CN111953347B - 一种适用于两步式单斜模数转换器的校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于模拟数字转换技术领域，具体涉及一种适用于两步式单斜模数转换器的校正算法。本发明提出的一种适用于两步式单斜模数转换器的校正算法属于前台校正，在两步式单斜模拟数字转换器正常量化之前便实现了对非理想因素的修正。通过对相应运算放大器的输入对管以二进制的方式进行排布和选取，以达到校正运放输入失调的目的，并将模拟转换器的残余误差控制在细斜坡发生器的量化范围内。其次，假设细斜坡发生器为理想信号源，并对粗斜坡各个台阶电压实施权重量化，以实现对电阻失配、注入电荷和斜坡斜率的校正。整体算法结构简单，仅仅借助模数转换器本身就实现对非理想因素的校正，无需额外硬件开销，极大的提升了模拟数字的面积效率。

Description

一种适用于两步式单斜模数转换器的校正方法

技术领域

本发明属于模拟数字转换技术领域，具体涉及一种适用于两步式单斜模数转换器的校正方法。

背景技术

单斜式(Single-Slope,SS)模数转换器(Analog toDigital Converter，ADC)由于具有结构简单，低功耗，高线性度以及面积开销小等优点而被广泛应用于图像传感器领域。随着人们对画质等感官体验的更高要求以及追求更为细致的数据信息，图像传感器读出电路需要更快转换速度和更高分辨精度的模数转换器。然而对于12位的单斜式模数转换器而言，其量化周期达到惊人的2¹²＝4096，这无疑对模数转换器系统提出了严峻的挑战。

为了解决SSADC的低速问题，[申请号CN201910658979.4]一种新型两步式(Two-Step,TS)单斜模数转换器被发明出来，如附图1所示：其包括开关电容电路101，多级比较器102，数字逻辑单元103以及斜坡发生器104。比较器的负输入端连接输入共模电平V_CM1，正输入端连接开关电容电路101的输出端。比较器102的输出连接数字逻辑单元103的输入端。数字逻辑103包括数据存储器和数字控制单元。根据的比较器103的输出将计数器当前数值存储到数据存储器上，并利用数字控制单元控制保持开关S_H的闭合状态。斜坡发生器104包含粗斜坡发生器V_RC以及细斜坡发生器V_RF。通过采样开关S_S，粗量化开关S_C，细量化开关S_F和保持开关S_H，像素信号V_PIX，粗斜坡电压V_RC，细斜坡电压V_RF和参考电压V_ref分别加载到开关电容电路P₂，P₂，P₃和P₃节点上。通常对于T位TS-SS ADC，其量化过程一般分为两步：M位的粗量化以及N位的细量化，其中T＝M+N。整体量化周期从单斜式的2^T下降到2^M+2^N，大大提升模数转换器的转换速度。

但是根据[申请号CN202010449123.9]，开关电容电路101的节点寄生C_Cp1，C_Cp2和C_Cp3严重恶化了实际斜坡发生器的有效斜率，而且电阻失配、电荷注入以及运算放大器失调进一步降低了系统线性度。尽管[CN202010449123.9]也提出了一种适用于两步式单斜模数转换器的校正方式，但是随着寄生效应的恶化，过于庞大和复杂的延迟链无疑会降低方法整体的有效性。

发明内容

针对于上述两步式单斜模拟数字转换器存在的非理想因素，本发明提出了一种新型适用于两步式单斜模拟数字转换器的校正方法。该方法首先通过将相应运算放大器的输入对管以二进制的方式进行排布和选取，以达到校正运放输入失调的目的并将模拟转换器的残余误差控制在细斜坡发生器的量化范围内。随即，假设细斜坡发生器为理想信号源，对粗斜坡各个台阶电压实施权重量化，从而实现对电阻失配、注入电荷和斜坡斜率的校正。整体方法结构简单，仅仅借助模数转换器本身就实现对非理想因素的校正，无需额外模拟硬件开销，并且避免了数字延迟链的使用。

