichen Konvergenz wird hier als Dynamikfehlerquantisiererabstimmung bezeichnet und kann durch Verwenden eines Timers oder bei Ausführungsformen basierend auf dem Wert eines Verriegelung-Bits durchgeführt werden, der angibt, dass eine Konvergenz erreicht wurde. Wie unten ausführlicher unter Bezugnahme auf 6 und 7 besprochen wird, kann eine Dynamikfehlerquantisiererabstimmung bei Ausführungsformen durch Anpassen von Schwellenwerten erreicht werden, die durch DC-Bias-Werte in Komparatorschaltkreisen repräsentiert werden können. Das Anpassen von DC-Bias-Werten auf diese Weise ermöglicht einen problemlosen Kompromiss zwischen niedrigen Restfehler bei dem gewünschten Arbeitspunkt und der Anwesenheit ungewollter lokaler Fehlerminima.
• 5 veranschaulicht einen beispielhaften Polarisation-und-Trägerphase-Korrekturschaltkreis,der Fehlerquantisierer umfasst, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Der Schaltkreis 500 umfasst Fehlerquantisierer (z. B. 510), die einen Komparatorschaltkreis, einen Schalter (z. B. 512), Adaptionsschaltkreise (z. B. 520), komplexe Multiplizierer (z. B. 540) und einen Überwachungssteuerschaltkreis 550 umfassen können. In der obersten Ebene kann der Schaltkreis 500 als vier komplexe Multiplizierer (z. B. 540) betrachtet werden, die die Jones-Matrix repräsentieren. Die Multiplizierer multiplizieren eine zeitlich variierende komplexe 2x2-Matrix mit vier Eingangssignalen (z. B. 502), die jeweils als zwei komplexe Signale betrachtet werden können, wobei die komplexen Abgriffsgewichte kontinuierlich durch Verwenden der LMS-Aktualisierung-Gleichung adaptiert werden können, um die Polarisations- und Phasenrotationen in dem optischen Kanal zu korrigieren.
• Bei Ausführungsformen kann die Adaption der komplexen Koeffizienten (z. B. 530) durch eine analoge LMS-Schleife (z. B. 522) für jeden Koeffizienten (z. B. 530) implementiert werden. Zum Korrigieren von Polarisations- und Phasenänderungen in der Faser überwachen bei Ausführungsformen vier Realfehlerquantisierer 510 den Fehler, der ein zeitlich variierendes Signal sein kann, und vergleichen den Fehler mit einer idealen Konstellation. Basierend auf dem Vergleichsergebnis steuern die Fehlerquantisierer 510 komplexe Adaptionsschaltkreise (z. B. 520) an, die vier komplexe Koeffizienten (z. B. 530) für die Jones-Matrix bestimmen. Der Überwachungssteuerschaltkreis 550 kann durch einen unitären Erzwingungsschaltkreis 550 implementiert werden, der bei Ausführungsformen die Fehlerquantisierer (z. B. 510) in eine Keine-Rückkehr-zu-Null(NRZ: No Return to Zero)-übertragene Form einer Datenmodulation schaltet, so dass ein Daten-Slicing Binärsymbolentscheidungen, z. B. 1 und -1 (oder 0 und 1 in unipolarer Notation) erzeugt, sobald die Gesamtamplitude der Jones-Matrixkoeffizienten auf unterhalb einer vorbestimmten Schwelle abfällt.
• Bei Ausführungsformen kann ein Quantisierer (z. B. 510) mit einem Null-DC-Bias als ein herkömmlicher NRZ-Quantisierer arbeiten und zwei andere Quantisierer können auf gleiche und entgegengesetzte Schwellen, die z. B. durch eine von zwei möglichen Konstanten definiert sind, vorgespannt werden. Bei Ausführungsformen kann der Schalter 512 ein LMS-Aktivierungssignal 514 verwenden, um den Betriebsmodus auszuwählen, der zu einer beliebigen gegebenen Zeit in Kraft ist. Bei Ausführungsformen kann, wenn die zwei variablen Slicing-Schwellen auf null gesetzt sind, die gesamte Übertragungsfunktion zu einem einfachen NRZ-Quantisierer zurückkehren. Ein NRZ-Modus ist nützlich, um eine Konvergenz während eines Starts sicherzustellen, während ein PAM4-Modus ein akkurateres Fehler-Slicing für einen stationären Betrieb bereitstellt.
