DE102008051633B4

DE102008051633B4 - Kompensation für einen eine kapazitive Last treibenden Verstärker

Info

Publication number: DE102008051633B4
Application number: DE102008051633.3A
Authority: DE
Inventors: Dieter Draxelmayr
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2007-10-24
Filing date: 2008-10-14
Publication date: 2019-03-28
Anticipated expiration: 2028-10-15
Also published as: US20090108933A1; US7825732B2; DE102008051633A1

Abstract

Kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung, umfassend:
mehrere Verstärkerstufen (500A, 500B; 802, 810, 814, 818), wobei jede Stufe (500A; 500B; 802; 810; 814; 818) ein Signal verstärkt, welches dieser Stufe (500A; 500B; 802; 810; 814; 818) zugeführt ist, und
einen Kompensationsmechanismus (524; 822), welcher mit dem Ausgang (522; 820) der mehreren Verstärkerstufen (500A, 500B; 802, 810, 814, 818) verbunden ist, wobei eine der Verstärkerstufen (500A; 802; 810; 814; 818) einen Knoten (508; 808; 812; 816) mit einer hohen Verstärkung umfasst, wobei der Knoten (508; 808; 812; 816) mit der hohen Verstärkung durch eine Verbindung von einem Drain-Anschluss eines Transistors mit einem Drain-Anschluss eines weiteren Transistors oder durch eine Verbindung von einem Drain-Anschluss eines Transistors mit einem Drain-Anschluss eines weiteren Transistors, welche mit einer Last verbunden ist, definiert ist, wobei der Knoten (508; 808; 812; 816) mit der hohen Verstärkung keine direkte Verbindung mit einem Transistor aufweist, welcher derart verschaltet ist, dass der Transistor die Funktion einer Diode aufweist, wobei der Kompensationsmechanismus eine Kapazität (524; 822) umfasst.

Description

Die DE 42 40 736 A1 beschreibt einen breitbandigen Operationsverstärker, der einen Referenzspannungsgenerator, einen Differenzverstärker mit Stromquelle und einen Wilson-Stromspiegel enthält. Dabei existiert in dem Operationsverstärker ein Knoten, welcher mit den Drain-Anschlüssen von der Transistoren MP25 und MP21 (siehe die einzige Figur), mit dem Kollektor des Transistors QN24 und mit der Basis des Transistors QN13 verbunden ist. Dabei wirkt die Anordnung der Transistoren QN13, QN14, QN24 zusätzlich der Emitterwiderstände als (modifizierter) Wilson-Stromspiegel. Da die Anordnung der Transistoren QN13, QN14, QN24 mit einer negativen Rückkopplung versehen ist, wird die Basis des Transistors QN13 (d.h. der oben beschriebene Knoten) auf eine ungefähr konstante Spannung geregelt, so dass der oben beschriebene Knoten bzw. die Basis des Transistors QN13 keinem Knoten mit einer hohen Verstärkung entspricht.
Die DE 195 00 099 A1 beschreibt einen Volldifferential-Breitband-Transkonduktanz-Transimpedanz-Verstärker mit einer Transkonduktanzstufe zur Erzeugung eines Stromsignals aus einem eingegebenen Spannungssignal. In der 7 zeigt diese Druckschrift einen einstellbaren Breitbandverstärker. Dabei treiben die Eingangstransistoren Dioden. Nach erfolgter Spiegelung existiert an dem als Diode geschalteten Transistor M5 ein ebenfalls niederohmiger Knoten ohne nennenswerte Verstärkung.
In „An optimized Miller compensation based on voltage buffer", von G. Palmisano und G. Palumbo, 38th Midwest Symposium on Circuits and Systems; Proceedings Rio de Janeiro, 1995, Seiten 1034-1037 beschreibt einen Miller-Verstärker, bei welchem die Kompensation innerhalb des Miller-Verstärkers realisiert ist.
Die US 5,745,010 A offenbart einen mehrstufigen Verstärker, bei welchem ein Phasen-kompensierender Widerstand in Reihe mit einer rückgekoppelten Kapazität angeordnet ist.
Die US 2006 / 0 226 921 A1 beschreibt einen Ringoszillator.
Hintergrund
Viele Schaltungsblöcke erfordern analoge Eingangs- oder Referenzsignale für ihren Betrieb. Dabei belasten sie diese Eingangs- und/oder Referenzsignale auf eine kapazitive oder ohmsche Weise. In vielen Fällen ist die kapazitive Belastung entscheidender, da sie die Abmessungen der Schaltung bestimmt. Ein typisches Beispiel dafür sind Schaltungen mit geschalteten Kapazitäten (SC-Schaltungen („Switched Capacitor“-Schaltungen). Jedoch sogar CT-Schaltungen („Continuous Time“ Circuits) werden oft durch die Größe der Kapazitäten bestimmt, da sie sozusagen die Einschränkungen der Schaltung aufgrund von Rauschen bestimmen. Diese kapazitiven Lasten müssen gewöhnlicherweise durch einen Verstärker oder eine Leistungstreiberschaltung getrieben werden, welche eine Kompensation erforderlich machen, um eine ausreichende Stabilität zu erzielen.
