DE4240736A1 - BiCMOS-Operationsverstärker und seine Verwendung - Google Patents

BiCMOS-Operationsverstärker und seine Verwendung

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Description

Die Erfindung betrifft einen BiCMOS-Operationsverstärker nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Eine der wichtigsten Grundschaltungen der Analogtechnik ist der Operationsverstärker, der zum Beispiel in Filtern oder Konver­ tern als Teilschaltung mit unterschiedlichen Anforderungen auftritt. Eine Anwendung in Filtern und Umsetzern mit geschal­ teten Kondensatoren setzt eine hohe Bandbreite und vor allem einen extrem hohen Eingangswiderstand, der nur mit MOS-Ein­ gangstransistoren realisiert werden kann, voraus. Der Basis­ strom bipolarer Eingangstransistoren würde den Haltekondensa­ toren Ladung entnehmen und so deren gespeichertes Spannungspo­ tential verändern. Früher wurden integrierte Operationsver­ stärker für Schaltungen mit geschalteten Kondensatoren (SC- Schaltungen) in reiner CMOS-Technik realisiert. Diese Schal­ tungen benötigen aber mehr Chipfläche und sind in der Regel aufwendiger als ein BiCMOS-Operationsverstarker. Durch die besseren Analogeigenschaften bezüglich Steilheit und Aus­ gangswiderstand des Bipolartransistors können BiCMOS-Verstärker höhere Bandbreiten und höhere Ausgangswiderstände erreichen. Gerade in der analogen Schaltungstechnik bietet die BiCMOS- Technik die Möglichkeit, die Vorteile beider Transistortypen miteinander zu kombinieren.
Aus den Fortschritt-Berichten des VDI-Verlags, Reihe 9: Elek­ tronik, Nr. 112, Seite 40 bis 47 ist ein gattungsgemäßer Ope­ rationsverstärker bekannt. Dabei handelt es sich um einen ein­ stufigen BiCMOS-Operationsverstärker, der eine Differenzver­ stärkerstufe und eine nachgeschaltete Kaskodenstufe aufweist und bei der mit Hilfe eines MOS-Stromspiegels das differenti­ elle Ausgangssignal des Differenzverstärkers in ein einzelnes massebezogenes Ausgangssignal (single ended) überführbar ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen BiCMOS-Operati­ onsverstärker anzugeben, bei dem möglichst Chipfläche gespart und die inneren Kapazitäten auf ein Minimum reduziert sind, um den Verlustleistungsbedarf und die Verstärkereigenschaften, zum Beispiel die Bandbreite, positiv zu beeinflussen und bei dem, auch bei Schwankungen im Herstellungsprozeß, die Arbeitspunkte im Verstärker ohne größere Abweichungen festgelegt sind. Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Die Ansprüche 2 und 3 betreffen eine bevorzugte Ausgestaltung des im erfindungsgemäßen Operationsverstärker enthaltenen Re­ ferenzspannungsgenerators und der Patentanspruch 4 betrifft eine bevorzugte Verwendung des erfindungsgemäßen Operations­ verstärkers.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher er­ läutert.
Die Zeichnung zeigt einen erfindungsgemäßen Operationsver­ stärker, der einen Referenzspannungsgenerator RSG, einen Diffe­ renzverstärker mit Stromquelle, einer Kaskodenschaltung, Strom­ quellenlasten und einen modifizierten bipolaren Wilson-Strom­ spiegel enthält. Der Differenzverstärker wird aus den p-Kanal- MOS-Transistoren MP25 und MP15 gebildet und durch eine Strom­ quelle in Form eines p-Kanal-MOS-Transistors MP1 gespeist. Da­ bei ist der MOS-Transistor MP25 mit einem Bipolartransistor QN24 und einem Emitterwiderstand R21 des Wilson-Stromspiegels sowie der MOS-Transistor MP15, ein Bipolartransistor QN14 und ein Emitterwiderstand R11 des Wilson-Stromspiegels jeweils der Reihe nach in Serie geschaltet, wobei die Emitter der Bipolar­ transistoren über die Emitterwiderstände R21 und R11 mit Be­ zugspotential VSS und die Sourceanschlüsse der MOS-Transistoren MP25 und MP15 über den MOS-Transistor MP1 mit einer Versor­ gungsspannung VDD verbunden sind. Der Kollektoranschluß des Bipolartransistors QN14 ist auf die Basis des Bipolartransi­ stors QN14 geführt, die mit der Basis des Bipolartransistors QN24 verbunden ist. Zwischen dem Verbindungsknoten des MOS-Transistors MP25 und dem Bipolartransistor QN24 und dem Verbin­ dungsknoten des MOS-Transistors MP15 und des Bipolartransistors QN14 ist ein Differenzsignal DIFF bildbar. Das Gate des MOS- Transistors MP1, der eine Konstantstromquelle bildet, wird mit einer Referenzspannung REF1 des Referenzspannungsgenerators RSG versorgt. Der Gateanschluß des MOS-Transistors MP25 stellt den nichtinvertierenden Eingang INP des Differenzverstärkers und der MOS-Transistor MP15 den invertierenden Eingang INN der Dif­ ferenzverstärkers dar.
