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Die Erfindung betrifft einen Analog-Digital-Umsetzer zur Umsetzung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation, ein Verfahren zum Betrieb eines erfindungsgemäßen Analog-Digital-Umsetzers sowie ein Verfahren zur Umsetzung eines analogen Eingangssignals, welches aus der Differenz einer ersten analogen Eingangsspannung und einer zweiten analogen Eingangsspannung gebildet ist, in ein digitales Ausgangssignal nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation.
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Analog/Digital-Umsetzer – häufig auch als A/D-Umsetzer, A/D-Wandler oder A/D-Konverter bezeichnet – sind elektronische Schaltungen, die eine analoge Eingangsspannung, z. B. ein Messsignal eines Sensors, in eine dazu proportionale digitale Ausgangsspannung, die zum Beispiel als binär codierte Ausgangsspannung ausgegeben werden kann, wandeln. Für die Analog/Digital-Umsetzung sind vielerlei A/D-Wandlertypen bekannt, zum Beispiel parallel arbeitende A/D-Wandler (flash converter), Kaskaden-A/D-Wandler (subranging converter) und nach dem Wägeverfahren oder dem Prinzip der sukzessiven Approximation arbeitende A/D-Wandler (siehe hierzu Tietze, Schenk, Halbleiterschaltungstechnik, 10. Auflage, insbesondere Seiten 774 ff).
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Beim Verfahren der sukzessiven Approximation werden die Datenbits einer digitalen Ausgangsgröße aus einer Eingangsgröße in Wägeschritten sukzessive nacheinander bestimmt.
1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines zum Beispiel in dem Deutschen Patent
DE 101 39 488 C1 beschriebenen A/D-Wandlers
1 mit sukzessiver Approximation. Der A/D-Wandler
1 weist eingangsseitig eine Abtast-Halte-Schaltung
2 (sample and hold circuit) zum Abtasten und Speichern einer analogen Eingangsspannung UE auf. In der Abtast-Halte-Schaltung
2 wird die Eingangsspannung UE zwischengespeichert, um sicherzustellen, dass Änderungen der Eingangsspannung UE während der Wandlungsdauer keinen Fehler verursachen. Ferner ist ein Komparator
3 zum Vergleichen der gespeicherten analogen Eingangsspannung UE mit dem aus der digitalen Ausgangsspannung UD abgeleiteten analogen Vergleichspannung UZ vorgesehen. Die analoge Vergleichspannung UZ ergibt sich durch Rückkopplung der durch ein SAR-Register
4 (SAR = Sukzessive Approximation Register) erzeugten digitalen Ausgangsspannung UD und anschließender Digital/Analog-Wandlung. Hierfür ist ein n-Bit D/A-Wandler
5 vorgesehen, wobei n hier die Auflösung der D/A-Wandlung bezeichnet.
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Bei der sukzessiven Approximation wird zunächst das höchstwertige Bit (MSB-Bit) gesetzt und dann mittels des Digital/Analog-Wandlers der zugehörige Wert einer Analogspannung ermittelt. Ist die zu wandelnde Eingangsanalogspannung UE größer als die ermittelte Ausgangsanalogspannung UZ des Digital/Analog-Wandlers, dann bleibt das gesetzte Bit gesetzt. Im umgekehrten Falle wird es wieder zurückgesetzt. Anschließend wird das nächst niederwertigere Bit in gleicher Weise bestimmt. Auf diese Weise wird das Verfahren fortgesetzt, bis sukzessive alle Bits des Digital/Analog-Wandlers ermittelt worden sind.
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Die Funktion der Abtast-Halte-Schaltung kann durch eine Modifizierung des Wandlerverfahrens in den D/A-Wandler integriert werden und damit als eigener Schaltungs- und Funktionsblock entfallen. So kann z. B. die analoge Eingangsspannung durch Ladungsumverteilung auf einem in den D/A-Wandler integrierten Kapazitätsnetzwerk für die Zeit der Wandlung zwischengespeichert werden. Ein derart ausgestalteter A/D-Umsetzer ist beispielsweise in
J. Sauerbrey, D. Schmitt-Landsiedel and R. Thewes; "A 0.5 V, 1 μW Successive Approximation ADC"; IEEE Journal of Solid-State Circuits; vol. 38 no. 7; Seiten 1261–1265; 2003 beschrieben. Dabei werden in einer Abtastphase erste Platten der Kondensatoren des Kapazitätsnetzwerks über einen ersten Schalter mit der analogen Eingangsspannung verbunden und zweite Platten der Kondensatoren des Kapazitätsnetzwerks über einen zweiten Schalter mit Masse verbunden. In einer darauffolgenden Haltephase, welche zugleich als Wandlungsphase dient, werden die ersten Platten der Kondensatoren mit Masse verbunden und die zweiten Platten hochohmig geschaltet, so dass am Eingang eines Komparators die negative Eingangsspannung anliegt. Über das Kapazitätsnetzwerk wird diese Spannung während der Wandlungsphase ”gehalten”. Der Komparator vergleicht in diesem Fall nicht mehr die analoge Eingangsspannung mit der analogen Vergleichsspannung. Stattdessen wird die Differenz aus Messspannung und Vergleichsspannung mit einer konstanten Referenzspannung am zweiten Komparatoreingang verglichen. Die eigentliche Wandlung mit Hilfe der sukzessiven Approximation bleibt unverändert.