本发明的技术方案为：

一种适用于两步式单斜模数转换器的校正方法，两步式单斜模拟数字转换器为包括M位粗斜坡发生器和N(N＝T-M+K)位冗余细斜坡发生器的T位斜坡式发生器；利用斜坡发生器自身便可实现对非理想因素的两步式校正：粗校正和细校正。

M位粗斜坡发生器包括两个钳位运算放大器，一个PMOS电流源、一个NMOS电流阱、M(0<M<T)位电阻串阵列、开关选择阵列、输出缓冲器以及参考电压缓冲器。电阻串一共由2^M+2个电阻串联而成，起始电阻和终端电阻构成冗余匹配电阻。钳位运放包括上端钳位运放和下端钳位运放，其负输入端分别连接着高参考电压和低参考电压，输出端分别连接着电流源与电流阱的栅端。电流源与电流阱的源端分别连接着电源和地。上端钳位运放的正输入端连接着第2^M+1个电阻的上端，下端钳位运放的正输入端连接着第1个电阻的上端。第2^M+2个电阻的上端节点和第1个电阻的下端节点分别连接着电流源与电流阱的漏端。第一个电阻的上端节点电压为V_C<0>，第二个电阻的上端节点电压为V_C<1>，以此类推，第2^M+1个电阻的上端节点电压为V_C<2^M>。输出缓冲器和参考电压缓冲器构成单位增益负反馈。节点电压V_C<0>～V_C<2^M>通过开关阵列连接至输出缓冲器的正输入端。V_RC<i>是当开关阵列第i个开关导通时，节点电压V_C<i>连接至输出缓冲器时的粗斜坡输出电压。参考电压缓冲器的正输入对管以二进制方式排布，其栅端电压根据数字码值和控制开关分别连接至V_C<2^M-1+2>和V_C<2^M-1-2>。

类似的是，N位冗余细斜坡发生器，冗余位数为K位(K>0)同样包括两个钳位运算放大器，一个PMOS电流源、一个NMOS电流阱、N位电阻串阵列、开关选择阵列和输出缓冲器。电阻串一共由2^N+K+2个电阻串联而成，起始电阻和终端电阻依然构成冗余匹配电阻。上下钳位运算的负输入对管都以二进制方式排布，根据数字码值和控制开关，上端钳位运放的负输入对管分别连接至V_C<2^M-1+2>和V_C<2^M-1>而下端钳位运放的分别连接至V_C<2^M-1>和V_C<2^M-1-2>。上下钳位运放的输出端分别连接着电流源与电流阱的栅端。电流源与电流阱的源端分别连接着电源和地。上端钳位运放的正输入端连接着第2^N+K+1个电阻的上端，下端钳位运放的正输入端连接着第1个电阻的上端。第2^N+K+2个电阻的上端节点和第1个电阻的下端节点分别连接着电流源与电流阱的漏端。第一个电阻的上端节点电压为V_F<0>，第二个电阻的上端节点电压为V_F<1>，以此类推，第2^N+K+1个电阻的上端节点电压为V_F<2^N+K>。输出缓冲器和参考电压缓冲器构成单位增益负反馈。节点电压V_F<0>～V_F<2^N+K>通过开关阵列连接至输出缓冲器的正输入端。V_RF<i>是当开关阵列第i个开关导通时，节点电压V_F<i>连接至输出缓冲器时的细斜坡输出电压。

粗校正是对细斜坡发生器钳位运放失调校正以及对细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调校正。

所述细斜坡发生器钳位运放失调校正包括如下步骤：

1.1初始化。将上下端钳位运放输入对管的L(L>0)位数字码值D_CAL1和D_CAL2分别复位到全1和全0。同时校正计数器Counter初始化为0。

1.2模数转换器失调量化。开关S_S，S_R，S_F导通，S_C，S_H，S_A断开。电容C_H下极板连接至细斜坡台阶电压V_RF<H>(H＝2^-1+2^-1-k)并将粗斜坡台阶电压V_RC<1>采样到电容C_S上。随即，依次断开S_R，S_S并打开S_C，将V_RC<1>加载到节点P₂上。然后断开S_S，细斜坡电压从V_RF<1>逐步上涨到V_RF<2^N>，当比较器输出电压从0跳变到1时，实现对ADC整体失调的量化，数字码值为D_F1。

