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Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Analog-Digital-Wandler, beispielsweise zur Verwendung in Strommessanwendungen, welche einen digitalen Messwert erzeugen, der den gesuchten Stromwert repräsentiert.
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Es sind viele unterschiedliche Typen von Analog-Digital-Wandler (ADCs) bekannt, beispielsweise Direktumsetzer (direct conversion ADC, Flash-Konverter), Nachlaufumsetzer nach dem sukzessiven Aproximationsverfahren (successive approximation ADC), Single-Slope-ADCs, integrierende ADCs (zum Beispiel Dual-Slope-ADCs), um nur einige wenige zu nennen. Jedoch sind alle üblichen ADCs dazu ausgebildet, analoge Spannungswerte in korrespondierende Digitalwerte umzusetzen. Für die Digitalisierung von Stromwerten wird der Strom, dessen Wert gesucht ist, einem Widerstand mit einem definierten Widerstandswert zugeführt, was einen entsprechenden Spannungsabfall über dem Widerstand zur Folge hat, der dem Produkt der gesuchten Spannung und dem Widerstandswert entspricht. Der Spannungsabfall wird dann mit Hilfe eines ADCs digitalisiert. Eine Folge des oben beschriebenen Ansatzes zur Strommessung besteht darin, dass der Widerstandswert des Widerstands in das Messergebnis eingeht. Folglich beinhaltet das Messergebnis systematische Fehler, wenn der tatsächliche Widerstandswert von dem gewünschten Nominalwert abweicht, was immer der Fall ist, da die Widerstandswerte unvermeidbaren, fertigungsbedingten Toleranzen unterliegen.
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Die der Erfindung zu Grunde liegende Aufgabe besteht darin, einen verbesserten Analog-Digital-Wandler zur Verfügung zu stellen, welcher dazu ausgebildet ist, Stromwerte in korrespondierende Digitalwerte umzusetzen. Diese Aufgabe wird durch eine Analog-Digital-Wandlerschaltung gemäß Anspruch 1, durch eine Strommessschaltung gemäß Anspruch 9 sowie durch den Halbleiterchip gemäß Anspruch 14 gelöst. Unterschiedliche Weiterentwicklungen und Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Es werden ein Analog-Digital-Wandler mit Stromeingang sowie eine korrespondierende Messschaltung beschrieben. Gemäß einem Beispiel der Erfindung umfasst eine Analog-Digital-Wandlerschaltung ein Register zum Speichern eines digitalen Registerwertes sowie einen Digital-Analog-Wandler, der dazu ausgebildet ist, an einem Schaltungsknoten einen Referenzstrom bereit zu stellen, welcher nach Maßgabe des digitalen Registerwertes eingestellt wird. Das elektrische Potential des Eingangsknotens hängt von dem eingestellten Referenzstrom ab. Eine Komparatorschaltung ist dazu ausgebildet, das Potential des Schaltungsknotens mit zumindest einem Schwellwert zu vergleichen, um zu beurteilen, ob das Potential des Schaltungsknotens zumindest ungefähr einem Sollwert entspricht. Eine Steuerschaltung, die auf den Ausgang der Komparatorschaltung reagiert, ist dazu ausgebildet, den im Register gespeicherten digitalen Registerwert und somit den Referenzstrom anzupassen, bis der Komparator anzeigt, dass das Potential des Schaltungsknotens nicht (mehr) vom Sollwert abweicht.
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Des Weiteren ist ein Halbleiterchip beschrieben. Der Chip ist in einem ersten Chipgehäuse integriert und umfasst zumindest einen externen Anschluss-Pin zum Zuführen eines Stromsignals als Messsignal, welches von einem Sense-Transistor bereit gestellt wird. Der Sense-Transistor ist mit einem korrespondierenden Lasttransistor gekoppelt und beide Transistoren sind in einem separaten, zweiten Chipgehäuse integriert, welches das Stromsignal als Messsignal über einen externen Anschluss-Pin des zweiten Chipgehäuses zur Verfügung stellt. Der Halbleiterchip umfasst eine Schaltungsanordnung, die dazu ausgebildet ist, das Strommesssignal zu empfangen und einen entsprechenden Digitalwert zur Verfügung zu stellen.
