Der
schnell wachsende Markt persönlicher Kommunikationssysteme,
ferngesteuerter medizinischer implantierter Systeme und drahtloser
Hörhilfen bildet
eine wachsende Nachfrage nach höher
integrierten und leistungsfähigeren
mit Hochfrequenz (HF) arbeitenden integrierten Schaltungen (ICs).
Für diese
ICs fordert man, daß sie
mit Speisespannungen unter 2 V und manchmal bis hinab zu 1 V arbeiten,
mit minimalem Stromverbrauch bei Frequenzen bis zu einigen GHz.
Der
jüngste
Fortschritt in der CMOS-Technologie hat die Übertragungsfrequenz der CMOS-Vorrichtungen beträchtlich
verbessert und hat die CMOS-Technologie zu einer brauchbaren Auswahl für integrierte
Hochfrequenzschaltungen gemacht, was eine kosteneffektive Ein-Chip-Lösung erlaubt.
Der
Sender ist einer der energiehungrigsten Blöcke drahtloser Systeme. Für das Stromsparen
ist es nützlich,
einen direkt modulierten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) einzusetzen,
der bei der Sendefrequenz als ein Signalgenerator für den Sender
arbeitet. Das modulierte Signal von dem VCO kann durch die Ausgangsstufe
verstärkt
und direkt oder über
einen Filter an eine Antenne gegeben werden.
Diese
Architektur ist einfach, jedoch sehr flexibel, da die Ausgangsstufe
die Ausgangsleistung über
einen weiten Bereich steuern kann, und die Antennenparameter können sich
mit der Anwendung ändern.
Ein
gutes Beispiels dieser Übertragungsstruktur
wird durch den "1
GHz FM-Sender" dargestellt,
der in irgendeinem 26 MHz Band von 100 bis 1000 MHz arbeitet, welcher
in dem Dokument NT2800 CHIP-MITTER, www.numatechnologies.com/pdf/NT2800
beschrieben ist.
In
einigen Fällen,
wenn die Antenne als ein Induktor mit hohem Q ausgebildet ist, wobei
die Eigenresonanzfrequenz mehr als 70% über der Sendefrequenz liegt,
ist es möglich,
daß der
VCO selbst als ein Sender arbeiten kann. Dies ermöglicht es,
den Strom zu sparen, der in der Ausgangsstufe benutzt wird.
Bei
dieser Lösung
ist der Ausgangsleistungsbereich auf 12–20 dB begrenzt, abhängig von den
Antennenparametern und der Versorgungsspannung. Dies hat den Grund,
daß die
Hochleistung durch die Spannungsversorgung festgelegt ist, während die
niedrige Leistung durch den minimalen Pegel anhaltender Oszillationen
definiert ist.
Der
Hauptnachteil des Sende-VCO ist, daß der Modulationsindex dazu
neigt, Abhängigkeiten von
der Sendeleistung zu zeigen. Das hat seinen Grund darin, daß die Varaktor-Zelle,
basierend auf einem MOS-Kondensator, einen relativ engen Spannungssteuerbereich
hat, der eng mit der Schwellenspannung des MOS-Transistors korreliert.
Der typische Bereich beträgt
+/–0.5
V, wobei das Spannungsschwingen über
den Schwingkreis bis zu mehreren Volt sein könnte. Aufgrund dieser Tatsache spricht
die VCO-Frequenz nicht nur auf die Steuerspannung an, die an die
Varaktor-Zelle angelegt wird, sondern auch auf das Spannungsschwingen
um den VCO-Schwingkreis. Diese Tatsache bewirkt entweder die Begrenzung
des Leistungsbereichs oder Variationen bei der Indexmodulation.
Die
beliebtesten VCO-Konfigurationen mit CMOS-Technik basieren auf dem
differentiellen Ansatz (Andreani, S. Mattisson "On the use of CMOS varactors in RF VCO's (Über den
Einsatz von CMOS-Varaktoren in Hochfrequenz-VCOs)", IEEE J. Solid States
circuit, Band 35, Seiten 905–910,
Juni 2000), bei dem zwei differentiell verbundene Varaktoren oder
eine vollständige
Varaktor-Brücke
für die Frequenzsteuerung
benutzt werden (1).
Der
differentielle Ansatz liefert den effizientesten Weg, hohe Leistung
und hohes Signal-zu-Rauschen-Verhältnis bei
Begrenzung der Spannungszufuhr zu erhalten. Auch wird die Steuerspannung
an die Knoten mit Null-Hochfrequenzspannung angelegt, so daß die Steuerspannungsquelle keine
zusätzlichen
Verluste in dem LC-Resonator hervorruft.
