DE102018114204A1 - Zwischenstufenanpassungsnetzwerk - Google Patents

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DE102018114204A1
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David Seebacher
Christian Schuberth
Peter Singerl
Ji Zhao
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Infineon Technologies AG
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Infineon Technologies AG
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Abstract

Eine Schaltung enthält eine erste Leistungstransistorstufe, die intern dazu ausgebildet ist, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, eine zweite Leistungstransistorstufe mit einer Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung ändert, und ein Zwischenstufenanpassungsnetzwerk, das einen Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe mit einem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe koppelt. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk ist dazu ausgebildet, eine Impedanzinversion zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und dem Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe bereitzustellen. Die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk bereitgestellte Impedanzinversion transformiert die erste Leistungstransistorstufe davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, an dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten.

Description

  • Die vorliegende Anmeldung betrifft Zwischenstufenanpassungsnetzwerke für Leistungstransistorstufen, insbesondere Zwischenstufenanpassungsnetzwerke, die nicht-lineare Effekte, die mit Hochleistungshalbleitertechnologien verbunden sind, abschwächen.
  • Mobile RF-Kommunikationssysteme neigen zu geringeren Zellgrößen und mehr Leistungsverstärkern mit geringer Leistung, z. B. 5G-(5te Generation)-Mobilnetze, drahtlose Systeme und MIMO-(mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge; engl.: „multiple input, multiple output“)-Systeme, etc. Physische Platzerfordernisse können durch das Integrieren mehrerer Teile des Systems verringert werden. Für den RF-Leistungsverstärker bedeutet dies signifikante Herausforderungen sowohl für den Wirkungsgrad als auch die Linearität. Moderne Hochleistungstechnologien wie beispielsweise GaN und LDMOS (lateral diffundierter MOSFET; engl.: „Laterally Diffused MOSFET“) bieten ein überragendes Wirkungsgradverhalten, stellen aber ernsthafte Anforderungen in Bezug auf Linearität. Entsprechend müssen Kompromisse wie beispielsweise Verstärkung/Verlust gegenüber Linearität gemacht werden.
  • Herkömmliche Zwischenstufenanpassungsnetzwerke zum Koppeln der Endstufe eines RF-Kommunikationssystems mit einer Treiberstufe sind typischerweise dazu ausgelegt, die Gate-Eingangsimpedanz der Endstufe an eine bestimmte Lastimpedanz für den Treiber anzupassen. Herkömmlicherweise wird die Phase des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks beim Auslegungsprozess ignoriert, da die Phase des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks für eine Endstufe, die eine konstante oder nahezu konstante Eingangsimpedanz aufweist, keine Rolle spielt. Allerdings weisen Halbleitertechnologien für höhere Leistung und höhere Frequenz wie beispielsweise GaN eine Eingangsimpedanz auf, die sich mit der Eingangsleistung signifikant ändert, was eine große Änderung der Lastimpedanz für den Treiber bewirkt und deshalb die Verstärkung und die Phase signifikant ändert. Es wird ein verbessertes Zwischenstufenanpassungsnetzwerk, das für Hochleistungshalbleitertechnologien geeignet ist, benötigt.
  • Gemäß einer Ausgestaltung einer Schaltung beinhaltet die Schaltung eine erste Leistungstransistorstufe, die intern dazu ausgebildet ist, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, eine zweite Leistungstransistorstufe mit einer Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung ändert, und ein Zwischenstufenanpassungsnetzwerk, das einen Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe mit einem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe koppelt. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk ist dazu ausgebildet, eine Impedanzinversion zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und den Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe zu bieten. Die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk bereitgestellte Impedanzinversion transformiert die erste Leistungstransistorstufe davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, am Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten.
  • Gemäß einer Ausgestaltung eines Halbleiterpackages beinhaltet das Halbleiterpackage: ein erstes Halbleiter-Die, das eine erste Leistungstransistorstufe, die intern dazu ausgebildet ist, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, aufweist, wobei das erste Halbleiter-Die an einem Substrat montiert ist; ein zweites Halbleiter-Die, das eine zweite Leistungstransistorstufe mit einer Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung ändert, aufweist, wobei das zweite Halbleiter-Die an das Substrat montiert ist; und ein Zwischenstufenanpassungsnetzwerk, das einen Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe mit einem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe koppelt. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk ist dazu ausgebildet, eine Impedanzinversion zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und dem Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe zu bieten. Die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk bereitgestellte Impedanzinversion transformiert die erste Leistungstransistorstufe davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, am Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten. Ein Teil des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks wird durch Bonddrahtverbindungen zwischen den ersten und zweiten Halbleiter-Dies gebildet.
  • Fachleute werden beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung und bei der Betrachtung der begleitenden Zeichnungen zusätzliche Merkmale und Vorteile erkennen.
  • Die Elemente der Zeichnungen relativ zueinander sind nicht notwendigerweise maßstäblich. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen Ausgestaltungen können kombiniert werden, sofern sie sich nicht gegenseitig ausschließen. Ausführungsbeispiele sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in der folgenden Beschreibung ausführlich erläutert.
    • 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausgestaltung einer Schaltung, die erste und zweite Leistungstransistorstufen und ein Zwischenstufenanpassungsnetzwerk, das den Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe mit dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe koppelt, enthält.
    • 2A zeigt ein Prinzipschaltbild der Schaltung von 1, wobei die erste Leistungstransistorstufe als ideale, spannungsgesteuerte Spannungsquelle ausgebildet ist.