1.3粗斜坡台阶电压量化。开关顺序与步骤1.2相同，区别在于初始采样信号为V_RC<0>而非V_RC<1>。细量化结束后，其数字码值为D_F2。通过减去ADC系统失调，以获得粗斜坡发生器第2个电阻所代表的电压权重值ΔD＝D_F1－D_F2。

1.4状态判断。当ΔD>2^N-1-1，钳位运放失调校正结束。否则需要判断当前校正计数器Counter的奇偶性，如果Counter为奇数，需要对D_CAL1进行减1操作；如果Counter为偶数，需要对D_CAL2进行加1操作。然后对校正计数器加1，转至步骤1.2。

值得注意的是，在对信号采样之前，需要将S_R和S_A闭合，使得第一级比较器的失调电压存储在电容C_D上。

所述细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调校正包括如下步骤：

2.1初始化。将参考缓冲器输入对管的L位数字码值D_CAL0初始化为全0。

2.2模数转换器失调量化。开关S_S，S_R，S_H导通，S_C，S_F，S_A断开。电容C_H下极板连接至参考电压V_ref并将粗斜坡台阶电压V_RC<1>采样到电容C_S上。随即，依次断开S_R，S_S并打开S_C，将V_RC<1>加载到节点P₂上。然后依次断开S_H，S_S，闭合S_F，细斜坡电压从V_RF<1>逐步上涨到V_RF<2^N>，当比较器输出电压从0跳变到1时，实现对ADC整体失调的量化，此时数字码值为D_F3。

2.3状态判断。考虑到细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调差异，V_ref小于细斜坡台阶电压V_RF<H>。因此，此时的数字码值D_F3会小于D_F1。通过对D_CAL0进行加1操作，直到D_F3>D_F1，完成失调差异校正。

进一步的，在所述粗校正的基础之后还进行了细校正；所述细校正对电阻失配、注入电荷和斜坡斜率的校正。具体的，利用细斜坡发生器对粗斜坡台阶电压实施权重量化，包括如下步骤：

3.1模数转换器失调量化。开关顺序与步骤2.2相同。采样信号和粗量化加载信号均为V_RC<i>。由于开关注入电荷与加载的粗斜坡信号相关，对于不同的V_RC<i>，ADC系统失调电压会呈现不同的数字码值DE_Fi。

3.2粗斜坡台阶电压量化。开关顺序与步骤3.1相同。采样信号和粗量化加载信号分别为V_RC<i-1>和V_RC<i>。细量化结束后，其数字码值为DW_Fi。通过减去ADC系统失调，可以获得粗斜坡发生器第i个电阻所代表的电压权重值WR_i＝DE_Fi－DW_Fi。而系统失调的有效值为WE_i＝DE_Fi－H。

3.3状态判断。当第2^M个粗斜坡台阶校正完成后，整个细校正过程结束。否则，继续3.1步骤。

进一步的，所述粗校正将模拟转换器的残余误差控制在细斜坡发生器的量化范围内；细校正通过冗余K位，增加量化区间以覆盖经粗校正后的残余误差，实现对电阻失配、注入电荷和斜坡斜率的校正。

本发明提出的一种适用于两步式单斜模数转换器的校正方法属于前台校正，在两步式单斜模拟数字转换器正常量化之前便实现了对非理想因素的修正。通过对相应运算放大器的输入对管以二进制的方式进行排布和选取，以达到校正运放输入失调的目的并将模拟转换器的残余误差控制在细斜坡发生器的量化范围内。随即，假设细斜坡发生器为理想信号源，对粗斜坡各个台阶电压实施权重量化，从而实现对电阻失配、注入电荷和斜坡斜率的校正。整体方法结构简单，仅仅借助模数转换器本身就实现对非理想因素的校正，无需额外模拟硬件开销并且避免了数字延迟链的使用，极大的提升了模拟数字的面积效率。