1 stellt eine typische Schaltungskonfiguration 100 dar, um eine Kompensation zu erzielen, und umfasst einen einstufigen Transkonduktanzverstärker (OTA („Operational Transconductance Amplifier“)) als einen Leistungstreiber. Bei einem einstufigen Verstärker, d.h. einem Verstärker mit nur einem Knoten mit hoher Verstärkung, welcher sich am Ausgang befindet, wird die Kompensation gewöhnlicherweise an dem Ausgangknoten 102 durchgeführt. Diese Kompensation wird durch eine Technik bewerkstelligt, welche als „Lastkompensation“ bezeichnet wird. Die Lastkompensation verwendet eine Kapazität 104, welche mit dem Ausgang (d.h. dem Knoten mit hoher Verstärkung) 102 verbunden ist. Solche Strukturen sind dafür bekannt, dass sie eine gute Leistungseffizienz aufweisen, und als eine Daumenregel erfordern sie einen Transinduktanzstrom von ungefähr 1µA/MHz/pF. In vielen Fällen ist die Verstärkung eines einstufigen Verstärkers unzureichend und der Ausgang wird durch eine spezielle Treiberstufe getrieben. In diesem Fall ist/sind der/die Knoten mit hoher Verstärkung innerhalb (d.h. nicht am Ausgang) der Schaltung angeordnet, und die Kompensation wird ebenfalls innerhalb durchgeführt. Eine solche Kompensation wird oft als „interne Kompensation“ bezeichnet.
2 stellt ein typisches Beispiel einer Schaltung mit interner Kompensation dar, welche allgemein als Miller-Verstärker 200 bekannt ist. Der Miller-Verstärker 200 umfasst einen Ausgangsknoten 202. Der Miller-Verstärker 200 umfasst auch eine Lastkapazität 204, welche mit dem Ausgangsknoten 202 verbunden ist, und eine Kapazität 206 zur internen Kompensation, welche mit einem Knoten 208 mit hoher Verstärkung verbunden ist. Das Design des Miller-Verstärkers 200 ist im Vergleich zu der Schaltung 100 der 1 weniger leistungseffizient, da der lastkompensierte OTA der Schaltung 100 eine Transitfrequenz aufweist, welche durch g_m/C_Last bestimmt wird, wobei g_m die Steilheit und C_Last die Kapazität der Last 104 ist. Daher muss der Transistorstrom groß genug sein, um die erwünschte g_m zu erzielen.
Bei dem Miller-Verstärker 200 der 2 ist bekannt, dass die Ausgangsstufe 210 ungefähr dreimal schneller als die Transitfrequenz sein sollte, was zu einer g_m führt, welche dreimal höher als in dem vorherigen Fall (für dieselbe Transitfrequenz) ist. Daher wird ungefähr die dreifache Strommenge benötigt. Es ist bekannt, dass mit Ausnahme der einstufigen OTAs (z.B. der Schaltung 100 der 1) nahezu alle praktisch relevanten Schaltungen eine interne Kompensation einsetzen. Nachteiligerweise führen moderne Prozesstechnologien zu einem begrenzten intrinsischen Verstärkungsfaktor. Dies führt zu einem Einsatz von mehrstufigen Verstärkern. Dabei sind mehrere Ansätze für eine Kompensation bekannt. Diese weisen jedoch mehrere Nachteile, wie z.B. einen erhöhten Stromverbrauch und ein kompliziertes Design, auf. Die Forschung auf diesem Gebiet wird fortgesetzt, siehe beispielsweise Xianhong Peng und Willy Sansen; „Transconductance with Capacitances Feedback Compensation for Multistage Amplifiers"; Solid-State Circuits Conference, 2004, ESSCIRC 2004, Proceeding of the 30th European Volume, Ausgabe 21-23 Sept. 2004, Seiten 143 - 146.
Eine bekannte Schaltung, welche ebenfalls eine Lastkompensation einsetzt, ist ein Low-Drop-Spannungsregler (LDO-Spannungsregler (LDO steht für „Low Drop-Out“)). Die relevanten Kapazitätswerte für einen solchen LDO-Spannungsregler liegen jedoch gewöhnlicherweise in dem Bereich von mehreren µF und sind daher außerhalb der integrierten Schaltung (IC) auf der Baugruppe (PCB) angeordnet. Diese Lösung ist für nicht statische Bedingungen, wie z.B. für eine Sprach- und Daten-Kommunikation nicht einsetzbar. Sie weist darüber hinaus Nachteile, wie eine höhere Pinzahl und die extern angeordneten Kapazitäten, auf.
3 stellt einen allgemeinen vierstufigen Verstärker 300 dar. Mehrstufige Verstärker, welche die allgemeine Struktur des beispielhaften mehrstufigen Verstärkers 300 aufweisen, sind komplexer und instabiler als einstufige Verstärker nach dem Stand der Technik und müssen daher aufwändiger bezüglich ihrer Frequenz kompensiert werden. Wenn mehrstufige Verstärker eingesetzt werden, ist es darüber hinaus typischerweise erwünscht, eine bedeutende Verstärkung bei jeder Stufe zu erzielen. Zum Beispiel ist es bei einer vorgegebenen Schaltung ein Ziel, bei jeder Verstärkerstufe eines vierstufigen Verstärkers jeweils 40 dB zu erzielen, um eine Gesamtverstärkung von 160 dB zu erreichen.
4 stellt ein Bode-Diagramm 400 dar, welches dem mehrstufigen Verstärker 300 der 3 entspricht. Herkömmlicherweise können Verstärker mit 40-80 dB pro Stufe recht einfach erzielt werden, und die Anzahl der Stufen kann auf eine oder wenige Stufen beschränkt sein. Jüngere Prozessentwicklungen erschweren jedoch die Zielsetzung von 40 dB oder mehr bei einer einzelnen Stufe. Wenn eine Verstärkerstufe eine Verstärkung von 40 dB aufweisen soll und die Stufe eine Eckfrequenz von 1 MHz und eine Bandbreite von 100 MHz für einen Verstärkungsfaktor von Eins aufweist, führt dies zu einem nicht stabilen Verstärker mit einer Eckfrequenz (d.h. einem Pol) bei 1 MHz bei jeder Verstärkerstufe. Um eine zufriedenstellende Stabilität zu erreichen, ist eine Verstärkerstruktur und ein Kompensationsverfahren notwendig, welche nur einen dominanten Pole aufweisen, der bei einer Frequenz von unterhalb von 100 MHz angeordnet ist.