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Das Wandlerergebnis kann durch Störsignale, z. B. in Form von Störspannungen, welche der analogen Eingangsspannung, z. B. einem Messsignal eines Sensors, überlagert sind, verfälscht werden. Wird der A/D-Umsetzer mit einem sogenannten ”single ended” Spannungseingang betrieben, werden die Störsignale mit Bezug auf eine ideale Systemreferenzmasse verstärkt und verschlechtern über das Signal-zu-Rausch-Verhältnis die Wandlerauflösung.
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Zur Optimierung der Wandlergenauigkeit ist es bekannt, A/D-Umsetzer mit differentiellen Spannungseingängen zu versehen. Bei einem differentiellen Spannungseingang wird die Differenz zweier Eingangsspannungen (Messsignale) gebildet und diese in ein digitales Datenwort gewandelt. Auf diese Weise werden Störsignale, mit welchen beide Eingangsspannungen in gleicher Weise beaufschlagt sind, kompensiert.
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Ein derartiger A/D-Umsetzer mit differentiellem Spannungseingang ist beispielsweise aus der
US 2003/0206038 A1 bekannt.
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Ein wesentlicher Nachteil der bekannten A/D-Umsetzer mit differentiellen Spannungseingängen besteht aber darin, dass ein zweiter D/A-Wandler bzw. ein zweites Kapazitätsnetzwerk sowie ein volldifferentieller Komparator erforderlich sind, was sowohl den schaltungstechnischen Aufwand und damit die Kosten als auch den Flächenbedarf deutlich erhöht. Außerdem haben derartige A/D-Umsetzer auch einen relativ hohen Leistungsbedarf.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Analog-Digital-Umsetzer mit differentiellen Spannungseingängen sowie ein zugehöriges Verfahren zur Umsetzung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal anzugeben, welche die oben angegebenen Nachteile vermeiden. Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen Analog-Digital-Umsetzer anzugeben, welcher neben dem differentiellen Betrieb ohne großen schaltungstechnischen Mehraufwand auch einen ”single-ended” Modus erlaubt.
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Die erste Aufgabe wird gelöst durch einen Analog-Digital-Umsetzer zur Umsetzung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation, welcher umfasst:
- – ein Netzwerk mit gewichteten Referenzelementen, welche zumindest teilweise durch Kondensatoren gebildet sind, welche jeweils eine erste Platte und eine zweite Platte aufweisen,
- – einen Komparator, dessen erster Eingang mit den zweiten Platten der Kondensatoren des Netzwerkes verbunden ist und an dessen zweiten Eingang eine Referenzspannung angelegt ist,
- – eine erste steuerbare Schalteinheit, welche derart ausgestaltet ist, dass die ersten Platten der Kondensatoren des Netzwerks wahlweise zumindest mit einer ersten analogen Eingangsspannung oder mit Masse beschaltbar sind,
- – eine zweite steuerbare Schalteinheit, welche derart ausgestaltet ist, dass die zweiten Platten der Kondensatoren des Netzwerks wahlweise mit einer zweiten analogen Eingangsspannung oder hochohmig beschaltbar sind, und
- – eine dem Komparator nachgeschaltete Kontrolleinheit, welche zumindest ein Datenregister, insbesondere ein sukzessives Approximationsregister, zur Zwischenspeicherung von Ausgangssignalen des Komparators und eine Steuereinheit zur Ansteuerung des Netzwerks sowie der ersten und der zweiten Schalteinheit umfasst.