    • 2B zeigt ein Prinzipschaltbild der Schaltung von 1, wobei das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk die erste Leistungstransistorstufe davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, am Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten, transformiert.
    • 3 zeigt ein Prinzipschaltbild der Schaltung von 1, die als Einzel-Zell-Zwischenstufen-IMN-Implementierung ausgebildet ist.
    • 4 zeigt ein Prinzipschaltbild der Schaltung von 1, die in einer Zweiwege-(engl.: dual line-up)-Doherty-Bauweise ausgebildet ist.
    • 5 zeigt ein Prinzipschaltbild der Schaltung von 1, die in einer Einweg-(engl.: single line-up)-Doherty-Bauweise ausgebildet ist.
    • 6 zeigt ein Prinzipschaltbild des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks, das unter Verwendung eines PI-Netzwerks ausgebildet ist.
    • 7 zeigt ein Prinzipschaltbild des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks für eine Treiberverstärkerstufenbauweise.
    • 8 zeigt ein Prinzipschaltbild des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks, das als mehrgliedriges Viertelwellen-Anpassungsnetzwerk implementiert ist.
    • 9 zeigt ein Prinzipschaltbild des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks in 8, bei dem die Reihen- und Shunt-Kondensatoren des Impedanzinverters in einer einzigen integrierten passiven Einrichtung angeordnet sind.
    • 10 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Halbleiterpackages, das die ersten und zweiten Leistungstransistorstufen und das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk enthält.
  • Hierin beschriebene Ausgestaltungen bieten ein Zwischenstufenanpassungsnetzwerk, das den Einfluss nicht-linearer Effekte, die mit Hochleistungshalbleitertechnologien verbunden sind, verringert. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk koppelt den Ausgang einer ersten Leistungstransistorstufe mit dem Eingang einer zweiten Leistungstransistorstufe. Die erste Leistungstransistorstufe ist intern dazu ausgebildet, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, und die zweite Leistungstransistorstufe weist eine Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung ändert, auf. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk ist derart ausgelegt, dass die erste Leistungstransistorstufe extern am Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe wie eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle und nicht wie eine spannungsgesteuerten Stromquelle arbeitet, was im Hinblick auf Amplitude und Phase eine gewünschte (Gate-) Eingangsspannung an der zweiten Leistungstransistorstufe erzwingt. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk verringert die Auswirkungen der Änderung der Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe, was die Linearität des Systems verbessert.
  • 1 zeigt eine Ausgestaltung einer Schaltung, die eine erste Leistungstransistorstufe 100 mit einem Eingang PS1in und einem Ausgang PS1out , eine zweite Leistungstransistorstufe 102 mit einem Eingang PS2in und einem Ausgang PS2out und ein Zwischenstufenanpassungsnetzwerk (engl.: „interstage matching network“; IMN) 104, das den Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 mit dem Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 koppelt, aufweist. Die erste Leistungstransistorstufe 100 ist intern dazu ausgebildet, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, und die zweite Leistungstransistorstufe 102 besitzt eine Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung ändert.
  • Bei einigen Ausgestaltungen handelt es sich bei der ersten Leistungstransistorstufe 100 um eine Treiberstufe, und bei der zweiten Leistungstransistorstufe 102 handelt es sich um eine Endverstärkerstufe z. B. eines RF-Kommunikationssystems. Bei anderen Ausgestaltungen handelt es sich bei der ersten Leistungstransistorstufe 100 um eine Treibervorstufe und bei der zweiten Leistungstransistorstufe 102 handelt es sich um eine weitere Treibervorstufe oder eine Treiberstufe für eine Endverstärkerstufe, z. B. eines RF-Leistungsverstärkers. Für die Verwendung mit dem Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 werden noch andere Leistungstransistorstufenkonfigurationen in Betracht gezogen.
  • Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 ist dazu ausgebildet, eine Impedanzinversion zwischen dem Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 und dem Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 bereitzustellen. Zu diesem Zweck enthält das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 einen Impedanzinverter 106 wie beispielsweise einen Viertelwellenimpedanzwandler, ein PI-Netzwerk oder eine äquivalente Schaltung T, der den Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 mit dem Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 koppelt. Die Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe 102 wird durch den Impedanzinverter 106 zu einer Lastimpedanz an dem Ausgang PS1out der ersten leistungstransistorstufe 100 invertiert. Die erste Leistungstransistorstufe 100 arbeitet intern als spannungsgesteuerte Stromquelle, die wie ein offener Schaltkreis wirkt. Die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 bereitgestellte Impedanzinversion transformiert die erste Leistungstransistorstufe davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, an dem Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten, indem der interne offene Schaltkreis in einen Kurzschluss, der eine feste Spannung am Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 erzwingt, konvertiert wird. Auf diese Weise steuert eine (Quasi)-Spannungsquelle und nicht eine (Quasi)-Stromquelle den Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 an.
  • Für eine zweite Leistungstransistorstufe 102 mit einer Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung stark ändert, werden nicht-lineare Effekte, die mit einer derartigen Eingangsimpedanzänderung verbunden sind, verringert, indem der Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 mit einem Element, das mehr wie eine Spannungsquelle als wie eine Stromquelle arbeitet, angesteuert wird. Zum Beispiel ändert sich bei einer zweiten Leistungstransistorstufe 102, die einen oder mehr aus einer III-V-Halbleitertechnologie wie beispielsweise GaN hergestellte Leistungstransistoren enthält, die Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe 102 als Funktion der Eingangsleistung stark.