Zusammenfassung
Die vorliegende Erfindung stellt sich die Aufgabe, eine kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung bereitzustellen, wobei die Nachteile nach dem Stand der Technik, wie beispielsweise ein erhöhter Stromverbrauch und ein kompliziertes Design, zumindest vermieden werden.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung nach Anspruch 1, eine elektronische Schaltung nach Anspruch 6 und Anspruch 13, und eine Verstärkeranordnung nach Anspruch 20 gelöst. Die abhängigen Ansprüche definieren bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird eine kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung bereitgestellt, welche mehrere Verstärkerstufen und einen Kompensationsmechanismus umfasst. Dabei verstärkt jede der Verstärkerstufen ein Signal, welches der entsprechenden Stufe zugeführt wird. Der Kompensationsmechanismus ist mit dem Ausgang der mehrstufigen Verstärkervorrichtung verbunden, wobei es sich bei diesem Kompensationsmechanismus beispielsweise um eine mit dem Ausgang verbundene Kapazität handelt. Eine der Verstärkerstufen umfasst einen Knoten mit einer hohen Verstärkung. Dieser Knoten mit der hohen Verstärkung liegt dabei auf einer Verbindung zwischen einem Drain-Anschluss eines ersten Transistors und einem Drain-Anschluss eines zweiten Transistors der Verstärkervorrichtung. Der Knoten mit der hohen Verstärkung oder die Verbindung zwischen den beiden Drain-Anschlüssen kann dabei mit einer Last (z.B. einem Lastwiderstand) verbunden sein. Der Knoten mit der hohen Verstärkung ist dabei nicht direkt mit einer Diode verbunden, wobei unter einer direkten Verbindung eine Verbindung ohne weitere Elemente verstanden wird.
Unter einem Knoten mit hoher Verstärkung wird dabei ein Ausgangknoten einer entsprechenden Verstärkerstufe verstanden, wobei eine an diesem Ausgangknoten abgreifbare Spannung gegenüber der Eingangsspannung, welche am Eingang der entsprechenden Verstärkerstufe anliegt, stark verstärkt (z.B. 10-20 dB) ist. Unter einer Diode wird im Rahmen dieser Erfindung auch eine Schaltungsanordnung verstanden, welche die Funktion einer Diode aufweist (z.B. ein entsprechend verschalteter Transistor).
Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird auch eine elektronische Schaltung bereitgestellt, welche drei Transistoren und zwei Stromquellen umfasst. Dabei ist ein erster dieser Transistoren mit einer ersten der Stromquellen in Reihe verbunden und definiert dazwischen den Knoten mit der hohen Verstärkung. Ein zweiter der Transistoren, ein dritter der Transistoren und eine zweite der Stromquellen sind in dieser Reihenfolge in Reihe verbunden. Dabei ist ein Steuerknoten des zweiten Transistors mit dem Knoten mit der hohen Verstärkung gekoppelt und ein Ausgangknoten der elektronischen Schaltung ist zwischen der Verbindung von dem zweiten Transistor mit dem dritten Transistor definiert.
Gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform ist der erste Transistor ein NMOS-Transistor, und bei dem zweiten und dem dritten Transistor handelt es sich um NMOS-Transistoren.
Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird auch eine weitere elektronische Schaltung bereitgestellt, welche einen Knoten mit einer hohen Verstärkung und einen Ausgangsknoten, welcher sich von dem Knoten mit der hohen Verstärkung unterscheidet, umfasst (d.h. zwischen dem Knoten mit der hohen Verstärkung und dem Ausgangsknoten befindet sich mindestens ein Bauelement (z.B. ein Transistor)). Dabei wird ein Ubertragungsverhalten oder eine Übertragungsfunktion der elektronischen Schaltung durch einen dominanten Pol gekennzeichnet, welcher durch eine Lastkapazität bestimmt wird, welche mit dem Ausgangknoten verbunden ist. Zwischen dem Knoten mit der hohen Verstärkung und einer möglicherweise vorhandenen Diode existiert dabei keine direkte Verbindung.
Darüber hinaus wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung eine Verstärkeranordnung bereitgestellt, welche mindestens drei Verstärkerstufen und einen Ausgangknoten umfasst. Dabei umfasst jede dieser Verstärkerstufen einen Knoten mit einer hohen Verstärkung. Mindestens einer dieser Knoten mit einer hohen Verstärkung ist dabei nicht kompensiert. Der Ausgangsknoten liegt am Ausgang der Verstärkeranordnung oder anders ausgedrückt in Signalflussrichtung (vom Eingang zum Ausgang der Verstärkeranordnung) hinter den Verstärkerstufen der Verstärkeranordnung. Eine Lastkapazitat, welche mit dem Ausgangknoten gekoppelt ist, bildet dabei einen dominanten Pol (der Übertragungsfunktion) an dem Ausgangknoten.
Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird weiter eine Schaltungsstruktur bereitgestellt, welche eine relativ hohe kapazitive Last treibt, die vollständig integriert sein kann. Dabei umfasst die Schaltungsstruktur außer dem Ausgangsknoten mindestens einen Knoten mit hoher Verstärkung, welcher sich im Inneren der Schaltung befindet. Diese Struktur ist im Allgemeinen durch einen dominanten Pol gekennzeichnet, welcher an dem Ausgang auftritt. Der Knoten mit hoher Verstärkung ist durch eine hohe Gleichstromimpedanz gekennzeichnet, wie z.B. diejenige, welche sich durch die Verbindung von einem Drain-Anschluss eines Transistors zu einem Drain-Anschluss eines weiteren Transistors ergibt, wobei die Verbindung häufig mit einem Lastwiderstand verbunden ist. Eine stromdegenerierte Diode („currentdegenerated Diode“) kann auch als eine Last eingesetzt werden. Dabei werden hier Stromspiegeleingänge nicht als Knoten mit hoher Verstärkung betrachtet.