• Der in 5 veranschaulichte Polarisation-und-Trägerphase-Korrekturschaltkreis 500 ist nicht auf das dort gezeigte oder in dem begleitenden Text beschriebene Konstruktionsdetail beschränkt. Zum Beispiel kann der Schalter 512, wie es sich für einen Fachmann versteht, durch einen geeigneten (nicht gezeigten) Rampengenerator ersetzt werden, der bei Ausführungsformen verwendet werden kann, um eine gesteuerte DC-Spannung anzulegen, um zu bewirken, dass der Fehlerquantisierer (z. B. 510) problemlos zwischen einem NRZ- und PAM4-Modus auf eine gesteuerte Weise übergeht, um unerwünschte transiente Effekte zu vermeiden oder zu reduzieren, die durch Schaltereignisse verursacht werden. Ein solcher Rampengenerator kann eine Rampe von einer Anfangsspannung zu einer Zielspannung erzeugen, z. B. einer Spannung, die um einen Nullwert herum symmetrisch ist.
• 6 ist eine beispielhafte Schaltkreisimplementierung eines weichen Quantisierers gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Bei Ausführungsformen kann der Quantisierer 600 eine nichtlineare Übertragungsfunktion implementieren, die ein analoges Signal auf einen Wert abbildet, der näher an einem nächsten Modulationssymbol als der ursprüngliche Eingangswert ist. Es wird angemerkt, dass das durch den Quantisierer 600 erzeugte Signal nicht exakt mit den diskreten Modulationsniveaus eines idealen Modulationswertes, z. B. einem PAM4-Wert, übereinstimmen muss.
• Wie in 6 gezeigt, kann der Quantisierer 600 als ein PAM4-Quantisiererschaltkreis implementiert werden, der eine Strommodussummierung von drei Differentialpaarverstärkern nutzt. Bei Ausführungsformen kann ein Spannungs-Bias (z. B. 609) an die Differentialbasiseingangsanschlüsse (z. B. 609) angelegt werden, um die Nullstellenpunkte von zwei der Verstärker zu versetzen, z. B. relativ zu dem nominellen Nullstellenpunkt des verbleibenden Verstärkers. Wie in 6 dargestellt, können zwei der Verstärker auf gleiche Schwellen entgegengesetzter Polarität vorgespannt werden. Bei Ausführungsformen können Schwellenwerte dynamisch angepasst werden, um den Quantisierer 600 dynamisch zum Übergang zwischen steuerbaren Zuständen anzupassen, z. B. von einem NRZ-Modus zu einem PAM4-Modus oder umgekehrt.
• 7 ist eine beispielhafte Schaltkreisimplementierung eines Fehlerschätzers gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Bei Ausführungsformen ist ein Fehlerschätzer 700 ein Fehlerdetektionsschaltkreis, der zum Erzeugen eines Signals konfiguriert ist, das proportional zu einer Differenz zwischen einem Ausgangssignal und einer PAM4-quantisierten Version dieses Ausgangssignals ist. Der Wert der erhaltenen Fehlerschätzung kann irgendwo zwischen idealen und tatsächlichen empfangenen Signalwerten liegen. Bei Ausführungsformen kann der Fehlerschätzer 700 als ein PAM4-Fehlerschätzer implementiert werden, der im Betrieb einen quantisierten Wert, z. B. einen gemäß 6 erhaltenen weichen PAM4-quantisierten, von dem ursprünglichen Eingangssignal subtrahiert, um die Fehlerschätzung zu erzeugen, die verwendet werden kann, um z. B. eine in 5 gezeigte komplexe LMS-Regelschleife anzusteuern.
• 8 ist eine beispielhafte Fehlerschätzungsübertragungsfunktion, die aus dem Verwenden eines PAM4-Fehlerschätzungsschaltkreises resultiert, gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
• 9 ist ein Flussdiagramm eines veranschaulichenden Prozesses zur dynamischen Fehlerquantisiererabstimmung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Bei Ausführungsformen beginnt der Prozess 900 bei Schritt 902, wenn z. B. in einer Adaptionsphase einer Regelschleife ein Fehlerdetektionsschaltkreis mit der Ansteuerung der Regelschleife in einem ersten Betriebsmodus, z. B. einem Konvergenz- oder NRZ-Modus, beginnt. Der Fehlerdetektionsschaltkreis kann einen Fehler als eine Entfernung zwischen einem Ausgangssignal und einem quantisierten Signal berechnen, z. B. einem nächsten vorbestimmten Symbol. Bei Ausführungsformen steuert der Fehlerdetektionsschaltkreis einen Adaptionsschaltkreis an, der einen komplexen Koeffizienten steuert, der ein Abgriffsgewicht repräsentiert.