Die beiden Bipolartransistoren QN24 und QN14 weisen eine größe­ re Steilheit und damit eine höhere Verstärkung als MOS-Transi­ storen auf. Zur Erhöhung der Genauigkeit bzw. der Unempfind­ lichkeit gegenüber Technologieschwankungen im bipolaren Strom­ spiegel mit den beiden Transistoren QN24 und QN14, sind die Emitterwiderstände R21 und R11 vorgesehen, die zu einer Strom­ gegenkopplung und damit zu einer Verkleinerung der effektiven Transistorsteilheit führen. Die Emitterwiderstände tragen fer­ ner zur Verbesserung des Rauschverhaltens des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers bei.
Die in der Zeichnung dargestellten Emitterwiderstände R21 und R11 sind in einer integrierten Schaltung beispielsweise in an sich bekannter Weise durch MOS-Transistoren im Triodengebiet realisierbar. Der Spannungsabfall an den Emitterwiderständen beträgt typischerweise ca. 0,1 Volt.
Die Kaskodenschaltung besteht aus einem Kaskodentransistor in Form eines p-Kanal-MOS-Transistors MP12 und einem p-Kanal-MOS- Transistor MP11, der eine Stromquellenlast bildet. Ferner bil­ det ein npn-Bipolartransistor QN13 des Wilson-Stromspiegels und ein npn-Transistor MP14 eine bipolare Kaskode. Die MOS-Kaskode und die bipolare Kaskode sind in Reihe geschaltet und ihr Ver­ bindungsknoten stellt gleichzeitig den Ausgang des erfindungs­ gemäßen Operationsverstärkers dar. Der Emitteranschluß des Bi­ polartransistors QN13 ist mit dem Verbindungsknoten des MOS- Transistors MP15 und des Bipolartransistors QN14 verbunden und die Basis des Bipolartransistors QN13 ist mit dem Verbindungs­ knoten des MOS-Transistors MP25 und des Bipolartransistors QN24 beschaltet, so daß das Differenzsignal DIFF an der Basis- Emitterstrecke des Bipolartransistors QN13 anliegt. Das Gate des MOS-Transistors MP12 wird durch eine Referenzspannung REF2 aus dem Referenzspannungsgenerator RSG versorgt.
Ein p-Kanal-MOS-Transistor MP21 und ein p-Kanal-MOS-Transistor MP11 bilden jeweils eine Stromquellenlast.
Der Sourceanschluß des MOS-Transistors MP12 ist über den p-Ka­ nal-Transistor MP11 und die Basis des Transistors QN13 ist über den Transistor MP21 mit der Versorgungsspannung VDD verbunden. Die beiden Gates der MOS-Transistoren MP21 und MP11 werden mit der Referenzspannung REF1 versorgt. Die beiden so beschalteten MOS-Transistoren MP11 und MP21 stellen Konstantstromquellen dar, die einen möglichst gleich großen Strom in den Verbin­ dungsknoten zwischen dem MOS-Transistor 25 und dem Bipolartran­ sistor QN24 bzw. dem MOS-Transistor MP15 und dem Bipolartransi­ stor QN14 liefern.