附图说明

图1为现有两步式单斜模拟数字转换器的电路结构图；

图2为实施例的斜坡发生器结构图；

图3为运算放大器输入对管的排布方式(6-bitDAC阵列)；

图4为本发明的钳位运放失调校正系统流程框图；

图5为本发明的参考运放失调校正系统流程框图；

图6为本发明的细校正系统流程框图；

图7为实施例的基于校正方法的动态性能仿真图。

具体实施方式

结合附图，通过实施例进一步说明本发明。

一种适用于两步式单斜模拟数字转换器的校正方法，利用斜坡发生器自身实现对非理想因素的两步式校正：粗校正和细校正。

实施例：

12位斜坡式发生器包括5位粗斜坡发生器和8位冗余细斜坡发生器，如图2所示。

5位粗斜坡发生器包括两个钳位运算放大器，一个PMOS电流源、一个NMOS电流阱、5位电阻串阵列、开关选择阵列、输出缓冲器以及参考电压缓冲器，如图2(a)所示。

电阻串一共由34个电阻串联而成，起始电阻和终端电阻构成冗余匹配电阻。钳位运放包括上端钳位运放和下端钳位运放，其负输入端分别连接着高参考电压和低参考电压，输出端分别连接着电流源与电流阱的栅端。电流源与电流阱的源端分别连接着电源和地。上端钳位运放的正输入端连接着第33个电阻的上端，下端钳位运放的正输入端连接着第1个电阻的上端。第34个电阻的上端节点和第1个电阻的下端节点分别连接电流源与电流阱的漏端。第一个电阻的上端节点电压为V_C<0>，第二个电阻的上端节点电压为V_C<1>，以此类推，第33个电阻的上端节点电压为V_C<32>。输出缓冲器和参考电压缓冲器构成单位增益负反馈。节点电压V_C<0>～V_C<32>通过开关阵列连接至输出缓冲器的正输入端。V_RC<i>是当开关阵列第i个开关导通时，节点电压V_C<i>连接至输出缓冲器时的粗斜坡输出电压。参考电压缓冲器的正输入对管以二进制方式排布，如图3所示，其栅端电压根据数字码值和控制开关分别连接至V_C<18>和V_C<14>。

类似的是，8位冗余细斜坡发生器，其中冗余1位，同样包括两个钳位运算放大器，一个PMOS电流源、一个NMOS电流阱、8位电阻串阵列、开关选择阵列和输出缓冲器，如图2(b)所示。

电阻串一共由258个电阻串联而成，起始电阻和终端电阻依然构成冗余匹配电阻。上下钳位运算的负输入对管都以二进制方式排布，如图3所示，根据数字码值和控制开关，上端钳位运放的负输入对管分别连接至V_C<18>和V_C<16>而下端钳位运放的分别连接至V_C<16>和V_C<14>。上下钳位运放的输出端分别连接着电流源与电流阱的栅端。电流源与电流阱的源端分别连接着电源和地。上端钳位运放的正输入端连接着第257个电阻的上端，下端钳位运放的正输入端连接着第1个电阻的上端。第258个电阻的上端节点和第1个电阻的下端节点分别连接着电流源与电流阱的漏端。第一个电阻的上端节点电压为V_F<0>，第二个电阻的上端节点电压为V_F<1>，以此类推，第257个电阻的上端节点电压为V_F<256>。输出缓冲器和参考电压缓冲器构成单位增益负反馈。节点电压V_F<0>～V_F<256>通过开关阵列连接至输出缓冲器的正输入端。V_RF<i>是当开关阵列第i个开关导通时，节点电压V_F<i>连接至输出缓冲器时的细斜坡输出电压。

所述粗校正，涉及对细斜坡发生器钳位运放失调校正以及对细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调校正。

所述细斜坡发生器钳位运放失调校正包括如下步骤，如图4所示：

1.1初始化。将上下端钳位运放输入对管的6位数字码值D_CAL1和D_CAL2分别复位到111111和000000。同时校正计数器Counter初始化为0。

1.2模数转换器失调量化。开关S_S，S_R，S_F导通，S_C，S_H，S_A断开。电容C_H下极板连接至细斜坡台阶电压V_RF<192>并将粗斜坡台阶电压V_RC<1>采样到电容C_S上。随即，依次断开S_R，S_S并打开S_C，将V_RC<1>加载到节点P₂上。然后断开S_S，细斜坡电压从V_RF<1>逐步上涨到V_RF<256>，当比较器输出电压从0跳变到1时，实现对ADC整体失调的量化，数字码值为D_F1。