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Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die folgenden Abbildungen und die zugehörende Beschreibung näher erläutert. Die in den Figuren dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise als Einschränkung zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, das der Erfindung zu Grunde liegende Prinzip zu illustrieren. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen korrespondierende Teile.
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In den Abbildungen ist
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1 ein Blockdiagramm zur Illustration einer ADC-Schaltung gemäß einem ersten Beispiel der Erfindung;
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2 ein Blockdiagramm zur Illustration einer ADC-Schaltung gemäß einem zweiten Beispiel der vorliegenden Erfindung;
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3 ein Blockdiagramm zur Illustration einer Strommessschaltung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung; und
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4 ein Blockdiagramm zur Illustration einer Strommessschaltung gemäß einem weiteren Beispiel der vorliegenden Erfindung.
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1 ist ein Blockdiagramm einer Analog-Digital-Wandlerschaltung, die dazu geeignet ist, einen zu messenden Eingangsstrom (in der Folge als Messstrom iM bezeichnet) in einen Digialwert xOUT (das heißt in ein n-Bit-Binärwort) umzusetzen, welches den tatsächlichen Wert des Messstroms repräsentiert. In dem in 1 gezeigten Beispiel symbolisiert die ideale Stromquelle Q die (tatsächliche, reale) Stromquelle, welche den Messstrom iM bereitstellt.
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Die Schaltung umfasst einen Digital-Analog-Wandler DAC mit Stromausgang (auch als „current output DAC“ bezeichnet), welcher an einem Schaltungsknoten IN einen (positiven oder negativen) Referenzstrom iDAC zur Verfügung stellt, welcher eine analoge Verkörperung des digitalen Registerwertes xCOUNT ist. Das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten IN ist schwebend (floating) und kann auf einen geeigneten Wert (zum Beispiel auf einen Arbeitspunkt) initialisiert werden (die Initialisierung ist in 1 nicht gezeigt). Wenn der Digital-Analog-Wandler mit Stromausgang DAC aktiv ist und wenn dessen Augangsstrom iDAC exakt dem Messstrom iM entspricht, dann hat die Aktivierung des Digital-Analog-Wandlers keinen Effekt und das elektrische Potential des Schaltungsknotens IN bleibt (ungefähr) auf seinem ursprünglichen Wert. Wenn jedoch der Ausgangsstrom iDAC des Digital-Analog-Wandlers auf einen zu geringen Wert eingestellt wird, dann wird das elektrische Potential des Schaltungsknotens IN steigen bis zu einem oberen Sättigungspegel. Umgekehrt wird, wenn der Ausgangsstrom iDAC des Digital-Analog-Wandlers auf einen zu hohen Wert eingestellt wird, das elektrische Potential des Schaltungsknoten IN auf einen unteren Sättigungspegel fallen. Das heißt, eine Überwachung des Potentials des Schaltungsknotens IN ermöglicht eine Beurteilung dahingehend, ob der Ausgangsstrom iDAC des Digital-Analog-Wandlers DAC „korrekt“ eingestellt ist.
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Eine Komparatorschaltung ist dazu ausgebildet, das Potential des Schaltungsknotens IN mit einem oder mehreren vordefinierten Schwellwerten zu vergleichen und zu signalisieren, ob der Ausgangsstrom iDAC des Digital-Analog-Wandlers DAC korrekt eingestellt ist oder nicht. Des Weiteren kann der Komparator anzeigen, ob der Ausgangsstrom iDAC des Digital-Analog-Wandlers DAC zu hoch oder zu niedrig eingestellt ist.