  • Die veränderliche Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe 102 erscheint für die erste Leistungstransistorstufe 100, sofern die Eingangsimpedanzänderung der zweiten Leistungstransistorstufe 102 nicht abgeschwächt wird, als veränderliche Lastimpedanz. Insbesondere ändert die veränderliche Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe 102 den Imaginärteil der an dem Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 gesehenen Impedanz. Dies wiederum ändert die Ausgangsphase der ersten Leistungstransistorstufe 100 signifikant, was, sofern nicht abgeschwächt, eine signifikante (Phasen)-AM/PM und (Verstärkungs)-AM/AM-Verzerrung bewirkt.
  • Im Idealfall wäre die erste Leistungsverstärkerstufe 100 dazu ausgebildet, wie in 2A, in der die zweite Leistungstransistorstufe 102 als Endverstärkerstufe eines RF-Kommunikationssystems dargestellt ist und die ideale VCVS (spannungsgesteuerte Spannungsquelle; engl.: „voltage-controlled voltage source“) als Treiber für die Endverstärkerstufe dargestellt ist und in der Cgs die Gate-Source-Kapazität der in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 enthaltenen RF-Leistungstransistoreinrichtung T1 ist, Cgd die Gate-Drain-Kapazität der RF-Leistungstransistoreinrichtung T1 ist und LdT1 die Drain-Bias-Speisungsinduktivität für die Transistoreinrichtung T1 ist, gezeigt, als spannungsgesteuerte Spannungsquelle (VCVS) zu arbeiten. Die Gatespannung VG der in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 enthaltenen RF-Leistungstransistoreinrichtung T1 bestimmt den Ausgangsstrom der zweiten Leistungstransistorstufe 102. Daher besteht der Wunsch, dass die erste Leistungstransistorstufe 100 als VCVS arbeitet.
  • Allerdings wirkt die erste Leistungstransistorstufe 100 aufgrund der Verwendung von Transistoreinrichtungen mehr wie eine Stromquelle als wie eine Spannungsquelle. Die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 zwischen dem Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 und dem Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 bereitgestellte Impedanzinversion transformiert die erste Leistungstransistorstufe 100 davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle (engl.: voltage-controlled current source“; VCCS) zu arbeiten, dazu, am Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 als spannungsgesteuerte Spannungsquelle (VCVS) zu arbeiten, was in 2B gezeigt ist. Auf diese Weise bleibt die Gatespannung VG der Leistungstransistoreinrichtung T1 selbst dann relativ unverändert, wenn sich die Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe 102 als Funktion der Eingangsleistung ändern kann, z. B. in dem Fall, in dem Q1 eine Hochleistungstransistoreinrichtung wie beispielsweise ein LDMOS-Transistor oder ein HEMT (Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit; engl.: „highelectron mobility transistor“) ist. Indem die große Änderung der Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe 102 abgeschwächt wird, wahrt das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 ein gutes Linearitätsverhalten.
  • Im Fall einer RF-Verstärkerbauweise für ein RF-Kommunikationssystem kann es sich bei der zweiten Leistungstransistorstufe 102 um die RF-Leistungsendverstärkerstufe handeln, und bei der ersten Leistungstransistorstufe 100 kann es sich um den Treiber für die Endstufe handeln. Wie oben erläutert bestünde ein optimales Treiberverhalten zum Bewältigen einer großen Änderung der Eingangsimpedanz der RF-Leistungsverstärkerendstufe für die erste Leistungstransistorstufe 100 darin, wie in 2A dargestellt als ideale spannungsgesteuerte Spannungsquelle (VCVS) zu arbeiten. Allerdings enthält die erste Leistungstransistorstufe 100 Transistoren, die bewirken, dass die erste Stufe 100 intern eher wie eine spannungsgesteuerte Stromquelle (VCCS) als wie eine VCVS arbeitet. Allerdings kann eine Treiberstufe für einen RF-Verstärker, wie in 2B dargestellt, durch Einfügen des Impedanzinverters 106 in das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 zum Koppeln des Eingangs PS2in der zweiten leistungstransistorstufe 102 mit dem Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 von einer (Quasi)-Stromquelle zu einer (Quasi)-Spannungsquelle am Eingang des RF-Verstärkers transformiert werden. Auf diese Weise besitzt die nicht-lineare Gate-Eingangsimpedanz ZG der RF-Leistungsverstärkerendstufe eine geringe oder keine Auswirkung auf die Treiberstufe, und der Endstufen-Drainstrom wird allein durch die Treibereingangsleistung RFIN bestimmt.
  • Bei einer Ausgestaltung weist die Treiberstufe einer RF-Verstärkerbauweise einen LDMOS-Transistor, der als spannungsgesteuerte Stromquelle arbeitet, auf, und die RF-Leistungsverstärkerstufe weist einen III-V-Halbleitertransistor wie beispielsweise einen GaN-HEMT, der als RF-Leistungsverstärker ausgebildet ist, auf. Bei einer anderen Ausgestaltung weist die Treiberstufe einen ersten LDMOS-Transistor, der als spannungsgesteuerte Stromquelle arbeitet, auf, und die RF-Leistungsverstärkerstufe weist einen zweiten LDMOS-Transistor, der als RF-Leistungsverstärker ausgebildet ist, auf. Bei noch einer anderen Ausgestaltung weist die Treiberstufe einen ersten III-V-Halbleitertransistor wie beispielsweise einen GaN-HEMT, der als spannungsgesteuerte Stromquelle arbeite, auf, und die RF-Leistungsverstärkerstufe weist einen zweiten III-V-Halbleitertransistor wie beispielsweise einen GaN-HEMT, der als RF-Leistungsverstärker ausgebildet ist, auf. In jedem Fall transformiert der Impedanzinverter 106 des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 die Treiberstufe davon, als Stromquelle zu arbeiten, dazu, als Spannungsquelle an dem Eingang der RF-Leistungsverstärkerstufe zu arbeiten.