1.3粗斜坡台阶电压量化。开关顺序与步骤1.2相同，区别在于初始采样信号为V_RC<0>而非V_RC<1>。细量化结束后，其数字码值为D_F2。通过减去ADC系统失调，可以获得粗斜坡发生器第2个电阻所代表的电压权重值ΔD＝D_F1－D_F2。

1.4状态判断。当ΔD>127，钳位运放失调校正结束。否则需要判断当前校正计数器Counter的奇偶性，如果Counter为奇数，需要对D_CAL1进行减1操作；如果Counter为偶数，需要对D_CAL2进行加1操作。然后对校正计数器加1，转至步骤1.2。

值得注意的是，在对信号采样之前，需要将S_R和S_A闭合，使得第一级比较器的失调电压存储在电容C_D上。

所述细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调校正包括如下步骤，如图5所示：

2.1初始化。将参考缓冲器输入对管的6位数字码值D_CAL0初始化为000000。

2.2模数转换器失调量化。开关S_S，S_R，S_H导通，S_C，S_F，S_A断开。电容C_H下极板连接至参考电压V_ref并将粗斜坡台阶电压V_RC<1>采样到电容C_S上。随即，依次断开S_R，S_S并打开S_C，将V_RC<1>加载到节点P₂上。然后依次断开S_H，S_S，闭合S_F，细斜坡电压从V_RF<1>逐步上涨到V_RF<256>，当比较器输出电压从0跳变到1时，实现对ADC整体失调的量化，此时数字码值为D_F3。

2.3状态判断。考虑到细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调差异，V_ref小于细斜坡台阶电压V_RF<192>。因此，此时的数字码值D_F3会小于D_F1。通过对D_CAL0进行加1操作，直到D_F3>D_F1，完成失调差异校正。

所述细校正，主要涉及对电阻失配、注入电荷和斜坡斜率的校正。具体的，利用细斜坡发生器对粗斜坡台阶电压实施权重量化，主要包括如下步骤，如图6所示：

3.1模数转换器失调量化。开关顺序与步骤2.2相同，采样信号和粗量化加载信号均为V_RC<i>。区别于传统TS-SS ADC，开关S_C紧随S_H断开，无需等到粗斜坡电压上涨至满摆幅断开。这样会使开关注入电荷与加载的粗斜坡信号相关，对于不同的V_RC<i>，ADC系统失调电压会呈现不同的数字码值DE_Fi。但是不会恶化存储在C_H的有效粗斜坡斜率。此时节点P₁的电压为

其中Q_SC，Q_SH分别是开关S_C和S_H断开时的注入电荷，Q_SC是V_RC高阶函数。增益因子β使得粗斜坡电压与细斜坡电压的斜率存在不匹配。由于粗斜坡电压斜率没有衰减，避免了延迟链的使用。

3.2粗斜坡台阶电压量化。开关顺序与步骤3.1相同，采样信号和粗量化加载信号分别为V_RC<i-1>和V_RC<i>。细量化结束后，其数字码值为DW_Fi。通过减去ADC系统失调，可以获得粗斜坡发生器第i个电阻所代表的电压权重值WR_i＝DE_Fi－DW_Fi。而系统失调的有效值为WE_i＝DE_Fi－192。

3.3状态判断。当第32个粗斜坡台阶校正完成后，整个细校正过程结束。否则，继续3.1步骤。

在结束前台校正后，对像素信号进行正常采样，量化，其粗量化和细量化码值分别为：DN_C和DN_F。根据校正的电阻权重以及系统失调，实际的数字输出修正为：

通过MATLAB对本实施例中12位两步式单斜模数转换器进行1000次蒙特卡洛仿真，得到动态性能分布示意图，如附图7所示。由于寄生电容、电阻失配等非理想因素的干扰，为校正前的ADC的ENOB和SFDR的平均值仅为6.32-bit和52.75dB。在施加本发明提供的前台校正方法，由于量化噪声的叠加，ADC的ENOB和SFDR的平均值提升到10.84-bit和72.52dB。可以看出本发明的校正方法可以很好的解决ADC系统的非理想因素，极大的促进了系统线性度，而无需引入额外的模拟器件。