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Zu diesem Zweck kann die Komparatorschaltung einen Komparator K1 umfassen mit einem Eingang, der kapazitiv an den Eingangsschaltungsknoten IN über einen (optionalen) Koppelkondensator CCMP gekoppelt ist. Wie zuvor erwähnt kann das Potential am Knoten IN sowie das Potential, welches direkt am Komparatoreingang anliegt auf geeignete Werte initialisiert werden (zum Beispiel auf den Arbeitspunkt der Eingangsstufe des Komparators K1). Diese Initialisierung kann unter Verwendung geeignet verschalteter Halbleiterschalter (nicht gezeigt) durchgeführt werden. Der Komparator K1 kann eine (schmale) Hysterese aufweisen, um ein Hin- und Herschalten (Toggling) zu vermeiden.
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Es ist anzumerken, dass der Messstrom iM, welcher dem Schaltungsknoten IN zugeführt ist, und der Strom iDAC, welcher von dem Digital-Analog-Wandler DAC aufgenommen wird, immer gleich sind, so dass der „Reststrom“ iD = iM – iDAC immer 0 ist (oder zumindest näherungsweise 0), da der Komparator K1 einen hochohmigen Eingang aufweist. Wenn der Ausgangsstrom iDAC des DAC auf einen Wert eingestellt wird, der ungleich dem Strom iM der Stromquelle Q ist, dann verschiebt sich – wie oben erwähnt – das Potential am Knoten IN so lange (bis hin zu den Betriebsspannungsgrenzen), bis ein Gleichgewichtszustand hergestellt ist. Diese Potentialverschiebung wird mit Hilfe der Komparatorschaltung detektiert.
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Der Koppelkondensator CCMP ermöglicht eine Gleichstromentkopplung (DC decoupling) des Komparators K1 von dem Schaltungsknoten IN. Wenn der Komparator K1 nicht auslöst, dann ist der Strom iM (erzwungenermaßen gleich dem Strom iDAC aufgrund des Digital-Analog-Wandlers DAC) auf seinem korrekten Pegel und der Digitalregisterwert xCOUNT, welche den Referenzstrom iDAC repräsentiert, kann als digitales Messergebnis verwendet werden. Folglich wird das digitale Ausgangswort xOUT auf den aktuellen Wert des Registerwertes xCOUNT gesetzt, wenn der Strom iM durch den Digital-Analog-Wandler DAC korrekt eingestellt wurde.
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Die Digital-Analog-Wandler-Schaltung gemäß 1 umfasst weiter ein Register R zum Speichern des digitalen Registerwertes xCOUNT sowie eine Steuerschaltung CTRL, welche auf den Ausgang der Komparatorschaltung reagieren kann. Die Steuerschaltung CTRL und das Register R sind in dem Beispiel aus 1 zusammen als Sukzessives-Approximations-Register SAR (successive approximation register) dargestellt. Jedoch können auch andere Typen von Registern verwendet werden. Das Sukzessive-Approximations-Register SAR ist dazu ausgebildet, den Inhalt des Registers (das heißt den digitalen Registerwert xCOUT) und folglich den Referenzstrom iDAC solange (gemäß dem Verfahren der sukzessiven Approximation) zu variieren, wie die Komparatorschaltung (zum Beispiel über das Komparatorausgangssignal CMP) eine inkorrekte Einstellung des DAC-Ausgangsstroms anzeigt. Des Weiteren ist das Sukzessive-Approximations-Register SAR dazu ausgebildet, den digitalen Registerwert als Digitalwort xOUT auszugeben, wenn die Komparatorschaltung einen Abgleich anzeigt, das heißt eine korrekte Einstellung des DAC-Ausgangsstroms iDAC. In diesem Zusammenhang bedeutet eine inkorrekte Einstellung des DAC-Ausgangsstroms, dass das Potential am Knoten IN vom Sollwert um mehr als eine definierte maximal erlaubte Abweichung abweicht.