  • Ausführlicher ausgedrückt transformiert das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 die interne Stromquelle der ersten Leistungstransistorstufe 100 einschließlich sämtlicher Anpassungselemente dazwischen dazu, an dem Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 wie eine Spannungsquelle zu wirken. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 trägt sämtlichen parasitären Gate-(z. B. Cgs )-und Drain-(z. B. Cgd )-Elementen und zugehörigen vorspannenden (engl.: „biasing“) Elementen (z. B. LdT1 ) der Schaltung Rechnung. Bei einer Ausgestaltung weist das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 einschließlich der parasitären Elemente der Einrichtung eine Phasenantwort von 90° + 180°*n auf, wobei n eine ganze Zahl größer oder gleich Null ist. Zum Beispiel kann die Phasenantwort des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 90°, 270°, 450° etc. betragen. Allerdings weisen längere Phasen ein schmalbandigeres Frequenzverhalten auf. Das heißt, eine 20°-Phase besitzt im Vergleich zu einer 90°-Phase ein schmalbandigeres Verhalten.
  • Bei einer Ausgestaltung handelt es sich bei dem Impedanzinverter 106 des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 um einen Viertelwellenimpedanzwandler wie beispielsweise eine/einen Viertelwellenübertragungsleitung oder -wellenleiter. Ein Viertelwellenimpedanzwandler invertiert die Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe 102 gemäß: Z PS1 = Z 0 2 /Z G
    Figure DE102018114204A1_0001
    wobei ZPS1 die Lastimpedanz am Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 ist, ZG die Eingangsimpedanz der zweiten Leistungstransistorstufe 102 ist, und Zo die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung ist. Bei einer anderen Ausgestaltung handelt es sich bei dem Impedanzinverter 104 um ein PI-Netzwerk, das einen Viertelwellenimpedanzwandler annähert. Bei noch einer anderen Ausgestaltung wird der Impedanzwandler 104 durch eine äquivalente Schaltung T gebildet.
  • 3 zeigt einen allgemeinen schematischen Überblick über eine Einzelzwischenstufen-IMN-Implementierung. Eine derartige Topologie kann z. B. für die Haupt- und Spitzenverstärker bei einer Zweiwege-Doherty-Bauweise, wie in 4 dargestellt, verwendet werden. Die in 3 dargestellte Einzelltopologie ist nicht auf eine Zweiwege-Doherty-Verstärkerbauweise beschränkt, und es kann für einen beliebigen N-Wege-Doherty-Verstärker ebenso wie für beliebige andere Verstärkertopologien wie beispielsweise Chireix verwendet werden. Die in 3 dargestellte Einzelltopologie ist auch nicht auf eine Treiberendstufenanordnung beschränkt und sie kann auf eine Anzahl N von Treibern, Vortreibern etc. ausgedehnt werden. Der Impedanzinverter 106 des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 kann in beliebiger Form wie beispielsweise aber nicht beschränkt auf einen Viertelwellenimpedanzwandler wie eine/einen Viertelwellenübertragungs-Leitung oder -wellenleiter, eine äquivalente Schaltung T oder ein PI-Netzwerk oder eine beliebige andere Standard-Impedanzinverter-Implementierung implementiert werden. Im Fall eines Viertelwellenwandlers kann der Viertelwellenwandler parasitäre Elemente der Einrichtung enthalten oder nicht, um eine gewünschte Impedanzinversion zu erzielen. Die Impedanzwandlung kann auch 270° oder ein beliebiges anderes Vielfaches von 180° addiert zu 90° aufweisen, um die Ziel-Impedanzinversion zu erzielen.
  • Die in 4 dargestellte, Zweiwege-(engl.: dual line-up)-Doherty-Bauweise enthält separate Treiber 200, 202 für die Haupt- und Spitzenleistungsverstärker (PA) 204, 206, sowie entsprechende Viertelwellenübertragungsleitungen 208, 210 zwischen den Eingängen der Treiber 200, 202 und zwischen den Ausgängen der Verstärker 204, 206. Die Last ist in 4 als Widerstand RL dargestellt. Ein Exemplar des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 mit dem Impedanzinverter 106 ist, wie in 4 gezeigt, zwischen jedem Treiber 200/202 und dem zugehörigen Leistungsverstärker 204/206 vorgesehen. Bei der in 4 dargestellten, Zweiwege-(engl.: dual line-up)-Doherty-Bauweise besteht der Vorteil darin, dass der Treiber 202 für den Spitzenverstärker 206 abgeschaltet werden kann, wenn der Spitzenverstärker 206 nicht in Verwendung ist. Durch Koppeln des Eingangs jedes Leistungsverstärkers 204/206 mit dem Ausgang des zugehörigen Treibers 200/202 über separate Impedanzinverter 106 arbeitet jeder Treiber 200/202 als zugehöriger Leistungsverstärker 204/206 unabhängig vom Verstärkereingangsimpedanzpegel.