• Bei Schritt 904 führt der Fehlerdetektionsschaltkreis als Reaktion auf das Bestimmen, dass die Regelschleife ein Konvergenzkriterium erfüllt, einen Übergang zum Ansteuern der Regelschleife in einem zweiten Betriebsmodus, z. B. einem Verfolgungs- oder PAM4-Modus, durch, um einen Fehler zu reduzieren, der ein Abgriffsgewichtrauschen verursachen kann.
• Schließlich kann der Fehlerdetektionsschaltkreis bei Schritt 906 als Reaktion auf das Detektieren, dass eine Gesamtamplitude der Jones-Matrixkoeffizienten auf unterhalb einer Schwelle abfällt, in den ersten Betriebsmodus übergehen. Es wird angemerkt, dass gewisse Schritte optional durchgeführt werden können, Schritte möglicherweise nicht auf die hier dargelegte spezielle Reihenfolge beschränkt sind, gewisse Schritte in anderer Reihenfolgen durchgeführt werden können und gewisse Schritte gleichzeitig durchgeführt werden können. Es wird ferner angemerkt, dass hier offenbarte Ausführungsformen für analoge und/oder digitale Implementierungen gelten, da Digitalabstimmungssysteme und -verfahren gleichermaßen die Lehren der vorliegenden Offenbarung zum Steuern einer Fehlerquantisierung und -schätzung nutzen können.
• Aspekte der vorliegenden Offenbarung können in einem oder mehreren nichttransitorischen computerlesbaren Medien mit Anweisungen für einen oder mehrere Prozessoren oder Verarbeitungseinheiten zum Bewirken codiert werden, dass Schritte durchgeführt werden. Es ist anzumerken, dass das eine oder die mehreren nichttransitorischen computerlesbaren Medien einen flüchtigen und nichtflüchtigen Speicher einschließen sollen. Es ist anzumerken, dass alternative Implementierungen möglich sind, einschließlich einer Hardwareimplementierung oder einer Software/Hardware-Implementierung. Hardwareimplementierte Funktionen können unter Verwendung von anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreisen (ASICs), programmierbaren Arrays, Digitalsignalverarbeitungsschaltungsanordnungen oder dergleichen realisiert werden. Entsprechend sollen die Ausdrücke in beliebigen Ansprüchen sowohl Software- als auch Hardwareimplementierungen abdecken. Der Ausdruck „computerlesbares Medium oder computerlesbare Medien“, wie hier verwendet, schließt Software und/oder Hardware mit einem darauf ausgeführten Programm von Anweisungen oder eine Kombination davon ein. Unter Berücksichtigung dieser Implementierungsalternativen versteht es sich, dass die Figuren und die begleitende Beschreibung die funktionalen Informationen bereitstellen, die ein Fachmann benötigen würde, um einen Programmcode (d. h. Software) zu schreiben und/oder Schaltkreise (d. h. Hardware) zu fertigen, um die erforderliche Verarbeitung durchzuführen.
• Es versteht sich, dass Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung ferner Computerprodukte mit einem nichttransitorischen greifbaren computerlesbaren Medium betreffen können, das darauf einen Computercode zum Durchführen verschiedener computerimplementierter Operationen aufweist. Die Medien und der Computercode können solche sein, die speziell für die Zwecke der vorliegenden Offenbarung gestaltet und konstruiert sind, oder sie können von der Art sein, die einem Fachmann in der relevanten Technik bekannt oder für diesen verfügbar sind. Beispiele für greifbare computerlesbare Medien beinhalten unter anderem: Magnetmedien, wie etwa Festplatten, Disketten und Magnetband; optische Medien, wie etwa CD-ROMs und holografische Vorrichtungen; magnetooptische Medien; und Hardwarevorrichtungen, die speziell zum Speichern oder zum Speichern und Ausführen von Programmecode konfiguriert sind, wie etwa ASICs, programmierbare Logikvorrichtungen (PLDs), Flash-Speichervorrichtungen und ROM- und RAM-Vorrichtungen. Beispiele für Computercode schließen Maschinencode, wie etwa durch einen Compiler produziert, und Dateien, die höheren Code enthalten, die durch einen Computer unter Verwendung eines Interpreters ausgeführt werden, ein. Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können vollständig oder teilweise als maschinenausführbare Anweisungen implementiert werden, die sich in Programmmodulen befinden können, die durch eine Verarbeitungsvorrichtung ausgeführt werden. Beispiele für Programmmodule schließen Bibliotheken, Programme, Routinen, Objekte, Komponenten und Datenstrukturen ein. In verteilten Rechenumgebungen können sich Programmmodule physisch in Situationen befinden, die lokal, entfernt oder beides sind.