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Das erwähnte Variieren des Registerwerts xCOUNT kann in unterschiedlichen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung unterschiedlich erfolgen. Beispielsweise kann der Registerwert xCOUNT mit 0 initialisiert werden, nachdem der Kondensator CCMP (zum Beispiel durch Entladen oder Laden auf einen vordefinierten Wert) initialisiert wurde. In der Folge kann der Wert xCOUNT schrittweise um 1 erhöht werden, solange die Komparatorschaltung eine Abweichung anzeigt. Wenn der Komparator einen Abgleich anzeigt, dann wird der Registerwert xCOUNT an den SAR-Ausgang weitergeleitet, an dem er als Ausgangswort xOUT für die weitere digitale Signalverarbeitung bereitgestellt wird. Danach kann der nächste Analog-Digital-Wandlungszyklus durch Reinitialisierung des Registerwerts xCOUNT sowie des Kopplungskondensators CCMP beginnen. Die für die Initialisierung des Kondensators CCMP benötigten Schalter sind der Einfachheit halber nicht dargestellt.
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2 zeigt eine Analog-Digital-Wandler-Schaltung, welche dem Beispiel aus 1 sehr ähnlich ist. Das Beispiel aus 2 unterscheidet sich von dem Beispiel aus 1 lediglich darin, dass der Messstrom iM dem Eingangsschaltungsknoten IN über den Laststrompfad eines Kaskode-Transistors (zum Beispiel über den Drain-Source Pfad eines Feldeffekttransistors TC) zugeführt wird. Dies kann besonders dann nützlich sein, wenn der Messstrom iM von einer Schaltung stammt, welche im Vergleich zu den in der Analog-Digital-Wandler-Schaltung vorhandenen elektrischen Potentialen bei verhältnismäßig hohen Spannungen arbeitet. Dadurch, dass der Messstrom iM über den Kaskode-Transistor TC an den Eingangsschaltungsknoten IN geleitet wird, wird die Verwendung von Niederspannungsbauelementen in der Analog-Digital-Wandler-Schaltung ermöglicht abgesehen von dem Kaskode-Transistor TC, welcher den hohen Spannungsabfall aufnimmt. Die Steuerelektrode (zum das Gate bzw. die Basis) des Kaskode-Transistors TC kann mit einer konstanten Bias-Spannung VC vorgespannt sein.
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3 zeigt eine Strommessschaltung, bei der eine Analog-Digital-Wandler-Schaltung gemäß dem Beispiel aus
2 vorteilhaft verwendet wird. Die Strommessschaltung verwendet eine sogenannte Sense-Transistor-Anordnung, welche für die Messung hoher, durch einen Leistungstransistor fließender Ströme häufig verwendet wird (siehe zum Beispiel die Publikation
US 5,023,693 ).
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Eine Sense-Transistor-Anordnung kann zum Messen des Laststroms iL eines Leistungstransistors TP (Lasttransistor) verwendet werden. Der Leistungstransistor TP ist üblicherweise (jedoch nicht notwendigerweise) ein High-Side-Schalter, dessen Drain-Anschluss (oder Kollektor-Anschluss im Falle eine Bipolar-Transistors) an ein oberes Versorgungspotential VDD (zum Beispiel Batteriespannung bei automobilen Anwendungen) gekoppelt ist, wohingegen dessen Source-Anschluss (oder Emitter-Anschluss im Falle von Bipolar-Transistoren) mit einer Last gekoppelt ist (im vorliegenden Beispiel ist diese durch den Lastwiderstand RL symbolisiert). Der Sense-Transistor TS ist vom selben Typ wie der Leistungstransistor TP, und beide Transistoren TP, TS sind im Wesentlichen parallel geschaltet, das heißt beide Transistoren TP, TS sind mit dem gleichen Gate-Potential sowie mit dem gleichen Drain-Potential versorgt. Folglich arbeiten beide Transistoren im gleichen Arbeitspunkt, wenn auch deren Source-Potentiale im Wesentlichen gleich sind. Letzteres kann durch unterschiedliche Maßnahmen sichergestellt werden. Der Sense-Transistor hat eine kleinere aktive Fläche als der Leistungs-Transistor, und folglich ist der Laststrom (also der Messstrom iM) des Sense-Transistors TS ein Bruchteil (zum Beispiel 1/1000) des Laststroms des Leistungstransistors TP. In der Praxis wird der Leistungstransistor TP durch eine Vielzahl von parallel geschalteten Transistorzellen gebildet, von denen eine oder mehrere verwendet werden, um einen Sense-Transistor mit einem separaten Source-(oder Emitter-)Anschluss zu bilden. Wie oben erwähnt, ist der Messstrom iM proportional zu dem Laststrom iL, wenn die Source-Anschlüsse beider Transistoren TP, TL das gleiche Potential aufweisen.