  • 5 zeigt einen Doherty-Verstärker, der einen einzigen Treiber 300 für sämtliche Verstärker 302, 304 aufweist. Der Doherty weist einen Hauptleistungsverstärker (PA) 302 und eine oder mehr Spitzenleistungsverstärker 304, von denen jeder eine Drainvorspannspeisungsinduktivität LdTx jenes Verstärkers besitzt, aufweist. Der einzelne Verstärker 300 ist durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 mit dem Eingang des Hauptleistungsverstärkers 302 gekoppelt. Der Impedanzinverter 106 des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 verbindet den Treibertransistor T2 der einzelnen Treiberstufe 300 mit einem Zwischenknoten Vs zwischen der Treiberstufe 300 und dem Hauptverstärker 302. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 enthält auch ein Impedanzanpassungsnetzwerk (engl.: „impedance matching network“; IMN) 306, das den Zwischenknoten Vs mit dem Eingang des Hauptverstärkers 302 verbindet. Das Impedanzanpassungsnetzwerk 306 besitzt eine Phasenverschiebung von 0° oder 180°.
  • Der Hauptleistungsverstärker 302 ist typischerweise der Hauptbeitragende zu der (Phasen)-AM/PM-Verzerrung und profitiert daher stark von einer stabilen Spannungsquelle am Gate des Hauptleistungsverstärkertransistors T1. Durch Koppeln des Ausgangs des einzelnen Treibers 300 mit dem Knoten Vs unter Verwendung eines Viertelwellenwandlers oder eines anderen Typs von Impedanzinverter 106 wird der einzelne Treiber 300 in eine Spannungsquelle an dem Knoten Vs transformiert. Das Impedanzanpassungsnetzwerk 306 des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 für den Hauptleistungsverstärker 302 zeigt ein Nullphasenverhalten, das z. B. durch Verwendung eines Wandlers erzielt wird und weshalb die Spannungsquelle an dem Knoten Vs an das Gate des Leistungstransistors T1 des Hauptleistungsverstärkers 302 transformiert wird. Eine Offset-Leitung 308, die den Knoten Vs mit einem Impedanzanpassungsnetzwerk (IMN) 310 für den Spitzenverstärker 304 verbindet, kann, abhängig von der Kombiniererimplementierung, eine Phasenverschiebung von 90° oder von verschiedenen Werten, z. B. -90° oder 270°, aufweisen. Die Offset-Leitung 308 kann eine Phase von exakt 90° aufweisen oder nicht. Das Impedanzanpassungsnetzwerk 310 für den Spitzenverstärker 304 kann eine Phasenverschiebung von 0° oder 180° zwischen der Offset-Leitung 308 und dem Gate des Spitzenleistungsverstärkertransistors T3 bereitstellen.
  • Als nächstes werden noch zusätzliche Ausgestaltungen des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 beschrieben. Wie hierin vorangehend erläutert wurde, enthält das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 einen Impedanzinverter 106 zum Bereitstellen einer Impedanzinversion zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe 102 und dem Ausgang einer ersten Leistungstransistorstufe 100. Die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 bereitgestellte Impedanzinversion transformiert die erste Leistungstransistorstufe 100 davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, an dem Eingang der zweiten leistungstransistorstufe 102 als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten, was nicht-lineare Effekte, die mit den Hochleistungstechnologien verbunden sind, abschwächt. Bei dem Impedanzinverter 106 des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 kann es sich um einen Viertelwellenimpedanzwandler wie beispielsweise eine/einen Viertelwellenübertragungsleitung oder -wellenleiter, ein PI-Netzwerk, das einen Viertelwellenimpedanzwandler annähert, eine äquivalente Schaltung T, etc. handeln.
  • 6 zeigt eine Implementierung des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104, das ein PI-Netzwerk verwendet, um den Impedanzinverter 106 zu bilden. Das PI-Netzwerk kann parasitäre Elemente der Einrichtung, die als Shunt-Kondensatoren verwendet werden, vollständig oder teilweise enthalten. Zum Beispiel kann das PI-Netzwerk die Drain-Source-Kapazität (Cds ) der Transistoreinrichtung T2 der ersten Leistungstransistorstufe 100 und die Gate-Source-Kapazität (Cgs ) der Transistoreinrichtung T1 der zweiten Leistungstransistorstufe 102 als Shunt-Kondensatoren enthalten. Die z. B. durch Bonddrähte bereitgestellte physische Verbindung zwischen dem Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 zu dem Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 ist in 6 als Induktivität L dargestellt und bildet einen Teil des PI-Netzwerks. Bei einigen Ausgestaltungen sind die Werte von Cds , Cgs und L dergestalt, dass das PI-Netzwerk eine Viertelwellenwandler annähert.