Im Rahmen der vorliegenden Erfindung werden auch Verfahren zur Lastkompensation von vollständig integrierten Verstärkern bereitgestellt, d.h. Verstärkern, welche außer der kapazitiven Last keine Kapazität außerhalb der integrierten Schaltung aufweisen, und welche einen Knoten mit hoher Verstärkung aufweisen, welcher innerhalb der Schaltung vorhanden ist.
Gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform wird ein Verfahren zur Lastkompensation eines Verstärkers/Leistungstreibers bereitgestellt.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform werden Schaltungen bereitgestellt, welche interne Knoten mit hoher Verstärkung aufweisen und bei welchen eine Kompensation mittels einer kapazitiven Last durchgeführt ist.
Figurenliste
Im Folgenden werden erfindungsgemäße Ausführungsformen mit Bezug zu den Zeichnungen im Detail beschrieben. Dabei bezeichnet in den Figuren die links stehende Zahl (1-10) eines Bezugszeichens die Figur, in welcher das Bezugszeichen als erstes auftritt. Die Verwendung derselben Bezugszeichen in verschiedenen Ausführungsformen in der Beschreibung und den Figuren bezeichnet ein ähnliches oder ein identisches Element.

1 ist eine Schaltungsbeschreibung eines einstufigen Verstärkers mit Lastkompensation.
2 ist eine Schaltungsbeschreibung eines einstufigen Miller-Verstärkers mit interner Kompensation.
3 ist eine symbolische Darstellung eines beispielhaften vierstufigen Verstärkers.
4 ist ein Bode-Diagramm, welches dem mehrstufigen Verstärker der 3 entspricht.
5 ist eine Schaltungsbeschreibung eines erfindungsgemäßen Leistungstreibers.
6 ist ein Bode-Diagramm, welches dem Miller-Verstarker der 2 entspricht.
7 ist ein Bode-Diagramm, welches der vorliegenden Erfindung entspricht.
8 ist eine Schaltungsbeschreibung eines erfindungsgemäßen mehrstufigen Verstärkers.
9 ist eine Schaltungsbeschreibung einer beispielhaften stromdegenerierten Last.
10 ist eine Schaltungsbeschreibung einer beispielhaften Verstärkerstufe.

Detaillierte Beschreibung
5 stellt eine Schaltungsbeschreibung einer Schaltung 500, wie z.B. eines Niveau anhebenden Leistungstreibers, dar, welche eine Lastkompensation, d.h. eine Kompensation an dem Ausgang, einsetzt und umfasst. Die Schaltung 500 umfasst einen Transistor 502 mit einem Gate 502G (d.h. einem Steuerknoten), welcher mit einen Eingangknoten 504 für die Vorspannung verbunden ist. Der Transistor 502 ist darüber hinaus in Reihe mit einer Stromquelle 506 verbunden. Ein Knoten 508 mit hoher Verstärkung ist an der Verbindung des Transistors 502 mit der Stromquelle 506 (d.h. zwischen dem Transistor 502 und der Stromquelle 506) definiert. Der Transistor 502 und die Stromquelle 506 definieren einen ersten Schaltungsabschnitt 500A der Schaltung 500. Da es sich bei dem Transistor 502 um einen PMOS-Transistor handelt, ist der Knoten mit der hohen Verstärkung 508 mit dem Drain-Anschluss des PMOS-Transistors 502 verbunden. Bei einem typischen Aufbau einer Stromquelle ist der Knoten mit der hohen Verstärkung 508 mit einem NMOS-Transistor der Stromquelle 506 verbunden, so dass der Knoten mit der hohen Verstärkung 508 auf einer Verbindung zwischen zwei Drain-Anschlüssen liegt.
Die Schaltung 500 der 5 umfasst auch einen Transistor 510, einen Transistor 512 und eine Stromquelle 514, welche in Reihe angeordnet sind. Der Transistor 510, der Transistor 512 und die Stromquelle 514 definieren einen zweiten Schaltungsabschnitt 500B der Schaltung 500. Der Transistor 510 und der Transistor 512 sind als eine Kaskadenanordnung miteinander verbunden. Das Gate 510G (d.h. der Steuerknoten) des Transistors 510 ist mit dem Knoten 508 mit hoher Verstärkung verbunden.
Das Gate 512G (d.h. der Steuerknoten) des Transistors 512 ist mit einem Eingangsknoten 516 für eine Referenzspannung verbunden. Ein Ausgangknoten 518 ist an der Verbindung des Transistors 510 mit dem Transistor 512 (d.h. zwischen dem Transistor 510 und dem Transistor 512) definiert. Bei einigen Ausführungsformen sind die entsprechenden Komponenten und Knoten 502-518 vollständig integriert und werden bezüglich einer integrierten Schaltung 520 als intern angesehen.
Die Schaltung 500 der 5 umfasst darüber hinaus einen Ausgang 522, welcher direkt mit dem Ausgangknoten 518 verbunden ist. Eine Lastkapazität (d.h. ein Kondensator) 524 ist mit dem Ausgang 522 verbunden. Wie bei der Ausführung der 5 dargestellt ist, kann die Lastkapazität 524 als außerhalb der integrierten Schaltung 520 angesehen werden, obwohl die Lastkapazität 524 direkt elektrisch mit dem Ausgangknoten 518 der Schaltung 500 verbunden ist. Die Gesamtantwort der Schaltung 500 entspricht dem Bode-Diagramm 700, welches im Folgenden beschrieben wird.