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In dem Beispiel aus 3 ist der Kaskode-Transistor zwischen den Stromausgang des Digital-Analog-Konverters DAC und den Eingangsknoten IN geschaltet, welcher wiederum über den Kondensator CCMP und (zusätzlich zu dem Beispiel aus 2) über den Schalter SW2 mit dem Komparator K1 verbunden ist. Des Weiteren kann der Schaltungsknoten zwischen der Last RL und dem Source-Anschluss des Leistungstransistors TP (in der Abbildung als Schaltungsknoten IN‘ bezeichnet) kapazitiv an den Komparator K1 über einen weiteren Schalter SW1 und den Kondensator CCMP gekoppelt sein, so dass entweder der Source-Anschluss des Leistungstransistors TP (Schalter SW1 geschlossen, SW2 offen) oder der Source-Anschluss des Sense-Transistors TS (Schalter SW2 geschlossen, SW1 offen) mit der Komparatorschaltung verbunden ist. Ein Schalter SW3 ermöglicht die Initialisierung der Ladung des Kondensators CCMP auf einen definierten Wert. Im vorliegenden Beispiel wird der Kondensator durch Schließen der Schalter SW1 und SW3 (wobei Schalter SW2 offen) initialisiert. Der Schalter SW3 schließt den Komparator K1 kurz, was das Potential am Komparatoreingang auf das Potential am Arbeitspunkt der Komparatoreingangsstufe zwingt. Jedoch sind auch andere Initialisierungsmethoden anwendbar.
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Um einen Abtastwert des Messstroms iM zu erfassen, wird der Komparator K1 zunächst (über den Kondensator CCMP) mit dem Schaltungsknoten IN‘ verbunden, das heißt die Schalter SW1 und SW3 sind geschlossen und der Schalter SW2 ist offen. Folglich lädt sich der Kondensator auf eine Kondensatorspannung auf, welche von der Source-Spannung des Leistungstransistors TP bestimmt ist. Nachdem der Kondensator CCMP einen eingeschwungenen Zustand erreicht hat, wird der Komparator K1 (über den Kondensator CCMP) mit dem Eingangsschaltungsknoten IN verbunden (Schalter SW1 und SW3 sind offen, Schalter SW2 ist geschlossen). Falls die Source-Potentiale beider Transistoren TS und TP identisch sind, wird sich die Ladung des Kondensators CCMP nicht ändern, wenn der Schalter SW2 ein- und die Schalter SW1 und SW3 ausgeschaltet werden, was anzeigt, dass der Messstrom iM exakt proportional zu dem Laststrom iL ist. In diesem Fall ist der Ausgangsstrom des DAC korrekt eingestellt (und der Digitalwert xCOUNT folglich proportional zum Laststrom iL). Im Falle einer Differenz (Fehlanpassung) zwischen den beiden Source-Potentialen wird sich die Spannung am Komparatoreingang ändern, wenn der Schalter SW2 ein- und die Schalter SW1 und SW3 ausgeschaltet werden. Eine solche Änderung würde von dem Komparator K1 detektiert werden, welcher wiederum das Sukzessiv-Approximations-Register SAR triggert, um den digitalen Registerwert xCOUNT zu variieren und so den Ausgangsstrom des Digital-Analog-Wandlers DAC anzupassen und folglich auch den Strom iM durch den Sense-Transistor TS in der bereits unter Bezugnahme auf 1 beschriebenen Art und Weise. Danach beginnt der Zyklus von Neuem durch Schließen der Schalter SW1 und SW3 und Öffnen des Schalters SW2, Laden des Kondensators CCMP, Öffnen der Schalter SW1 und SW3 und Schließen des Schalters SW2 und Detektieren, ob die Eingangsspannung am Komparator sich ändert. Dies wird so lange durchgeführt bis ein Strom iM gefunden wird, bei dem die Source-Potentiale der Transistoren TP und TS gleich sind. In diesem angepassten (abgeglichenem) Zustand repräsentiert der digitale Registerwert den Messstrom iM, welcher proportional zu dem Laststrom iL ist.