  • 7 zeigt eine weitere Implementierung des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104, wobei die zweite Leistungstransistorstufe 102 als RF-Verstärker ausgebildet ist und die erste Leistungstransistorstufe 100 als Treiber für den RF-Verstärker ausgebildet ist. Die Drainvorspannspeisungsinduktivität LdT2 des Treibers 100 in Reihe mit der Drain-Source-Kapazität (Cds ) des Treiber-Leistungstransistors T2 bildet eine erste Shunt-Impedanz Xshunt1 . Die Gate-Vorspannspeisungsinduktivität Lg der RF-Verstärkerstufe 102 in Reihe mit der Gate-Source-Kapazität (Cgs ) des Verstärker-Leistungstransistors T1 bildet eine zweite Shunt-Impedanz Xshunt2 . Die Shunt-Impedanz Xshunt1 und Xshunt2 bildet zusammen mit der Reihenimpedanz Xser , die die physische Verbindung zwischen dem Ausgang PS1out der Treiberstufe 100 und dem Eingang PS2in der RF-Verstärkerstufe 102 repräsentiert, eine PI-Netzwerkannäherung eines Viertelwellenwandlers. Bei einer Ausgestaltung weist die Reihenimpedanz Xser eine/einen Übertragungsleitung oder -wellenleiter, der eine Phasenantwort von 90° + 180°*n aufweist, wobei n eine ganze Zahl größer oder gleich Null ist. Die Induktivitäten LdT2 und Lg können so ausgelegt werden, dass die Shuntimpedanzen Xshunt1 und Xshunt2 entweder kapazitiv oder induktiv sind, um die Verwendung einer induktiven oder kapazitiven Reihenimpedanz Xser zu ermöglichen. Des Weiteren können die Shuntimpedanzen Xshunt1 und Xshunt2 so ausgelegt werden, dass sie einen offenen Schaltkreis bilden, und die Reihenimpedanz Xser kann durch einen oder mehr Abschnitte von T oder PI-Viertelwellenannäherungen ersetzt werden, oder durch eine beliebige andere Art von Übertagungsleitung, die eine 90°-Transformation oder ein Vielfaches hiervon bietet.
  • 8 zeigt eine Implementierung des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 für Hochleistungseinrichtungen, bei denen der Impedanzinverter 106 des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 ein mehrgliedriges Viertelwellenanpassungsnetzwerk enthält. Ein erster Abschnitt 400 des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks ist mit dem Ausgang PS1out der ersten Leistungsstufe 100 verbunden und enthält eine Drain-Source-Kapazität (Cds ) des Leistungstransistors T2 und eine erste Reiheninduktivität L1 . Ein dritter Abschnitt 402 des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks ist mit dem Eingang PS2in der zweiten Leistungsstufe 102 verbunden und enthält eine Gate-Source-Kapazität (Cgs ) des Leistungstransistors T1 und eine dritte Reiheninduktivität L3 . Ein zweiter Abschnitt 404 des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks ist zwischen den ersten und dritten Abschnitten 402, 404 angeschlossen und enthält einen oder mehr Reihenkondensatoren (Cdcx ), die eine DC-Entkopplung zwischen der ersten Leistungstransistorstufe 100 und der zweiten Leistungstransistorstufe 102 bereitstellen, zumindest einen Shunt-Kondensator (C2 ), und eine zweite Reiheninduktivität L2 .
  • Der zweite Abschnitt 404 des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks stellt jegliche verbleibende Impedanzwandlung, die nicht durch die ersten und dritten Abschnitte 400, 402 bereitgestellt wird und die erforderlich ist, um die Impedanzinversion zwischen dem Eingang PS2in der zweiten Leistungstransistorstufe 102 und dem Ausgang PS1out der ersten Leistungstransistorstufe 100 bereitzustellen, bereit. Die charakteristische Impedanz der ersten und dritten Abschnitte 400, 402 des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks wird bei dieser Ausgestaltung durch die entsprechenden parasitären Elemente definiert, und der zweite Abschnitt 404 des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks erbringt die erforderliche (fehlende) Impedanzwandlung. Reihenkondensatoren Cdc1 und Cdc2 bieten eine DC-Entkopplung zwischen den ersten und zweiten Leistungstransistorstufen 100, 102 und sie können einen Kurzschluss bereitstellen, oder sie können auf eine derartige Weise ausgelegt sein, dass sie zusammen mit den Reiheninduktivitäten die erforderliche Reihenimpedanz liefern. Ein einziger DC-Entkopplungskondensator kann ausreichen und er kann an einer beliebigen Stelle entlang des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks platziert werden.
  • 9 zeigt eine Ausgestaltung des in 8 gezeigten Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104, bei dem die Reihen- und Shunt-Kondensatoren Cdc1 , Cdc2 und C2 in einer einzigen integrierten passiven Einrichtung (engl.: „integrated passive device“; IPD) integriert sind, um den verfügbaren Platz optimal zu nutzen. Die Reiheninduktivitäten L1 , L2 und L3 können durch Bonddrahtverbindungen eines Halbleiterpackages für die Schaltung gebildet werden.
  • 10 zeigt eine Ausgestaltung eines Halbleiterpackages. Das Halbleiterpackage enthält ein erstes Halbleiter-Die 500, das an ein Substrat 502 wie beispielsweise einen Metallflansch montiert ist, ein zweites Halbleiter-Die 504, das an das Substrat 502 montiert ist, und das hierin beschriebene Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104. Das erste Halbleiter-Die 500 enthält eine erste Leistungstransistorstufe, die intern dazu ausgebildet ist, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten. Das zweite Halbleiter-Die 504 enthält eine zweite Leistungstransistorstufe mit einer Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung ändert. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 koppelt den Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe mit dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und bietet eine Impedanzinversion zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und dem Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe wie vorangehend hierin beschrieben. Die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 104 bereitgestellte Impedanzinversion transformiert die erste Leistungstransistorstufe davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, an dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten.