Zu einem besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden Tabelle 1 bestimmte Merkmale unterschiedlicher Figuren dargestellt. Tabelle 1

Schaltung	Knoten mit hoher Verstärkung	Kompensation
100 der 1	am Ausgang	Lastkompensation
200 der 2	zumindest ein Knoten mit hoher Verstärkung ist verschieden vom Ausgang*	Interne Kompensation
500 der 5	verschieden vom Ausgang	Lastkompensation
* 2 weist 2 Knoten mit hoher Verstärkung auf: den Ausgang (202) und den internen Knoten (208), welcher eine Kompensation (206) erfordert.

Mit Bezug zu der vorab beschriebenen Tabelle 1 und 5 sei angemerkt, dass der Knoten 508 mit hoher Verstärkung und der Ausgangknoten 518 (z.B. durch den Transistor 510) getrennt voneinander innerhalb der Schaltung 500 angeordnet sind. Es sei darüber hinaus angemerkt, dass keine Kompensationskapazität direkt mit dem (internen) Knoten 508 mit hoher Verstärkung verbunden ist. Dies schließt jedoch den Einsatz einer Kapazität und/oder von Kondensatoren als Teil der Schaltung 500 nicht aus, wenn die Gründe für deren Einsatz nicht der Kompensation entsprechen. Daher sind die Eigenschaften und Merkmale der Konfiguration und des Leistungsverhaltens der Schaltung 500 der 5 im Vergleich zu den beiden bekannten Schaltungen 100 und 200 unterschiedlich.
Das Verhalten der Schaltung 500 wird durch einen dominanten Pol oder die Eckfrequenz gekennzeichnet, was einfach über die Lastkapazität 524 bestimmt werden kann. Die Lastkapazität 524 kann eine Kapazität sein, welche durch eine Last erzeugt wird. Bei einer anderen Ausführungsform kann es sich bei der Lastkapazität 524 um eine Kompensationskapazität handeln. Wie bereits vorab ausgeführt ist, kann die Lastkapazität 524 außerhalb der integrierten Schaltung 520 angeordnet sein; es ist jedoch auch möglich, dass die Lastkapazität 524 in die integrierte Schaltung 520 integriert ist. Wie dem auch sei, wird der 508 Knoten mit hoher Verstärkung ohne eine mit dem Knoten 508 gekoppelte Kompensationskapazität erzeugt. Die Eckfrequenz kann zumindest in einem gewissen Umfang durch den vorbestimmten Wert der Lastkapazität 524 variabel eingestellt oder „programmiert“ werden.
Erfindungsgemäß wird eine parasitäre Kapazität an dem Knoten 508 mit hoher Verstärkung vermieden. Die maximale Verstärkung, welche durch den Knoten 508 mit hoher Verstärkung vorgegeben ist, kann eingeschränkt werden, indem zum Beispiel ein optionaler Widerstand 526, eine stromdegenerierte Diode oder eine andere geeignete Last parallel zu dem Knoten 508 angeordnet wird, um eine ausreichend hohe Eckfrequenz sicherzustellen.
Für den Fall, dass die Verstärkung nicht ausreicht, werden mehrere Stufen mit einer geringen Verstärkung in Reihe kaskadiert, wobei mehrere nicht dominante Pole vorhanden sind. Eine Kompensation bezüglich des dominanten Pols wird dann mittels einer Lastkapazität 524 erreicht, welche mit dem Ausgang 522 der Schaltung 500 verbunden ist. Der Ausgang der Struktur arbeitet typischerweise im AB-Betrieb, welcher einen niedrigen Ruhestrom wie auch die Eigenschaft, relativ große Ströme zu schalten, wenn es notwendig ist, aufweist.
Erfindungsgemäße Ausführungsformen (z.B. die Schaltung 500 der 5) sorgen für eine Frequenzkompensation ohne die Notwendigkeit einer internen Kompensation, wobei die erfindungsgemäßen Ausführungsformen in Frequenzbereichen von mehreren 100 MHz bis wenigen GHz arbeiten. Dabei ist die Anzahl der aktiven Komponenten bei den erfindungsgemäßen Ausführungsformen geringer als zum Beispiel bei dem Miller-Verstärker 200 der 2. Der/die Knoten mit hoher Verstärkung ist/sind bei den erfindungsgemäßen Strukturen an anderen Stellen ausgebildet als der Ausgangknoten. Erfindungsgemäß kann die Frequenzkompensation mittels einer Lastkapazität erzielt werden, welche außerhalb der integrierten Schaltung angeordnet ist. Weitere erfindungsgemäße Ausführungsformen, welche teilweise integriert oder nicht integriert sind, sind ebenfalls möglich. Die erfindungsgemäßen Schaltungen und die erfindungsgemaßen Strukturen können teilweise oder als Ganzes auf Strukturen von 65 nm (oder kleiner) ausgebildet werden. Darüber hinaus ergibt eine Schaltung mit einer erfindungsgemäßen Lastkompensation, wie z.B. die Schaltung 500, vorteilhafte Werte hinsichtlich der Verstärkung und der Frequenzeigenschaften, wie es aus einem Bode-Diagramm zu entnehmen ist.
6 stellt ein beispielhaftes Bode-Diagramm 600 für eine typisch intern kompensierte Schaltung (z.B. den Miller-Verstärker 200) dar. Innerhalb des Bode-Diagramms 600 ist ein dominanter Pole 602 vorhanden und entspricht der internen Kompensation der entsprechenden Schaltung. Mit Bezug auf den Miller-Verstärker 200 wird solch ein dominanter Pol 602 durch den Wert der internen Kompensationskapazität 206 bestimmt. Das Bode-Diagramm 600 umfasst darüber hinaus einen nicht dominanten Pol 604, welcher dem Wert der kapazitiven Last 204 entspricht. Die Geschwindigkeit (d.h. das Übertragungsverhalten) des nicht dominanten Pols 604 wird durch g_m/C_Last bestimmt. Daher muss eine ausreichende Menge an Strom durch die Ausgangvorrichtung bereitgestellt werden, um eine erwünschte Eckfrequenz 606 zu erzielen und um dafür zu sorgen, dass das Bauelement mit einer ausreichenden Geschwindigkeit arbeitet.