Der MOS-Transistor MP1 besitzt dabei beispielsweise eine sechsmal so große Kanalweite als die Transistoren MP21 und MP11, wodurch der Ausgang OUT des erfindungsgemäßen Operati­ onsverstärkers im Vergleich zur Differenzverstärkerschaltung hochohmig wird und ein einstufiger Verstärker entsteht, bei dem eine signifikante Spannungsverstärkung erst am Ausgang OUT zu­ standekommt. Der dominante Pol ist dadurch ebenfalls am Ausgang und die Frequenzkompensation erfolgt allein durch eine Lastkapazität CL, die zwischen dem Ausgang OUT und dem Bezugs­ potential VSS liegt.
Die Bipolartransistoren QN13, QN14 und QN24 bilden zusammen ei­ nen modifizierten Wilson-Stromspiegel, der für eine symmetri­ sche Stromverteilung im Ruhezustand, das heißt die Spannung am Eingang INP ist gleich der Spannung am Eingang INN, des Diffe­ renzverstärkers sorgt.
Der MOS-Transistor MP12 der Kaskode sorgt dafür, daß am Ausgang OUT der um den Faktor gm12/gDS12 herabgesetzte Leitwert gDS11 wirksam ist, wobei gm12 die Steilheit des MOS-Transistors MP12 und gDS12 den Ausgangsleitwert des MOS-Transistors MP12 bedeu­ ten.
Beim oben beispielhaft angegebenen Weitenverhältnis von 1 : 3 fließt durch die MOS-Transistoren MP25 und MP15 jeweils der dreifache Strom als bei den MOS-Transistoren MP21 und MP11 im Ausgangszweig und in entsprechender Weise muß die Konstant­ stromquelle, die durch den MOS-Transistor MP1 gebildet wird, den sechsfachen Strom und die Emitterwiderstände jeweils den vierfachen Strom des Ausgangszweiges führen.
Der Referenzspannungsgenerator RSG ist mit Bezugspotential VSS und der Versorgungsspannung VDD verbunden und liefert die Refe­ renzspannungen REF1 und REF2. Der Referenzspannungsgenerator RSG besitzt beispielsweise, wie hier, vier p-Kanal-Transistoren MP31, MP32, MP41 und MP42 und eine Konstantstromquelle I. Die Konstantstromquelle I kann dabei über einen zusätzlichen An­ schluß vorgesehen werden oder, wie in der Zeichnung alternativ angedeutet, durch einen n-Kanal-MOS-Transistor, dessen Gate mit der Versorgungsspannung verbunden ist und der folglich im Triodengebiet arbeitet, realisiert sein. Die MOS-Transistoren MP41 und MP42 sowie die Stromquelle I sind der Reihe nach in Serie geschaltet, wobei der Sourceanschluß des MOS-Transistors MP41 mit der Versorgungsspannung und der nicht mit dem MOS-Transistor MP42 verbundene Anschluß der Stromquelle mit Be­ zugspotential verbunden ist. Ferner sind die MOS-Transistoren MP31 und MP32 in Serie geschaltet, wobei der Sourceanschluß des MOS-Transistors MP31 mit der Versorgungsspannung VDD und der Drainanschluß des MOS-Transistors MP32 mit dem Bezugspotential VSS verbunden ist und der Verbindungsknoten zwischen beiden MOS-Transistoren gleichzeitig die Referenzspannung REF2 liefert. Die beiden MOS-Transistoren MP31 und MP41 bilden einen Stromspiegel, bei dem der Drainanschluß des MOS-Transistors MP41 und die Gateanschlüsse der Transistoren MP41 und MP31 ver­ bunden sind und die Referenzspannung REF1 liefern. Die Gates der beiden MOS-Transistoren MP42 und MP32 sind miteinander ver­ bunden und mit dem Drainanschluß des MOS-Transistors MP42 be­ schaltet.
Eine für die Pol- und Nullstellenberechnung des erfindungsgemä­ ßen Operationsverstärkers wesentliche parasitäre Kapazität CP ist in der Zeichnung zwischen dem Emitter des Bipolartransi­ stors QN13 und Bezugspotential gestrichelt angedeutet.