  • Ein Teil des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks 104 wird durch Bonddrahtverbindungen L1 , L2 und L3 zwischen den ersten und zweiten Halbleiter-Dies 500, 504gebildet. Zusätzliche Bonddrahtverbindungen Lin , Lout bieten Eingangsverbindungen für das erste Halbleiterdie 500 und Ausgangsverbindungen für das zweite Halbleiterdie 504. Das in 9 gezeigte IPD entspricht dem IPD-Die 506 in 10, und der Shunt-Kondensator C2 in 9 entspricht dem Kondensator-Die 508 in 10. Ebenfalls in 10 gezeigt ist ein Eingangsshuntkondensator-Die 510 für das erste Halbleiter-Die 500.
  • Verschiedene Ausgestaltungen des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks werden hierin beschrieben. Das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk kann bei vielen Anwendungen einschließlich aber nicht beschränkt auf N-Wege-Doherty-Verstärker, Ein- oder Mehrwegtreiber (engl.: „single or multiline driver“) zur Leistungsstufenkopplung, Vortreiber zur Treiberkopplung, die Kopplung zwischen einer beliebigen Anzahl von Leistungstransistorstufen, etc. verwendet werden. Für RF-Leistungsanwendungen kann das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk 4G (4te Generation), 5G (5te Generation), MIMO-Systeme etc., einschließlich aber nicht beschränkt auf die folgenden Mobiltelefon- und Milimeterfrequenzbänder unterstützen: 600 MHz; 700 MHz; 800 MHz; 900 MHz; 1,5GHz; 2,1 GHz; 2,3 GHz; 2,6 GHz; 3,6 GHz; 4,7 GHz; 26 GHz; 28 GHz; 37 GHz; 39 GHz; 60 GHz.
  • Ausdrücke wie „erste/erster/erstes“, „zweite/zweiter/zweites“ und dergleichen werden verwendet, um verschiedene Elemente, Gebiete, Abschnitte etc. zu bezeichnen und sie sind nicht als beschränkend gedacht. Gleiche Ausdrücke beziehen sich die gesamte Beschreibung hindurch auf gleiche Elemente.
  • Die Ausdrücke „aufweisend“, „enthalten“, „einschließend“, „umfassend“ und dergleichen, wie sie hier gebraucht werden, sind unbestimmte Begriffe, die das Vorhandensein angegebener Elemente oder Merkmale anzeigen, die jedoch zusätzliche Elemente oder Merkmale nicht ausschließen. Die unbestimmten und bestimmten Artikel „ein“, „eine“, „der“, „die“, „das“ sollen sowohl den Plural als auch den Singular einschließen, sofern aus dem Zusammenhang nicht eindeutig etwas anderes hervorgeht.
  • Es versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausgestaltungen, sofern nicht ausdrücklich anders angegeben, miteinander kombiniert werden können.

Claims (20)

  1. Schaltung, die aufweist: eine erste Leistungstransistorstufe, die intern dazu ausgebildet ist, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten; eine zweite Leistungstransistorstufe, die eine Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung ändert, aufweist; und ein Zwischenstufenanpassungsnetzwerk, das einen Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe mit einem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe koppelt, wobei das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk dazu ausgebildet ist, eine Impedanzinversion zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und dem Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe bereitzustellen, wobei die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk bereitgestellte Impedanzinversion die erste Leistungstransistorstufe davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, am Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten, transformiert.
  2. Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei die erste Leistungstransistorstufe eine Treiberstufe ist und die zweite Leistungstransistorstufe eine RF-Leistungsverstärkerstufe ist.
  3. Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei die Treiberstufe einen LDMOS-Transistor, der dazu ausgebildet ist, als die spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, aufweist und wobei die RF-Leistungsverstärkerstufe einen III-V-Halbleitertransistor, der dazu ausgebildet ist, als RF-Leistungsverstärker zu arbeiten, aufweist.
  4. Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei die Treiberstufe einen ersten LDMOS-Transistor, der dazu ausgebildet ist, als die spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, aufweist und wobei die RF-Leistungsverstärkerstufe einen zweiten LDMOS-Transistor, der als RF-Leistungsverstärker ausgebildet ist, aufweist.
  5. Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei die Treiberstufe einen ersten III-V-Halbleitertransistor, der dazu ausgebildet ist, als die spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, aufweist und wobei die RF-Leistungsverstärkerstufe einen zweiten III-V-Halbleitertransistor, der als RF-Leistungsverstärker ausgebildet ist, aufweist.
  6. Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei die RF-Leistungsverstärkerstufe einen Doherty-Verstärker mit einem Hauptverstärker und zumindest einem Spitzenverstärker aufweist, wobei die Treiberstufe für jeden Verstärker des Doherty-Verstärkers einen separaten Treiber aufweist und wobei das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk einen separaten Impedanzinverter, der zwischen jeden Treiber der Treiberstufe und jeden Verstärker des Doherty-Verstärkers gekoppelt ist, aufweist.
  7. Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei die RF-Leistungsverstärkerstufe einen Doherty-Verstärker mit einem Hauptverstärker und zumindest einem Spitzenverstärker aufweist, wobei die Treiberstufe für sämtliche Verstärker des Doherty-Verstärkers einen einzigen Treiber aufweist und wobei das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk einen Impedanzinverter, der zwischen den einzigen Treiber der Treiberstufe und einen der Verstärker des Doherty-Verstärkers gekoppelt ist, aufweist.