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Die erste Aufgabe wird auch gelöst durch ein Verfahren zur Umsetzung eines analogen Eingangssignals, welches aus der Differenz einer ersten analogen Eingangsspannung und einer zweiten analogen Eingangsspannung gebildet ist, in ein digitales Ausgangssignal mit Hilfe eines Netzwerks mit gewichteten Referenzelementen, welche zumindest teilweise durch Kondensatoren gebildet sind, welche jeweils eine erste Platte und eine zweite Platte aufweisen. Dabei wird in einer Abtastphase an die ersten Platten der Kondensatoren die erste analoge Eingangsspannung und an die zweiten Platten der Kondensatoren die zweite analoge Eingangsspannung angelegt. In einer der Abtastphase folgenden Wandlungsphase werden dann die ersten Platten der Kondensatoren mit Masse verbunden, die zweiten Platten der Kondensatoren hochohmig geschaltet und anschließend eine digitale Ausgangsspannung mit Hilfe sukzessiver Approximation bestimmt.
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Die Erfindung basiert auf der Grundidee, zur Realisierung differentieller Spannungseingänge die beiden Eingangsspannungen nicht in getrennte Netzwerke einzuspeisen, sondern in ein gemeinsames Netzwerk, wobei in einer Abtastphase eine der Eingangsspannungen an die unteren und die andere Eingangsspannung an die oberen Platten der Kondensatoren des Netzwerkes angelegt werden. Für die Anwendbarkeit der Erfindung ist es dabei unerheblich, ob die Referenzelemente vollständig durch Kondensatoren gebildet sind (Kapazitätsnetzwerk) oder ob ein Teil des Netzwerks auch durch andere Referenzelemente, wie z. B. Widerstände, realisiert ist (Hybrid-Netzwerk).
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Die erfindungsgemäße Systemarchitektur zeichnet sich damit dadurch aus, dass ein differentieller Betrieb des A/D-Umsetzers mit nur einem (einzigen) D/A-Wandler bzw. Netzwerk ermöglicht wird. darüber hinaus ist auch kein voll differentieller Komparator erforderlich. Beides wirkt sich positiv auf den Schaltungsaufwand, die Kosten und den notwendigen Flächenbedarf aus. Auch der Leistungsverbrauch ist im Vergleich zu herkömmlichen differentiellen A/D-Umsetzern merklich reduziert.
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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist die zweite steuerbare Schalteinheit derart ausgestaltet, dass die zweiten Platten der Kondensatoren des Netzwerks nicht nur mit der zweiten analogen Eingangsspannung oder hochohmig beschaltbar sind, sondern alternativ auch noch mit der Referenzspannung, welche auch am Komparator als konstante Vergleichsspannung genutzt wird. Auf diese Weise wird mit sehr einfachen schaltungstechnischen Mitteln ein A/D-Umsetzer geschaffen, welcher neben dem differentiellen auch einen ”single ended” Betriebsmodus zulässt. Je nachdem ob die zweiten Platten der Kondensatoren des Netzwerks in der Abtastphase über die zweite steuerbare Schalteinheit mit der zweiten Eingangsspannung oder der Referenzspannung verbunden werden, wird ein differentieller Betrieb (erster Betriebsmodus) bzw. ein ”single ended” Betrieb (zweiter Betriebsmodus) realisiert.
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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist der Betriebsmodus durch einen Benutzer des Analog-Digital-Umsetzers festlegbar. Dazu kann die zweite steuerbare Schalteinheit z. B. abhängig von einem externen durch einen Benutzer vorgebbaren Steuersignal steuerbar sein.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus Ausführungsbeispielen, welche im Folgenden anhand der Zeichnungen erläutert werden.
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Es zeigen:
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1 eine schematisches Blockschaltbild eines bekannten, nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation arbeitenden A/D-Umsetzers und#
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2 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Analog-Digital-Umsetzers gemäß einer möglichen Ausführungsform.
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Der in 2 schematisch dargestellte A/D-Umsetzer 10 weist ein Netzwerk 11 mit parallel geschalteten gewichteten Referenzelementen 12 auf. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Netzwerk 11 als reines Kapazitätsnetzwerk ausgestaltet, welches als Referenzelemente 12 ausschließlich Kondensatoren C aufweist. Für die Anwendbarkeit der Erfindung ist aber auch ausreichend, wenn nur ein Teil der Referenzelemente 12 als Kondensatoren C ausgestaltet ist und die übrigen Referenzelemente 12 anderweitig, z. B. in Form von Widerständen (Widerstandsnetzwerk), realisiert sind. Ein derartiges, aus mehreren Teilnetzwerken mit unterschiedlichen Referenzelementen bestehendes Netzwerk wird häufig auch als Hybridnetzwerk bezeichnet. Außerdem weist der A/D Umsetzer 10 einen Komparator 14 und eine Kontrolleinheit 15 auf.