虽然本发明的一种适用于两步式单斜模拟数字转换器的校正方法内容已经以实例的形式公开如上，然而并非用以限定本发明，如果本领域技术人员，在不脱离本发明的精神所做的非实质性改变或改进，都应该属于本发明权利要求保护的范围。

Claims (3)

1.一种适用于两步式单斜模数转换器的校正方法，两步式单斜模拟数字转换器为包括M位粗斜坡发生器和N位冗余细斜坡发生器的T位斜坡式发生器，N＝T-M+K，K为冗余位数，其特征在于：

所述M位粗斜坡发生器包括两个钳位运算放大器，一个PMOS电流源、一个NMOS电流阱、M位电阻串阵列、开关选择阵列、输出缓冲器以及参考电压缓冲器，0<M<T；电阻串一共由2^M+2个电阻串联而成，起始电阻和终端电阻构成冗余匹配电阻；钳位运算放大器包括上端钳位运放和下端钳位运放，其负输入端分别连接着高参考电压和低参考电压，输出端分别连接着电流源与电流阱的栅端；电流源与电流阱的源端分别连接着电源和地，上端钳位运放的正输入端连接着第2^M+1个电阻的上端，下端钳位运放的正输入端连接着第1个电阻的上端；第2^M+2个电阻的上端节点和第1个电阻的下端节点分别连接着电流源与电流阱的漏端；第一个电阻的上端节点电压为V_C<0>，第二个电阻的上端节点电压为V_C<1>，以此类推，第2^M+1个电阻的上端节点电压为V_C<2^M>；

输出缓冲器和参考电压缓冲器构成单位增益负反馈；节点电压V_C<0>～V_C<2^M>通过开关阵列连接至输出缓冲器的正输入端，V_RC<i>是当开关阵列第i个开关导通时，节点电压V_C<i>连接至输出缓冲器时的粗斜坡输出电压；参考电压缓冲器的正输入对管以二进制方式排布，其栅端电压根据数字码值和控制开关分别连接至V_C<2^M-1+2>和V_C<2^M-1-2>；

所述N位冗余细斜坡发生器，冗余位数为K位包括两个钳位运算放大器，一个PMOS电流源、一个NMOS电流阱、N位电阻串阵列、开关选择阵列和输出缓冲器，K>0；电阻串一共由2^N+K+2个电阻串联而成，起始电阻和终端电阻依然构成冗余匹配电阻；上下钳位运算的负输入对管都以二进制方式排布，根据数字码值和控制开关，上端钳位运放的负输入对管分别连接至V_C<2^M-1+2>和V_C<2^M-1>而下端钳位运放的分别连接至V_C<2^M-1>和V_C<2^M-1-2>；上下钳位运放的输出端分别连接着电流源与电流阱的栅端，电流源与电流阱的源端分别连接着电源和地，上端钳位运放的正输入端连接着第2^N+K+1个电阻的上端，下端钳位运放的正输入端连接着第1个电阻的上端；第2^N+K+2个电阻的上端节点和第1个电阻的下端节点分别连接着电流源与电流阱的漏端；第一个电阻的上端节点电压为V_F<0>，第二个电阻的上端节点电压为V_F<1>，以此类推，第2^N+K+1个电阻的上端节点电压为V_F<2^N+K>；

输出缓冲器和参考电压缓冲器构成单位增益负反馈；节点电压V_F<0>～V_F<2^N+K>通过开关阵列连接至输出缓冲器的正输入端，V_RF<i>是当开关阵列第i个开关导通时，节点电压V_F<i>连接至输出缓冲器时的细斜坡输出电压；