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Ein ähnliches Beispiel wie in 3 ist in 4 dargestellt. Das Beispiel aus 4 bietet den Vorteil, dass ein Lasttransistor TL und der Sense-Transistor TS, wie auch der Kaskodetransistor TC (sofern vorhanden) im selben Chip integriert werden können. Folglich kann eine Messung des Sense-Stroms iM (welcher als repräsentativ für den Laststrom iL angesehen wird) an einem beliebigen sogenannten „smart switch“ (intelligenten Halbleiterschalter) durchgeführt werden, welcher ein separates Bauelement in einem separaten Chipgehäuse ist und welcher den Sense-Strom iM an einem externen Chipanschluss (Anschluss-Pin) zur Verfügung stellt. Die Last RL ist in 4 nicht dargestellt.
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Wie in dem Beispiel aus 3 wird der Messstrom iM über einen DAC mit Stromausgang abgeleitet (zum Beispiel zur Masse hin), wobei im vorliegenden Beispiel der DAC mit Stromausgang mit Hilfe eines Stromspiegel mit Mehrfachausgang implementiert wird.
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Der Stromspiegel wird durch die Referenzstromquelle QREF gebildet, welche dem Eingangstransistor T0 des Stromspiegels einen Referenzstrom iREF zuführt. Der Eingangstransistor T0 ist an die Ausgangstransistoren T1, T2, T3, T4 etc. des Stromspiegels gekoppelt. Im vorliegenden Beispiel sind lediglich vier Ausgangstransistoren dargestellt, welche einen mit vier Bit diskretisierten Ausgangsstrom darstellen können. Weitere Stromspiegelausgangstransistoren sind für eine höhere Auflösung notwendig. Die Ausgangstransistoren Tn (n= 1, 2, 3, 4 ...) sind derart ausgebildet, dass sie jeweils das 2n–1-fache des Referenzstroms iREF führen. Das heißt, der Transistor T1 führt einen Drain-Strom iREF, der Transistor T2 führt einen Drain-Strom 2 iREF, der Transistor T3 führt einen Drain-Strom 4 iREF, der Transistor T4 führt einen Drain-Strom 8 iREF, usw. Steuerbare Schalter SWn (n = 1, 2, 3, 4, ...) werden zum Verbinden der jeweiligen Strompiegel-Ausgangstransistoren Tn (n = 1, 2, 3, 4, ...) mit dem Ausgangsschaltungsknoten IN des Digital-Analog-Wandlers DAC verwendet, wobei sich die Transistorströme überlagern. Die Schalter können Halbleiterschalter sein, welche nach Maßgabe eines Binärsignals ein- und ausgeschaltet werden können, welches die Bits des n-BIT-Worts xCOUNT repräsentiert, das wiederum von dem Register SAR, wie in dem Beispiel aus 3, bereitgestellt wird. Wenn, beispielsweise, der Digitalwert xCOUNT = 1001 ist, dann tragen die Lastströme der Ausgangstransistoren T4 und T1 zum gesamten Ausgangsstrom des Digital-Analog-Wandlers DAC bei und folglich beträgt der Ausgangsstrom des Digital-Analog-Wandlers DAC 9 iREF (die Transistoren T2 und T3 sind inaktiv wegen den beiden Nullen im Digitalwert xCOUNT). Es bleibt anzumerken, dass der DAC-Strom als Ausgangsstrom (so wie durch den DAC eingestellt) gesehen wird, obwohl der Strom tatsächlich von dem DAC aufgenommen (und gegen ein Bezugspotential hin abgeleitet) wird.