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An einen ersten Eingang 16 des A/D-Umsetzers 10 ist eine erste analoge Eingangsspannung Vin1 und an einen zweiten Eingang 17 des A/D-Umsetzers 1 ist eine zweite analoge Eingangsspannung Vin2 anlegbar. Die Eingangsspannungen Vin1 und Vin2 können dabei z. B. Messsignale eines nicht dargestellten Sensors sein. Die Eingangsspannungen Vin1 und Vin2 können unmittelbar in Form von Spannungssignalen vorliegen oder aber aus Stromsignalen, z. B. über einen nicht dargestellten Widerstand, abgeleitet werden. An einen dritten Eingang 18 des A/D-Umsetzers 10 ist schließlich eine Referenzspannung Vref anlegbar.
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Das Netzwerk 11 weist eine Vielzahl von Kondensatoren C0 bis Cn-1 auf, welche jeweils eine erste Platte 19 und eine zweite Platte 20 aufweisen und welche mit Ausnahme des Kondensators C0 jeweils in Reihe zu einem steuerbaren Schalter 21-1 bis 21-n geschaltet sind. Alternativ zu der dargestellten Ausführungsform kann aber auch der Kondensator C0 in Reihe zu einem steuerbaren Schalter geschaltet sein. Die steuerbaren Schalter 21-1 bis 21-n ermöglichen die wahlweise Verbindung der ersten Platten 19 der Kondensatoren C0 bis Cn-1 mit einer Betriebsspannung VDD, welche vorteilhaft stabilisiert ist, oder mit einer ersten steuerbaren Schalteinheit 22. Die steuerbaren Schalter 21-1 bis 21-n – 1 sind über Steuersignale Sc steuerbar, wie nachfolgend noch detaillierter ausgeführt wird. Das Netzwerk 11 mit den schaltbaren Referenzelementen 12 in Form der Kondensatoren C erfüllt dabei die Funktion eines Digital/Analog-Wandlers und einer Abtast-Halte-Schaltung, wie sie einem sukzessiv approximierenden A/D-Umsetzer inhärent sind. Die Kapazitätswerte der Kondensatoren C0 bis Cn-1 sind binär gewichtet, wobei die Kapazität des Kondensators Cn-i der Summe der Kapazitäten der niederwertigeren Kondensatoren Cn-i-1 bis C0 entspricht. Der Kondensator Cn-1 entspricht dabei bei einem n-Bit-Umsetzer dem höchstwertigen Kondensator, während der Kondensator C0 dem niederwertigsten Kondensator entspricht. Bei Referenzelementen 12, welche z. B. als Widerstände ausgeführt sind, kann eine entsprechende Gewichtung mit Hilfe der Widerstandswerte erreicht werden.
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Über die erste steuerbare Schalteinheit 22, welche im dargestellten Ausführungsbeispiel als einfacher Schalter 23 ausgeführt ist, sind die ersten Platten 19 der Kondensatoren C des Netzwerks 11 wahlweise mit der ersten analogen Eingangsspannung Vin1 oder mit Masse beschaltbar. Über eine zweite steuerbare Schalteinheit 24, sind die zweiten Platten 20 der Kondensatoren C des Netzwerks 11 wahlweise mit der zweiten analogen Eingangsspannung Vin2 oder mit der konstanten Referenzspannung Vref oder hochohmig beschaltbar.
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Ausgangsseitig ist dem Netzwerk 11 der Komparator 14 nachgeschaltet, wobei ein erster Eingang des Komparators 14 mit einem die zweiten Platten 20 der Kondensatoren C miteinander verbindenden Knoten 25 verbunden ist. An dem zweiten Eingang des Komparators liegt die Referenzspannung Vref an.
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Dem Komparator 14 ausgangsseitig nachgeschaltet ist die Kontrolleinheit 15, welche zumindest ein Datenregister 26 und eine Steuereinheit 27 aufweist. Das Datenregister 26 ist im Falle eines sukzessiv approximierenden A/D-Wandlers typischerweise ein sukzessives Approximationsregister (SAR). In dem Datenregister 26 werden die Ausgangssignale des Komparators 14, das heißt die jeweiligen Vergleichsergebnisse Vcomp, zwischengespeichert. Abhängig von dem Ergebnis Vcomp eines jeweils momentanen Vergleichs in dem Komparator 14 erzeugt die Steuereinheit 27 ein Steuersignal Sc für das Netzwerk 11, insbesondere die Schalter 21, und Steuersignale S1 für die steuerbaren Schalteinheiten 22 und 24.