Unter der Annahme, daß die Lastkapazität CL größer als jede in­ terne parasitäre Kapazität ist und unter Vernachlässigung der Eingangskapazitäten der MOS-Transistoren MP15 und MP25, sowie der Kapazitäten an der Basis der Bipolartransistoren QN14 und QN24 und der Ausgangsleitwerte der durch die MOS-Transistoren MP11, MP21 und MP12 gebildeten Stromquellen lassen sich für die Leerlaufverstärkung und die Pol- und Nullstellen folgende Nähe­ rungsformeln angeben:
gm15 ist die Steilheit der MOS-Transistoren MP15 und MP25, gm13 ist die Steilheit, gπ13 der Eingangs- und gO13 der Ausgangs­ leitwert der Transistors QN13. Für den Bipolartransistor gilt unter guter Näherung:
wobei UT einer Temperaturspannung von ca. 26 mV entspricht und damit mit dem beispielsweise gewählten Weitenverhältnis von 1 : 3 entsprechend dem Verhältnis der Kollektorströme folgende Beziehung für die Steilheiten der Bipolartransistoren besteht:
gm14 = gm24 = 4 gm13 (6).
Zur Phasengangoptimierung muß der Pol p2 möglichst weit ober­ halb der Bandbreite f0
liegen. Durch die Verwendung der Bipolartransistoren im Wilson- Stromspiegel ist es kein Problem diese Bedingung einzuhalten, da gm13 sehr viel größer als gm15 und die parasitäre Kapazität CP kleiner als die Lastkapazität CL ist. Mit MOS-Transistoren hingegen wäre es nur schwer möglich die Bedingung für den Pol p2 zu erfüllen.
Der Verstärker ist für kapazitive Lasten ausgelegt, wobei hier in der Regel relativ hochohmige kapazitive Lasten zu verstehen sind. Mit der gewünschten Ausgangsflankensteilheit (Slew Rate) SR und der Lastkapazität CL ergibt sich der im Ausgangszweig er­ forderliche Strom IOUT = CL * SR.
Die Gleichspannungsverstärkung des erfindungsgemäßen Operati­ onsverstärkers beträgt beispielsweise 70 dB und die Bandbreite 340 Megahertz. Da der erfindungsgemäße Operationsverstärker einen extrem hohen Eingangswiderstand und eine hohe Bandbreite besitzt und sich besonders zum Treiben hochohmiger kapazitiver Lasten (CL) eignet, ist der erfindungsgemäße Operationsver­ stärker für Schaltungen mit geschalteten Kondensatoren, wie beispielsweise SC-Filter und SC-Umsetzer, geeignet.

Claims (6)

1. BiCMOS-Operationsverstärker,
  • - mit einem Referenzspannungsgenerator (RSG), der mit Bezugspo­ tential (VSS) und einer Versorgungsspannung (VDD) verbunden ist und durch den eine erste Referenzspannung (REF1) und eine zweite Referenzspannung (REF2) erzeugbar sind,
  • - mit einem Differenzverstärker, der einen ersten p-Kanal-MOS- Transistor (MP1) aufweist, dessen erster Anschluß mit der Versorgungsspannung (VDD) und dessen Gateanschluß mit der ersten Referenzspannung (REF1) versorgbar ist,
der einen zweiten p-Kanal-MOS-Transistor (MP25), dessen er­ ster Anschluß mit dem zweiten Anschluß des ersten p-Kanal- MOS-Transistors verbunden ist und dessen Gateanschluß gleichzeitig einen nicht invertierenden Eingang (INP) des Operationsverstärkers bildet, und einen zweiten p-Kanal-MOS- Transistor (MP15) enthält, dessen erster Anschluß mit dem dritten Anschluß des ersten p-Kanal-MOS-Transistors verbunden ist und dessen Gateanschluß gleichzeitig einen invertierenden Eingang (INN) des Operationsverstärkers bildet, und
der einen weiteren ersten Transistor (QN24), dessen erster Anschluß mit dem zweiten Anschluß des zweiten p-Kanal-MOS- Transistors (MP25) verbunden ist, und einen weiteren zweiten Transistor (QN14) aufweist, dessen erster Anschluß mit dem zweiten Anschluß des dritten p-Kanal-MOS-Transistors (MP15) und dessen zweiter Anschluß mit einem zweiten Anschluß des weiteren ersten Transistors verbunden ist, und