• Ein Fachmann wird erkennen, dass kein Datenverarbeitungssystem oder keine Programmiersprache für die Umsetzung der vorliegenden Offenbarung kritisch ist. Ein Fachmann auf dem Gebiet wird auch erkennen, dass eine Anzahl der oben beschriebenen Elemente physisch und/oder funktionell in Untermodule getrennt oder miteinander kombiniert werden können.
• Fachleute auf dem Gebiet werden zu würdigen wissen, dass die vorstehenden Beispiele und Ausführungsformen beispielhaft sind und den Schutzumfang der vorliegenden Offenbarung nicht beschränken. Es wird beabsichtigt, dass alle Permutationen, Erweiterungen, Äquivalente, Kombinationen und Verbesserungen dazu, die Fachleuten auf dem Gebiet beim Lesen der Patentschrift und einer Untersuchung der Zeichnungen ersichtlich sind, im wahren Gedanken und Schutzumfang der vorliegenden Offenbarung enthalten sind. Es soll auch angemerkt werden, dass Elemente beliebiger Ansprüche unterschiedlich angeordnet sein können, einschließlich mehrere Abhängigkeiten, Konfigurationen und Kombinationen aufweisend.

Claims (20)

1. Dynamikquantisiererschaltkreis zum Verhindern einer Fehlkonvergenz einer Entscheidungsrückkopplungsregelschleife zu einem lokalen Minimum, wobei der Dynamikquantisiererschaltkreis Folgendes umfasst: einen Eingang; einen Steuerschaltkreis, der eine oder mehrere Referenzspannungen in einem Satz von Referenzspannungen steuert; und Komparatoren, die mit dem Eingang gekoppelt sind, wobei jeder Komparator einen Ausgang aufweist und mit wenigstens einer der einen oder mehreren Referenzspannungen assoziiert ist, wobei die Referenzspannungen von wenigstens zwei der Komparatoren unabhängig anpassbar sind, um eine Übertragungsfunktion des Dynamikquantisiererschaltkreises anzupassen, wobei eine gewichtete Summe der Ausgänge der Komparatoren von dem Eingang subtrahiert wird, um ein Fehlersignal in einer Regelschleife zu bilden, wobei das Verhältnis von wenigstens zwei Spannungen in dem Satz von Referenzspannungen zum Reduzieren oder Beseitigen lokaler Minima während einer Konvergenz der Regelschleife gewählt wird, und wobei das Verhältnis von wenigstens zwei Spannungen in dem Satz von Referenzspannungen auf Werte zum Minimieren eines mittleren quadratischen Fehlersignals mit Bezug auf diskrete Modulationszustände des Eingangs eingestellt wird, nachdem die Konvergenz der Regelschleife abgeschlossen ist.
2. Dynamikquantisiererschaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Dynamikquantisiererschaltkreis als Reaktion auf das Detektieren, dass eine Amplitude von Jones-Matrixkoeffizienten bei oder unterhalb einer Schwelle ist, die Regelschleife in einem ersten Betriebsmodus ansteuert und als Reaktion auf das Bestimmen, dass die Regelschleife ein Konvergenzkriterium erfüllt, die Regelschleife in einem zweiten Betriebsmodus ansteuert.
3. Dynamikquantisiererschaltkreis nach Anspruch 2, wobei der erste Betriebsmodus ein Konvergenzmodus oder ein NRZ-Modus ist und der zweite Betriebsmodus ein Verfolgungsmodus oder ein PAM4-Modus ist, der ein regulärer Betriebsmodus der Regelschleife ist.
4. Dynamikquantisiererschaltkreis nach Anspruch 2 oder 3, der ferner einen Timer und/oder ein Verriegelung-Bit umfasst, das angibt, dass das Konvergenzkriterium erfüllt wurde.
5. Dynamikquantisiererschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, der ferner eine Strommodussummierung von einem oder mehreren Differentialpaarverstärkern in einem Satz von Differentialpaarverstärkern umfasst.
6. Dynamikquantisiererschaltkreis nach Anspruch 5, wobei die eine oder die mehreren Referenzspannungen an Differentialbasiseingangsanschlüsse des einen oder der mehreren Differentialpaarverstärkern angelegt werden, um Nullstellenpunkte von weniger als allen des einen oder der mehreren Differentialpaarverstärker in dem Satz von Differentialpaarverstärker zu versetzen.
7. Dynamikquantisiererschaltkreis nach Anspruch 6, der ferner einen Digital-Analog-Umsetzer-Schaltkreis umfasst, der die eine oder die mehreren Referenzspannungen anpasst, wobei die Referenzspannungen Nullstellenpunkte von zwei Differentialverstärkern definieren.
8. Dynamikquantisiererschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die eine oder die mehreren Referenzspannungen dynamisch angepasst werden, um den Quantisierer zum Übergang zwischen zwei oder mehr Modi zu veranlassen.
9. Dynamikquantisiererschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 8, der ferner einen Adaptionsschaltkreis umfasst, der einen komplexen Koeffizienten steuert.
10. Dynamikquantisiererschaltkreis nach Anspruch 9, der ferner einen analogen komplexen Multiplizierer umfasst, der den komplexen Koeffizienten mit einem Eingangssignal multipliziert, wobei der komplexe Koeffizient ein Koeffizient einer komplexen 2x2-Matrix ist.
11. Dynamikquantisiererschaltkreis nach Anspruch 9 oder 10, der ferner eine analoge Kleinstes-mittleres-Quadrat-Schleife umfasst, die den komplexen Koeffizienten anpasst, um eine Polarisations- und Phasenrotation in einem optischen Kanal zu korrigieren.
12. Dynamikquantisiererschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 11, der ferner einen Rampengenerator umfasst, der eine Rampe von einer Anfangsspannung zu einer Zielspannung erzeugt, wobei die Rampe um einen Nullwert herum symmetrisch ist.
13. Dynamikfehlerquantisiererabstimmungsverfahren zum Verhindern einer Fehlkonvergenz einer Regelschleife zu einem lokalen Minimum, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Verwenden eines Steuerschaltkreises, der eine oder mehrere Referenzspannungen in einem Satz von Referenzspannungen steuert, um Referenzspannungen von wenigstens zwei Komparatoren zum Anpassen einer Übertragungsfunktion eines Dynamikquantisiererschaltkreises anzupassen, wobei jeder Komparator mit einem Eingang gekoppelt ist, einen Ausgang aufweist und mit wenigstens einer der einen oder mehreren Referenzspannungen assoziiert ist; Subtrahieren des Eingangs einer gewichteten Summe von den Ausgängen des Komparators, um ein Fehlersignal in einer Regelschleife zu erhalten; Auswählen eines Verhältnisses von wenigstens zwei Spannungen in dem Satz von Referenzspannungen derart, dass lokale Minima während einer Konvergenz der Regelschleife reduziert oder beseitigt werden; und Einstellen des Verhältnisses von wenigstens zwei Spannungen in dem Satz von Referenzspannungen auf Werte zum Minimieren eines mittleren quadratischen Fehlersignals mit Bezug auf diskrete Modulationszustände des Eingangs, nachdem die Konvergenz der Regelschleife abgeschlossen ist.
14. Verfahren nach Anspruch 13, das ferner das Bewirken umfasst, dass ein Fehlerdetektionsschaltkreis, der einen Fehler als eine Entfernung zwischen einem Signal und einem quantisierten Signal bestimmt, die Regelschleife in einem ersten Modus ansteuert, und als Reaktion auf das Bestimmen, dass die Regelschleife ein Konvergenzkriterium erfüllt, das Bewirken eines Übergangs des Fehlerdetektionsschaltkreises zum Ansteuern der Regelschleife in einem zweiten Modus, um den Fehler zu reduzieren, wobei der Fehler ein Abgriffsgewichtrauschen verursachen kann.
15. Verfahren nach Anspruch 14, das ferner als Reaktion auf das Detektieren, dass eine Amplitude der Jones-Matrixkoeffizienten bei oder unterhalb einer Schwelle liegt, das Bewirken umfasst, dass der Fehlerdetektionsschaltkreis in den ersten Betriebsmodus übergeht.
16. Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, wobei der erste Modus ein Konvergenzmodus oder ein NRZ-Modus ist und der zweite Modus ein Verfolgungsmodus oder ein PAM4-Modus ist, der ein regulärer Modus der Regelschleife ist.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei der Fehlerdetektionsschaltkreis einen Adaptionsschaltkreis ansteuert, der einen komplexen Koeffizienten steuert, der ein Abgriffsgewicht repräsentiert.
18. Verfahren nach Anspruch 17, das eine analoge Kleinstes-mittleres-Quadrat (LMS)-Schleife verwendet, um den komplexen Koeffizienten anzupassen, um eine Polarisations- und Phasenrotation in einem optischen Kanal zu korrigieren.
19. Verfahren nach Anspruch 18, wobei die analoge LMS-Schleife eine Polarisations- und Phasenrotation durch Verwenden eines analogen komplexen Multiplizierers korrigiert.
20. Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Signal auf eine quantisierte Version abgebildet wurde, die näher an einem nächsten Modulationssymbol als das Signal selbst ist.

Images