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Die Kontrolleinheit 15 kann ein SAR enthalten, welches binären A/D-Wandlern 10 eigen ist. Zusätzlich oder alternativ kann hier allerdings eine beliebige Ausgestaltung des Datenregisters 26 vorgesehen sein. Beispielsweise kann die Kontrolleinheit 15 einen beliebigen Wandlungsalgorythmus zur Ermittlung der Bits eines digitalen Ausgangssignals enthalten. Insbesondere kann die Kontrolleinheit 15 auch für einen nicht binär arbeitenden A/D-Umsetzer ausgebildet sein. So ist es beispielsweise denkbar, dass der erfindungsgemäße A/D-Umsetzer mit einer Redundanz ausgebildet ist, was insbesondere hinsichtlich der Schnelligkeit des A/D-Umsetzers von Vorteil ist. Nachfolgend wird jedoch auf den Aufbau und die Funktionsweise eines solchen sukzessiv approximierenden A/D-Umsetzers mit Redundanz nicht näher eingegangen, da deren Grundstruktur und -funktionalität aus dem Stand der Technik bereits hinlänglich bekannt ist.
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Die zweite steuerbare Schalteinheit 24 umfasst bei der dargestellten Ausführungsvariante zwei Schalter 28 und 29. Der erste Schalter 28 dient dabei der Ablaufsteuerung der A/D-Umsetzung, insbesondere dem Wechsel zwischen einer Abtastphase und einer darauf folgenden Wandlungsphase, was im Folgenden noch detaillierter erläutert wird. Der zweite Schalter 29 dient der Einstellung oder Festlegung eines Betriebsmodus des A/D-Umsetzers 10. Je nach Stellung des zweiten Schalters 29 werden die zweiten Platten 20 der Kondensatoren C bei geschlossenem ersten Schalter 28 mit der zweiten Eingangsspannung Vin2 oder der Referenzspannung Vref verbunden, was einem differentiellen Betriebsmodus bzw. einem ”single-ended” Betriebsmodus entspricht. Angesteuert wird der zweite Schalter 29 dabei über ein extern durch einen Benutzer vorgebbares Steuersignal D. Die zweite steuerbare Schalteinheit 24 kann aber auch in anderer Form ausgestaltet sein, insbesondere kann auf die Umschaltmöglichkeit in einen ”single ended” Modus verzichtet werden.
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Nachfolgend sei die Funktionsweise des erfindungsgemäßen A/D-Wandlers 10 aus 2 für einen differentiellen Betriebsmodus erläutert.
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In einer Abtastphase wird an die ersten Platten
19 der Kondensatoren C die erste analoge Eingangsspannung V
in1 und an die zweiten Platten
20 der Kondensatoren C die zweite analoge Eingangsspannung V
in2 angelegt. Dazu werden die Schalter
21 des Netzwerks
11, der Schalter
23 der ersten Schalteinheit
22 und die Schalter
28 und
29 der zweiten Schalteinheit
24 durch die Steuereinheit
27 der Kontrolleinheit
15 entsprechend angesteuert, insbesondere wird durch Schließen des ersten Schalters
28 der zweiten Schalteinheit
24 die Abstastphase gestartet. In einer der Abtastphase folgenden Wandlungsphase werden die ersten Platten
19 der Kondensatoren C mit Masse verbunden und die zweiten Platten
20 der Kondensatoren C hochohmig geschaltet (Öffnen des ersten Schalters
28 der zweiten Schalteinheit
24). An dem nicht invertierenden Eingang des Komparators
14 liegt somit aufgrund der Ladungsumverteilung eine Spannung V
x an, welche der Differenz der beiden analogen Eingangsspannungen V
in1 und V
in2 entspricht. Anschließend wird in der Wandlungsphase die digitale Ausgangsspannung auf an sich bekannte Art und Weise mit Hilfe sukzessiver Approximation bestimmt, wie sie beispielsweise in
James L. McCreary und Paul R. Gray; "All-MOS Charge Redistribution Analog-to-Digital Conversion Techniques-Part I", IEEE Journal of Solid State Circuits, 12/1975, Seiten 371–379, ausführlich beschrieben ist.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 10139488 C1 [0003]
- US 2003/0206038 A1 [0008]
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- Tietze, Schenk, Halbleiterschaltungstechnik, 10. Auflage, insbesondere Seiten 774 ff [0002]
- J. Sauerbrey, D. Schmitt-Landsiedel and R. Thewes; ”A 0.5 V, 1 μW Successive Approximation ADC”; IEEE Journal of Solid-State Circuits; vol. 38 no. 7; Seiten 1261–1265; 2003 [0005]
- James L. McCreary und Paul R. Gray; ”All-MOS Charge Redistribution Analog-to-Digital Conversion Techniques-Part I”, IEEE Journal of Solid State Circuits, 12/1975, Seiten 371–379 [0030]