  • - mit einer nachgeschalteten Verstärkerschaltung, die einen vierten p-Kanal-MOS-Transistor (MP21), dessen erster Anschluß mit der Versorgungsspannung verbunden ist, und einen fünften p-Kanal-MOS-Transistor (MP11) aufweist, dessen erster An­ schluß mit der Versorgungsspannung und dessen Gateanschluß mit dem Gateanschluß des vierten p-Kanal-MOS-Transistors verbunden ist,
die einen sechsten p-Kanal-MOS-Transistor (MP12) beinhaltet, dessen erster Anschluß mit einem zweiten Anschluß des fünften p-Kanal-MOS-Transistors verbunden ist, und
die einen ersten npn-Bipolartransistor (QN13) aufweist, des­ sen Kollektoranschluß mit dem zweiten Anschluß des sechsten p-Kanal-MOS-Transistors verbunden ist, der gleichzeitig einen einzigen Ausgang (OUT) des Operationsverstärkers darstellt, und dessen Emitteranschluß mit dem ersten Anschluß des zwei­ ten weiteren Transistors verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet,
  • - daß der erste weitere Transistor aus einem zweiten npn-Bipo­ lartransistor und der zweite weitere Transistor aus einem dritten npn-Bipolartransistor bestehen, deren erste Anschlüs­ se Kollektoranschlüsse und deren zweite Anschlüsse Basisan­ schlüsse sind,
  • - daß die Emitteranschlüsse der zweiten und dritten npn-Bipo­ lartransistoren jeweils über Emitterwiderstände (R21, R11) mit Bezugspotential verbunden sind,
  • - daß die Basisanschlüsse des zweiten und dritten npn-Bipolar­ transistors gemeinsam mit dem Kollektoranschluß des dritten npn-Bipolartransistors (QN14) verbunden sind,
  • - daß der zweite Anschluß des zweiten p-Kanal-MOS-Transistors direkt mit der Basis des ersten npn-Bipolartransistors und direkt mit dem zweiten Anschluß des vierten p-Kanal-MOS-Tran­ sistors verbunden sind und
  • - daß der Gateanschluß des sechsten p-Kanal-MOS-Transistors mit der zweiten Referenzspannung versorgbar ist.
2. BiCMOS-Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
  • - daß der Referenzspannungsgenerator (RSG) einen siebten p-Ka­ nal-MOS-Transistor (MP41) und einen achten p-Kanal-MOS-Tran­ sistor (MP31) beinhaltet, deren jeweiliger erster Anschluß mit der Versorgungsspannung (VDD) und deren jeweiliger Gate­ anschluß mit dem zweiten Anschluß des siebten p-Kanal-MOS- Transistors verbunden ist und der zweite Anschluß des siebten p-Kanal-MOS-Transistors die erste Referenzspannung (REF1) führt,
  • - daß der Referenzspannungsgenerator einen neunten p-Kanal-MOS- Transistor (MP42), dessen erster Anschluß-mit dem zweiten An­ schluß des siebten p-Kanal-MOS-Transistors (MP41) und dessen Gateanschluß mit dem zweiten Anschluß des neunten p-Kanal- MOS-Transistors (MP42) verbunden sind, und einen zehnten p-Kanal-MOS-Transistor (MP32) aufweist, dessen erster Anschluß die zweite Referenzspannung (REF2) führt und mit dem zweiten Anschluß des achten p-Kanal-MOS-Transistors (MP31), dessen Gateanschluß mit dem Gateanschluß des neunten p-Kanal-MOS- Transistors (MP42) und dessen zweiter Anschluß mit Bezugspo­ tential verbunden sind, und
  • - daß zwischen dem zweiten Anschluß des neunten p-Kanal-MOS- Transistors (MP42) und dem Bezugspotential eine Stromquelle (I) vorgesehen ist.
3. BiCMOS-Operationsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (I) aus einem n-Kanal-MOS-Transistor (MN) besteht, dessen erster Anschluß mit dem zweiten Anschluß des neunten p-Kanal-MOS-Transistors (MP42), dessen zweiter Anschluß mit Bezugspotential und dessen Gateanschluß mit der Ver­ sorgungsspannung verbunden sind.
4. Verwendung eines BiCMOS-Operationsverstärkers nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Operationsverstärker in Schaltungen mit geschalteten Kondensatoren (switched-capacitor-Schaltungen) Verwendung fin­ det.
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DE102008051633B4 (de) 2007-10-24 2019-03-28 Infineon Technologies Ag Kompensation für einen eine kapazitive Last treibenden Verstärker

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