7 stellt ein beispielhaftes Bode-Diagramm 700 dar, in welchem ein einziger, dominanter Pol 702 (d.h. eine Eckfrequenz) vorhanden ist, welche einer kapazitiven Last entspricht, die mit dem Ausgangsknoten einer erfindungsgemäßen Schaltung, wie z.B. der Schaltung 500, verbunden ist. In dem Bode-Diagramm 700 ist auch ein nicht dominanter Pol 704 dargestellt, welcher einem anderen Knoten (nicht dem Ausgangsknoten) entspricht, und welcher innerhalb der Schaltung vorhanden ist. Der Strom durch die Ausgangsvorrichtung einer solchen erfindungsgemäßen Schaltung kann wesentlich geringer sein (d.h. eine geringere Frequenz aufweisen), als es bei dem Miller-Verstärker 200 erforderlich ist, und der schnelle Pol kann auch mit einem geringeren Strom gebildet werden, als es bei dem Miller-Verstärker 200 erforderlich ist, da nur eine viel kleinere interne (z.B. parasitäre) Kapazität getrieben werden muss. Zusammenfassend kann die erfindungsgemäße Struktur ungefähr mit derselben Eckfrequenz 706 wie die Eckfrequenz 606 herum stabilisiert werden, aber mit einem deutlich geringeren Strom im Vergleich zu dem Miller-Verstärker 200.
Die Bode-Diagramme 600 und 700 weisen, um es nochmals herauszuarbeiten, eine ähnliche Form auf. Jedoch wird der dominante Pol 602 durch eine interne Kompensation erzeugt, während der dominante Pol 702 durch eine Last (z.B. eine Kapazität) an dem Ausgang erzeugt wird. Daher entspricht das Bode-Diagramm 700 einem einfacheren Design und einem Design mit einem geringeren Energieverbrauch.
Die Schaltung 500 kann mit modernen Schaltungsentwürfen mit weiter abnehmenden Abmessungen, wie z.B. Entwürfen, welche auf Prozessen von 65 nm basieren, realisiert werden. Die Prozessevolution zu noch kleineren Bauelementgrößen führt zu einer Verringerung der Versorgungsspannung wie auch zu höheren intrinsischen Geschwindigkeiten. Die niedrigere Versorgungsspannung führt wiederum zu einem niedrigeren Signalausschlag. Um ein erwünschtes Signalrauschverhältnis (SNR) zu halten, müssen kapazitive Lasten vergrößert werden, da das Rauschen und die Kapazität durch das gut bekannte „kT/C“-Gesetz bestimmt werden. Die Struktur der Schaltung 500 umfasst eine erste Hochgeschwindigkeitsverstärkerstufe, welche keine interne Kompensation erfordert und welche von einer lastkompensierten Endstufe gefolgt wird. Daher verbessert die Schaltung 500 die Geschwindigkeit in den ersten Verstärkerstufen (bzw. der ersten Verstärkerstufe) und wird mittels einer Last kompensiert, welche mit dem Ausgang der Endverstärkerstufe gekoppelt ist.
8 ist eine alternative Schaltungsbeschreibung eines mehrstufigen Verstärkers 800 gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Verstärker 800 umfasst eine Stromspiegelstufe 802 mit einem ersten Anschluss 804 und einem zweiten Anschluss 806, welchen Eingangssignale zugeführt werden können. Ein Ausgang 808 der Stromspiegelstufe 802 ist mit einer ersten Verstärkerstufe 810 verbunden. Ein Ausgang 812 der ersten Verstärkerstufe 810 ist mit einer zweiten Verstärkerstufe 814 verbunden. Wiederum ist ein Ausgang 816 der zweiten Verstärkerstufe 814 mit einer dritten (und letzten) Verstarkerstufe 818 verbunden. Die dritte Verstärkerstufe 818 umfasst einen Ausgang 820 mit einer damit gekoppelten Lastkapazität 822. Die Lastkapazität 822 kann dabei eine Kapazität sein, welche durch eine Last erzeugt wird. Die Lastkapazität 822 kann aber auch durch einen Kompensationskondensator gebildet werden. Die Lastkapazität 822 kann bezüglich der integrierten Schaltung extern angeordnet sein. Genauso ist es allerdings möglich, dass die Lastkapazität 822 integral mit der integrierten Schaltung ausgebildet ist. Wie dem auch sei wird ein Knoten mit hoher Verstärkung ohne eine Kompensationskapazität gebildet, welche mit einem Knoten gekoppelt ist, welcher dem Knoten mit hoher Verstärkung zugeordnet ist.
Dabei weist jede Stufe einschließlich der Stromspiegelstufe 802 eine Verbindung zwischen einem Drain-Anschluss eines PMOS-Transistors und einem Drain-Anschluss eines NMOS-Transistors auf, wobei auf dieser Verbindung jeweils ein Knoten mit hoher Verstärkung angeordnet ist.
9 ist eine Schaltungsbeschreibung eines beispielhaften Verstärkers 900 mit einer stromdegenerierten Last oder stromdegenerierten Diode. Die Last umfasst eine Stromquelle 902 und einen Transistor 906. Ein Steuerknoten (d.h. ein Gate) eines Transistors 904 ist mit einem Eingang 908 des Verstärkers 900 verbunden. Der Verstärker 900 umfasst auch einen Ausgang 910.