  8. Schaltung gemäß Anspruch 7, wobei der Impedanzinverter den einzigen Treiber der Treiberstufe mit einem Zwischenknoten zwischen der Treiberstufe und dem Doherty-Verstärker koppelt, wobei das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk ein Impedanzanpassungsnetzwerk, das den Zwischenknoten mit einem Eingang des Hauptverstärkers des Doherty-Verstärkers koppelt, aufweist, und wobei das Impedanzanpassungsnetzwerk eine Phasenverschiebung von 0° oder 180° aufweist.
  9. Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die erste Leistungstransistorstufe eine Treibervorstufe ist und die zweite Leistungstransistorstufe eine Treiberstufe für einen RF-Leistungsverstärker ist.
  10. Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk eine Phasenantwort von 90° + 180°* n aufweist, wobei n eine ganze Zahl größer oder gleich Null ist.
  11. Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk einen Impedanzinverter, der zwischen den Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und den Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe gekoppelt ist, aufweist.
  12. Schaltung gemäß Anspruch 11, wobei der Impedanzinverter einen Viertelwellenimpedanzwandler aufweist.
  13. Schaltung gemäß Anspruch 11, wobei der Impedanzinverter ein PI-Netzwerk aufweist.
  14. Schaltung gemäß Anspruch 13, wobei das PI-Netzwerk eine Drain-Source-Kapazität der ersten Leistungstransistorstufe und eine Gate-Source-Kapazität der zweiten Leistungstransistorstufe aufweist.
  15. Schaltung gemäß Anspruch 13, wobei das PI-Netzwerk eine erste Shunt-Impedanz, die durch eine Drain-Vorspannspeisungsinduktivität der ersten leistungstransistorstufe und eine Drain-Source-Kapazität der ersten Leistungstransistorstufe gebildet ist, eine zweite Shunt-Impedanz, die durch eine Gate-Vorspannspeisungsinduktivität der zweiten Leistungstransistorstufe und eine Gate-Source-Kapazität der zweiten Leistungstransistorstufe gebildet ist, und eine Reihenimpedanz zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und dem Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe aufweist.
  16. Schaltung gemäß Anspruch 15, wobei die ersten und zweiten Shuntimpedanzen dazu ausgebildet sind, einen offenen Schaltkreis bereitzustellen und wobei die Reihenimpedanz eine/einen Übertragungsleitung oder -wellenleiter, die/der eine Phasenantwort von 90° + 180°* n besitzt, aufweist, wobei n eine ganze Zahl größer oder gleich Null ist.
  17. Schaltung gemäß Anspruch 11, wobei der Impedanzinverter ein mehrgliedriges Viertelwellenanpassungsnetzwerk aufweist, wobei ein erster Abschnitt des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks mit dem Ausgang der ersten Leistungsstufe verbunden ist und eine Drain-Source-Kapazität der ersten Leistungstransistorstufe und eine erste Reiheninduktivität aufweist, wobei ein dritter Abschnitt des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks mit dem Eingang der zweiten Leistungsstufe verbunden ist und eine Gate-Source-Kapazität der zweiten Leistungstransistorstufe und eine dritte Reiheninduktivität aufweist, und wobei ein zweiter Abschnitt des mehrgliedrigen Viertelwellenanpassungsnetzwerks zwischen dem ersten und dritten Abschnitt angeschlossen ist und einen oder mehr Reihenkondensatoren, die eine DC-Entkopplung zwischen der ersten Leistungstransistorstufe und der zweiten Leistungstransistorstufe bereitstellen, zumindest einen Shuntkondensator und eine zweite Reiheninduktivität aufweist, und wobei der zweite Abschnitt dazu ausgebildet ist, jegliche verbleibende Impedanzwandlung, die nicht von den ersten und dritten Abschnitten bereitgestellt wird und die erforderlich ist, um die Impedanzinversion zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und dem Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe bereitzustellen, bereitzustellen.
  18. Schaltung gemäß Anspruch 17, wobei der eine oder die mehr Reihenkondensatoren und der Shuntkondensator in einer einzigen integrierten passiven Einrichtung angeordnet sind.
  19. Schaltung gemäß Anspruch 17 oder 18, wobei die ersten, zweiten und dritten Reiheninduktivitäten durch Bonddrahtverbindungen eines Halbleiterpackages für die Schaltung gebildet werden.
  20. Halbleiterpackage, das aufweist: ein erstes Halbleiter-Die, das eine erste Leistungstransistorstufe, die intern dazu ausgebildet ist, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, aufweist, wobei das erste Halbleiter-Die an ein Substrat montiert ist; ein zweites Halbleiter-Die, das eine zweite Leistungstransistorstufe mit einer Eingangsimpedanz, die sich als Funktion der Eingangsleistung ändert, aufweist, wobei das zweite Halbleiter-Die an das Substrat montiert ist; und ein Zwischenstufenanpassungsnetzwerk, das einen Ausgang der ersten Leistungstransistorstufe mit einem Eingang der zweiten leistungstransistorstufe koppelt, wobei das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk dazu ausgebildet ist, eine Impedanzinversion zwischen dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe und dem Ausgang der zweiten Leistungstransistorstufe bereitzustellen, wobei die durch das Zwischenstufenanpassungsnetzwerk bereitgestellte Impedanzinversion die erste Leistungstransistorstufe davon, als spannungsgesteuerte Stromquelle zu arbeiten, dazu, an dem Eingang der zweiten Leistungstransistorstufe als spannungsgesteuerte Spannungsquelle zu arbeiten, transformiert, wobei ein Teil des Zwischenstufenanpassungsnetzwerks durch Bonddrahtverbindungen zwischen den ersten und zweiten Halbleiter-Dies gebildet wird.
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