粗校正是对细斜坡发生器钳位运放失调校正以及对细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调校正；

所述细斜坡发生器钳位运放失调校正包括如下步骤：

1.1初始化；将上下端钳位运放输入对管的L位数字码值D_CAL1和D_CAL2分别复位到全1和全0，同时校正计数器Counter初始化为0，L>0；

1.2模数转换器失调量化；开关S_S，S_R，S_F导通，S_C，S_H，S_A断开；电容C_H下极板连接至细斜坡台阶电压V_RF<H>H＝2^-1+2^-1-k并将粗斜坡台阶电压V_RC<1>采样到电容C_S上；随即，依次断开S_R，S_S并打开S_C，将V_RC<1>加载到节点P₂上；然后断开S_S，细斜坡电压从V_RF<1>逐步上涨到V_RF<2^N>，当比较器输出电压从0跳变到1时，实现对ADC整体失调的量化，数字码值为D_F1；

1.3粗斜坡台阶电压量化；开关顺序与步骤1.2相同，区别在于初始采样信号为V_RC<0>而非V_RC<1>；细量化结束后，其数字码值为D_F2，通过减去ADC系统失调，以获得粗斜坡发生器第2个电阻所代表的电压权重值ΔD＝D_F1－D_F2；

1.4状态判断；当ΔD>2^N-1-1，钳位运放失调校正结束；否则需要判断当前校正计数器Counter的奇偶性，如果Counter为奇数，需要对D_CAL1进行减1操作；如果Counter为偶数，需要对D_CAL2进行加1操作；然后对校正计数器加1，转至步骤1.2；

值得注意的是，在对信号采样之前，需要将S_R和S_A闭合，使得第一级比较器的失调电压存储在电容C_D上；

所述细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调校正包括如下步骤：

2.1初始化；将参考缓冲器输入对管的L位数字码值D_CAL0初始化为全0；

2.2模数转换器失调量化；开关S_S，S_R，S_H导通，S_C，S_F，S_A断开；电容C_H下极板连接至参考电压V_ref并将粗斜坡台阶电压V_RC<1>采样到电容C_S上；随即，依次断开S_R，S_S并打开S_C，将V_RC<1>加载到节点P₂上；然后依次断开S_H，S_S，闭合S_F，细斜坡电压从V_RF<1>逐步上涨到V_RF<2^N>，当比较器输出电压从0跳变到1时，实现对ADC整体失调的量化，此时数字码值为D_F3；

2.3状态判断；考虑到细斜坡输出缓冲器与粗斜坡参考电压缓冲器的失调差异，V_ref小于细斜坡台阶电压V_RF<H>；此时的数字码值D_F3会小于D_F1，通过对D_CAL0进行加1操作，直到D_F3>D_F1，完成失调差异校正。

2.如权利要求1所述适用于两步式单斜模数转换器的校正方法，其特征在于：

在所述粗校正的基础之后还进行了细校正；

所述细校正是对电阻失配、注入电荷和斜坡斜率的校正；具体的，利用细斜坡发生器对粗斜坡台阶电压实施权重量化，包括如下步骤：

3.1模数转换器失调量化；开关顺序与步骤2.2相同，采样信号和粗量化加载信号均为V_RC<i>；对于不同的V_RC<i>，ADC系统失调电压会呈现不同的数字码值DE_Fi；

3.2粗斜坡台阶电压量化；开关顺序与步骤3.1相同，采样信号和粗量化加载信号分别为V_RC<i-1>和V_RC<i>；细量化结束后，其数字码值为DW_Fi，通过减去ADC系统失调，以获得粗斜坡发生器第i个电阻所代表的电压权重值WR_i＝DE_Fi－DW_Fi，而系统失调的有效值为WE_i＝DE_Fi－H；

3.3状态判断；当第2^M个粗斜坡台阶校正完成后，整个细校正过程结束；否则，继续3.1步骤。

3.如权利要求2所述适用于两步式单斜模数转换器的校正方法，其特征在于：

所述粗校正将模拟转换器的残余误差控制在细斜坡发生器的量化范围内；细校正通过冗余K位，增加量化区间以覆盖经粗校正后的残余误差，实现对电阻失配、注入电荷和斜坡斜率的校正。

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