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Im Gegensatz zu dem Beispiel aus 3 werden die Potentiale der Source-Schaltungsknoten des Lasttransistors TL sowie des Sense-Transistors TS nicht durch den Komparator K1 verglichen (um herauszufinden, ob die Potentiale abgeglichen sind), da der Source-Schaltungsknoten des Sense-Transistors nicht von außen (das heißt von außerhalb des Chipgehäuses des intelligenten Halbleiterschalters 10) nicht zugänglich ist. Stattdessen wird das Drain-Potential des Eingangstransistors T0 des Stromspiegels mit dem Drain-Potential der aktiven (das heißt eingeschalteten) Ausgangstransistoren T1, T2, T3, T4 etc. des Stromspiegels verglichen unter Zuhilfenahme des Komparators K1. Abhängig von diesem Vergleich wird der Registerwert xCOUNT variiert (beispielsweise unter Verwendung einer sukzessiven Approximation) bis die Drain-Potentiale abgeglichen (das heißt gleich) sind. Während das Drain-Potential des Eingangstransistors T0 des Stromspiegels auf seinem Arbeitspunkt liegt, wird das Drain-Potential der aktiven Ausgangstransistoren des Stromspiegels (das heißt das Potential am Stromausgangsknoten des DAC) nur dann das gleiche Potential annehmen, wenn der DAC auf den „korrekten“ Ausgangsstrom eingestellt ist. Das heißt, die Arbeitspunkte der Transistoren sind nur dann gleich, wenn der Strom iM, welcher von dem DAC aufgenommen wird, gleich groß ist wie der Sense-Strom sein würde, wenn dieser durch einen Widerstand abgeleitet werden würde, wie dies bei klassischen Sense-FET-Applikationen der Fall ist.
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Der Ausgangsschaltungsknoten des Digital-Analog-Wandlers, welcher auch der Messausgangsknoten des intelligenten Halbleiterschalters 10 ist wird als Schaltungsknoten IN bezeichnet. Der Referenzschaltungsknoten am Drain des Eingangstransistors T0 des Stromspiegels ist als Schaltungsknoten IN‘ bezeichnet. Die Potentiale der Knoten IN und IN‘ werden mit Hilfe des Komparators K1 verglichen, wobei der Komparator über die Kondensatoren CCMP1 und CCMP2, wie in 4 dargestellt, gekoppelt ist.
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Es wird angenommen, dass die Kondensatoren CCMP1 und CCMP2, welche die Schaltungsknoten IN bzw. IN‘ mit dem jeweiligen Eingang des Komparators K1 koppeln, auf einen definierten Zustand durch Schließen der Schalter SWX, SWY und SWZ für ein vordefiniertes Zeitintervall initialisiert wurden. Die Kondensatoren CCMP1 und CCMP2 werden dabei auf eine Referenzspannung aufgeladen, die von dem Potential am Knoten IN‘ abhängt (das heißt auf das Drain-Potential des Eingangstransistors T0 des Stromspiegels). Beim Schließen des Schalters SWA (der zwischen den Kondensator CCMP2 und den Schaltungsknoten IN geschaltet ist), wird der Kondensator CCMP2 auf eine Spannung aufgeladen, die vom Potential am Knoten IN abhängt (das heißt das gemeinsame Drain-Potential der aktiven Stromspiegelausgangstransistoren T1, T2, T3, etc.). Folglich repräsentieren die Spannungen der Kondensatoren CCMP1 und CCMP2 die Drain-Spannung des Stromspiegel-Eingangstransistors T0 bzw. der Stromspiegelausgangstransistoren T1, etc.