Der Steuerknoten des PMOS-Transistors 906 ist mit dem Drain-Anschluss des PMOS-Transistors 906 kurzgeschlossen, wodurch quasi eine Diode durch den PMOS-Transistor 906 ausgebildet ist. Aufgrund der Stromquelle 902 fließt durch den PMOS-Transistor 906 nur die Differenz aus einem von dem NMOS-Transistor 904 kommenden Strom abzüglich des durch die Stromquelle 902 fließenden Stroms. Damit ergibt sich eine bezüglich ihrer Stromflusseigenschaften entartete oder degenerierte Diode 902, 906 deren Signalhub (Gesamtsignal zu Gleichanteil des Signals) größer als bei einer normalen Diode ist. Eine solche Diode oder Schaltungsanordnung wird hier stromdegenerierte Diode genannt und sollte nicht als (normale) Diode angesehen werden.
Der Verstarker 900 kann derart ausgestaltet sein, dass er eine oder mehrere der Stufen, z.B. die Verstärkerstufen 802, 810 und so weiter, ersetzt. Darüber hinaus oder alternativ dazu kann die stromentartete bzw. stromdegenerierte Last, welche die Stromquelle 902 und den Transistor 906 aufweist, als ein Teil von einer oder von mehreren der Verstärkerstufen 802, 810 usw., eingesetzt werden. Zum Beispiel kann die Last den Widerstand 526 ersetzen. Dabei kann die Stromquelle 902 ausgespart und der Strom stattdessen durch die Stromquelle 506 bereitgestellt werden. Gemäß einer weiteren erfindungsgemaßen Ausführungsform kann die Last auch parallel zu den NMOS- und PMOS-Transistoren der Inverter-Verstärkerstufen, z.B. der Verstärkerstufen 810, 814, 818, verbunden werden. In diesem Fall sind die Lasten derart ausgelegt, dass ihre g_m wesentlich kleiner als die g_m der Treibertransistoren ist, um die erwünschte Verstärkung bereitzustellen.
10 ist eine Schaltungsbeschreibung einer beispielhaften differenziellen Verstärkerstufe 1000. Die Verstärkerstufe 1000 kann zum Beispiel die Stromspiegelstufe 802 in dem Verstärker 800 und/oder andere Verstärkerstufen, z.B. die Verstärkerstufen 802, 810 und 814, ersetzen. Der vollständig differenzielle Verstärker 1000 könnte alle Verstärkerstufen in 8 (d.h. 802, 810, 814, 818) ersetzen, um einen vollständig differenziellen 4-stufigen Verstärker bereitzustellen. Die Verstärkerstufe 1000 umfasst Stromquellen 1002 und 1004, einen ersten Inverter 1006 und einen zweiten Inverter 1008. Ein Widerstand 1010 oder eine andere Last kann zwischen den Invertern verbunden sein. Die Verstärkerstufe 1000 umfasst auch einen Anschluss 1012 und einen Anschluss 1014, welchen Eingangssignale zugeführt werden können.
Die kapazitive Last ist vorab im Allgemeinen als eine Kapazität beschrieben worden. Die kapazitive Last kann jedoch auch eine elektronisch verstärkte Version einer Kapazität, zum Beispiel eine Kapazität, deren Wert durch den Miller-Effekt verstärkt wird, sein. Dies würde zu einer mehrstufigen Struktur führen, wie es diskutiert ist (wobei eine oder mehrere interne Knoten mit hoher Verstärkung vorhanden sind), wobei die Kompensation nur am Ende dieser Kaskade durchgeführt wird. Dies könnte erreicht werden, indem z.B. eine Kapazität 822 zwischen dem Knoten 816 und dem Knoten 820 angeordnet wird. Man könnte den Knoten 816 als einen Ausgang verwenden (bei einem 3-stufigen Verstärker mit einer elektronisch verstärkten Lastkapazität, welche den dominanten Pol erzeugt) oder Knoten 820 als Ausgang verwenden (was zu einem 4-stufigen Verstärker mit einer Miller-Kompensation führen würde, ohne allerdings eine eingeschobene Miller-Kompensation oder irgendein anderes mehr oder weniger kompliziertes Verfahren, welches aus der Literatur bekannt ist, einsetzen zu müssen).
Fazit
Bei der vorliegenden Erfindung werden die Begriffe „gekoppelt“ und „verbunden“ verwendet, um zu beschreiben, wie verschiedene Elemente in Beziehung stehen. Dabei soll sowohl der Begriff „gekoppelt“ als auch der Begriff „verbunden“ als eine direkte oder eine indirekte Beziehung von verschiedenen Elementen angesehen wird.

Claims

Kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung, umfassend: mehrere Verstärkerstufen (500A, 500B; 802, 810, 814, 818), wobei jede Stufe (500A; 500B; 802; 810; 814; 818) ein Signal verstärkt, welches dieser Stufe (500A; 500B; 802; 810; 814; 818) zugeführt ist, und einen Kompensationsmechanismus (524; 822), welcher mit dem Ausgang (522; 820) der mehreren Verstärkerstufen (500A, 500B; 802, 810, 814, 818) verbunden ist, wobei eine der Verstärkerstufen (500A; 802; 810; 814; 818) einen Knoten (508; 808; 812; 816) mit einer hohen Verstärkung umfasst, wobei der Knoten (508; 808; 812; 816) mit der hohen Verstärkung durch eine Verbindung von einem Drain-Anschluss eines Transistors mit einem Drain-Anschluss eines weiteren Transistors oder durch eine Verbindung von einem Drain-Anschluss eines Transistors mit einem Drain-Anschluss eines weiteren Transistors, welche mit einer Last verbunden ist, definiert ist, wobei der Knoten (508; 808; 812; 816) mit der hohen Verstärkung keine direkte Verbindung mit einem Transistor aufweist, welcher derart verschaltet ist, dass der Transistor die Funktion einer Diode aufweist, wobei der Kompensationsmechanismus eine Kapazität (524; 822) umfasst.
Kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Frequenz der Vorrichtung (500; 800) mit einem Verstärkungsfaktor von Eins bei mindestens 100 MHz liegt.
Kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die mehreren Verstärkerstufen (802, 810, 814, 818) drei oder mehr Verstärkerstufen umfassen.
Kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine der mehreren Verstärkerstufen eine differenzielle Verstärkerstufe (1000) ist.
Kompensierte mehrstufige Verstärkervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkervorrichtung (500; 800) zumindest teilweise in einer Technologie von 65 Nanometer hergestellt ist.
Elektronische Schaltung, umfassend: einen ersten Transistor (502) und eine erste Stromquelle (506), welche in einer Reihenschaltung verbunden sind, wobei ein Knoten (508) mit einer hohen Verstärkung zwischen dem ersten Transistor (502) und der ersten Stromquelle (506) definiert ist, einen zweiten Transistor (510), einen dritten Transistor (512) und eine zweite Stromquelle (514), welche in einer Reihenschaltung verbunden sind, wobei ein Ausgangsknoten (518) zwischen dem zweiten Transistor (510) und dem dritten Transistor (512) definiert ist und wobei ein Steuerknoten (510G) des zweiten Transistors (510) mit dem Knoten (508) mit der hohen Verstärkung gekoppelt ist, und eine Lastkapazität (524), welche mit dem Ausgangsknoten (518) verbunden ist und einer Kompensationskapazität entspricht, wobei die Schaltung (500) keine interne Kompensation aufweist.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein Verhalten der elektronischen Schaltung (500) durch einen dominanten Pol (702) gekennzeichnet ist, und dass ein Ort des dominanten Pols (702) durch eine Lastkapazität (524), welche mit dem Ausgangsknoten (518) verbunden ist, bestimmt ist.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Schaltung (500) eine vollständig integrierte Schaltung ist, und dass die elektronische Schaltung (500) derart ausgestaltet ist, dass die Lastkapazität (524) außerhalb der vollständig integrierten Schaltung angeordnet ist.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 6-8, dadurch gekennzeichnet, dass ein Steuerknoten (502G) des ersten Transistors (502) mit einer Vorspannung gekoppelt ist.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 6-9, dadurch gekennzeichnet, dass das ein Steuerknoten (512G) des dritten Transistors (512) mit einer Referenzspannung gekoppelt ist.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 6-10, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor (502), der zweite Transistor (510) und der dritte Transistor (512) Feldeffekttransistoren sind, und dass der Steuerknoten (510G) des zweiten Transistors (510) ein Gate des entsprechenden Feldeffekttransistors ist.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 6-11, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Schaltung (500) darüber hinaus einen Widerstand (526) umfasst, welcher parallel zu einer an dem Knoten (508) mit der hohen Verstärkung anliegenden Spannung angeordnet ist.
Elektronische Schaltung, umfassend: einen Knoten (508) mit einer hohen Verstärkung und einen Ausgangknoten (518), welcher sich von dem Knoten (508) mit der hohen Verstärkung unterscheidet, wobei ein Verhalten der elektronischen Schaltung durch einen dominanten Pol (702) gekennzeichnet ist, welcher durch eine Lastkapazität (524) bestimmt ist, welche mit dem Ausgangsknoten (518) verbunden ist und einer Kompensationskapazität entspricht, und wobei darüber hinaus zwischen dem Knoten (508) mit der hohen Verstärkung und einem Transistor, welcher derart verschaltet ist, dass der Transistor die Funktion einer Diode aufweist, keine direkte Verbindung existiert.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Schaltung (500) durch eine vollständig integrierte Schaltung definiert ist.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Knoten (508) mit der hohen Verstärkung innerhalb der vollständig integrierten Schaltung (500) liegt.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 13-15, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Schaltung (500) derart ausgestaltet ist, dass die Lastkapazität (524) außerhalb der vollständig integrierten Schaltung angeordnet ist.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 13-16, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Schaltung (500) keinen Stromspiegel umfasst.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 13-17, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Schaltung (500) einen ersten Schaltungsabschnitt (500A), welcher den Knoten (508) mit der hohen Verstärkung umfasst, definiert, und dass die elektronische Schaltung (500) einen zweiten Schaltungsabschnitt (500B), welcher den Ausgangsknoten (518) umfasst, definiert, wobei der zweite Schaltungsabschnitt (500B) mit dem ersten Schaltungsabschnitt (500A) gekoppelt ist.
Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 13-18, dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Schaltung (500) darüber hinaus umfasst: einen ersten Steuerknoten (512G), welcher derart ausgestaltet ist, dass er mit einer Referenzspannung gekoppelt ist, und einen zweiten Steuerknoten (502G), welcher derart ausgestaltet ist, dass er mit einer Vorspannung gekoppelt ist.
Verstärkeranordnung umfassend: mindestens drei Verstärkerstufen (802, 810, 814, 818), wobei jede der mindestens drei Verstärkerstufen (802, 810, 814, 818) einen Knoten (808; 812; 816; 820) mit einer hohen Verstärkung umfasst, wobei mindestens einer der Knoten (808, 812, 816, 820) mit der hohen Verstärkung nicht kompensiert ist, einen Ausgangsknoten (820) in Signalflussrichtung hinter den mindestens drei Verstärkerstufen (802, 810, 814, 818), und eine Lastkapazität (822), welche mit dem Ausgangsknoten (820) gekoppelt ist, wobei die Lastkapazität (822) einen dominanten Pol an dem Ausgangsknoten (820) bereitstellt und einer Kompensationskapazität entspricht.
Verstärkeranordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens drei Verstärkerstufen (802, 810, 814, 818) und die Lastkapazität (822) integriert sind.
Verstärkeranordnung nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastkapazität (822) eine Kompensationskapazität oder eine Kapazität, welche durch eine Last erzeugt wird, ist.