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Der Komparator K1 ist dazu ausgebildet, die Kondensatorspannungen (und folglich die Potentiale an den Knoten IN und IN‘) zu vergleichen, um zu überprüfen, ob die Spannungen gleich sind. Wenn dies der Fall ist, sind die Potentiale an den Schaltungsknoten IN und IN‘ gleich, der Stromspiegel arbeitet ordnungsgemäß und der Messstrom iM ist proportional zum Laststrom iL. Folglich repräsentiert das Digitalwort xCOUNT, welches den tatsächlichen DAC-Ausgangsstrom bestimmt, auch den Laststrom (annäherende Proportionalität), und es wird folglich als digitaler Ausgangswert xOUT bereit gestellt. Wenn die Spannungen nicht gleich sind (dies wird an das Register SAR über den Komparatorausgang signalisiert), wird der Registerwert xCOUNT variiert und der Messzyklus (beginnend mit der Initialisierung der Kondensatoren) beginnt von vorne. Dies wird wiederholt, bis die Spannungen der Kondensatoren gleich sind. Sofern ein Abgleich nicht erreicht werden kann, kann ein Fehler signalisiert werden. Um die oben beschriebene Funktionalität zu gewährleisten kann das Register SAR ein sukzessives Approximations-Register (SAR) sein, welches vom Komparator K1 ein Eingangssignal erhält, welches anzeigt, ob die vom Komparator K1 verglichenen Spannungen gleich sind, oder, wenn nicht, ob die Spannung des Kondensators CCMP1 höher oder niedriger ist als die jeweils andere Kondensatorspannung.
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Die mit dem intelligenten Halbleiterschalter 10 verbundene Schaltung gemäß 4 kann in einem Chip integriert sein zusammen mit einem digitalen Signalprozessor oder einem Mikrocontroller. So ein Signalprozessor- oder Mikroprozessorchip würde, um einen digitalen Strommesswert ohne die Notwendigkeit eines externen Shunt-Widerstands oder Ähnliches bereitzustellen, lediglich einen externen PIN benötigen zum Anschluss an den Sense-Strom-Ausgangs-Pin eines Chips umfassend einen intelligenten Halbleiterschalter.
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Ganz allgemein kann die Auswertung des Stromsignals, welches von dem Sense-Transistor bereitgestellt wird in einem eigens dafür vorgesehenen Halbleiterchip durchgeführt werden. Ein solcher Chip ist in einem ersten Chipgehäuse integriert und umfasst zumindest einen externen Pin zum Empfangen des Stromsignals, welches von dem Sense-Transistor zur Verfügung gestellt wird. Der Sense-Transistor ist mit einem korrespondierenden Lasttransistor gekoppelt und beide Transistoren sind in einem separaten, zweiten Chipgehäuse integriert, welches das Messsignal als Stromsignal über einen externen Pin des zweiten Chipgehäuses zur Verfügung stellt. Der Halbleiterchip umfasst eine Schaltung, die dazu ausgebildet ist, das Strommesssignal zu empfangen und ein entsprechendes Digitalsignal zu erzeugen. Zum Zwecke der Erzeugung eines dem Strommesssignal entsprechenden Digitalsignals kann das zweite Chipgehäuse eine Schaltung gemäß 4 aufweisen. Andere Möglichkeiten zum Konvertieren des Sense-Stromsignals in einen digitalen Registerwert können jedoch ebenso anwendbar sein. Beispielsweise kann der Messstrom über einen Widerstand geleitet werden und der resultierende Spannungsabfall über den Widerstand kann digitalisiert werden. Nichtdestotrotz wird die Strominformation zwischen den beiden Chips als Stromsignal ausgetauscht.
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Trotz dem, dass verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben wurden, wird für einen Fachmann deutlich, dass verschiedenste Änderungen bzw. Modifikationen gemacht werden können, um manche der Vorteile der Erfindung zu erreichen, ohne von dem Erfindungsgedanken abzuweichen. Es ist zudem für einen Fachmann klar, dass Komponenten, welche dieselbe Funktion erfüllen entsprechend substituiert werden können. Es bleibt zu erwähnen, dass Merkmale, die in Bezug auf eine spezifische Figur erläutert wurden, mit Merkmalen aus anderen Figuren kombiniert werden können, auch wenn dies nicht explizit erwähnt wurde. Des Weiteren können die beschriebenen Methoden sowohl in Software unter Verwendung geeigneter Prozessoren verwirklicht werden als auch als Hybridimplementierungen, welche eine Kombination von Hardware und Software verwenden, um das gleiche Ergebnis zu erzielen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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