Der
Varaktor-Block kann mit dem LC-Oszillatorschwingkreis direkt oder über Kopplungskondensatoren
(
US 6621365 ) verbunden
werden, welche dazu gedacht sind, die Verstärkung des VCO zu verringern
(
2).
Diese
Kopplungskondensatoren verringern auch das Hochfrequenzspannungsschwingen über die
Varaktoren und helfen dabei, die Empfindlichkeit der Frequenz gegenüber der
Leistung zu unterdrücken.
Bei
dem direkt modulierten VCO kann die Modulation erhalten werden,
indem eine Modulationsspannung an den Varaktor-Block angelegt, zusätzlich zu
der Steuerspannung, welche die Trägermittenfrequenz einstellt
(3).
Der
Nachteil dieses Ansatzes besteht darin, daß die hohe VCO-Verstärkung (~10
MHz/V), welche für
die PLL (Phasenregelschleife, phasenverriegelte Schleife) erforderlich
ist, bedeutet, daß das
Modulationsspannungsschwingen, das für die Peak-zu-Peak-Frequenzabweichung
(0.5–2
MHz bei 400 MHz) nötig
ist, 0.05–0.2
V Peak-zu-Peak betragen sollte. Ein zu geringer Wert der Modulationsspannung
macht es schwierig, den Modulationsindex genau zu steuern. Auch
bedeutet dieser geringe Modulationsspannungspegel ein geringes Verhältnis von
Signal zu Rauschen. Die Variation der VCO-Verstärkung mit dem Hochfrequenzspannungsschwingen
(Hochfrequenzleistung) beeinflußt
auch den Modulationsindex.
Ein
weiterer Weg, Modulation bereitzustellen, ist es, einen zusätzlichen
Varaktor-Block hinzuzufügen,
der mit dem LC-Schwingkreis parallel zu dem Varaktor-Block verbunden
ist, der für
die Steuerung der Trägerfrequenz
eingesetzt wird. Der zusätzliche
Block hat einen getrennten Steuerspannungseingang und eine geringere
Verstärkung
(4). Die geringere Verstärkung erlaubt
eine höhere
Modulationsspannung und ein größeres Singal-zu-Rauschen-Verhältnis. Der
Modulationsindex kann nicht nur durch das Modulationsspannungsschwingen
gesteuert werden, sondern zusätzlich
mittels variabler Kapazitätsempfindlichkeit
des Modulations-Varaktor-Blocks, was eine geeignet hohe Verstärkung läßt, die
für die
PLL-Schleife erforderlich ist.
Wie
oben angesprochen karnn die geringere Verstärkung mit dem Varaktor-Block
erreicht werden, der über
Kopplungskondensatoren mit dem LC-Schwingkreis verbunden ist. Jedoch
können Kopplungskondensatoren
nicht benutzt werden, um die Verstärkung in dem Modulations-Varaktor-Block abzuschneiden,
da beide ihre Anschlüsse
mit ziemlich hohen Spannungen versorgt werden und CMOS-Schalter,
die verwendet werden, um Kopplungskondensatorsegmente anzuschließen, aufgrund
der geringeren Gatter-Quellen-Spannung und höherem Widerstand weniger effektiv
sind, wobei sie in dem Hochfrequenz-Stromweg liegen. So töten sie den
Resonator-Q-Faktor oder fügen
zu viele parasitäre
Einflüsse
hinzu. Geschaltete Kondensatoren, die parallel zu dem Modulations-Varaktor-Block
geschaltet werden, sind aus demselben Grund ebenfalls nicht geeignet.
Ein
bekannter Weg (Chi-Wa Lo, H. C. Luong "A 1.5 V 900-MHz Monolithic CMOS Fast-Switching Frequency
Synthesizer for Wireless Applications (Ein 1.5 V 900 MHz monolithischer
schnellschaltender CMOS Frequenz-Synthesizer für drahtlose Anwendungen)", IEEE J. Solid-State
Circuits, Band 37, No. 4, Seiten 459–470, April 2002) besteht darin,
eine Hochfrequenzträgerfrequenz
grob mit geschalteten Kondensatoren abzugleichen bzw. abzuschneiden, die
zwischen den Ausgängen
des VCO und Masse geschaltet sind (5).
Diese
Lösung
ist nicht dazu geeignet, die Empfindlichkeit des Modulations-Varaktor-Blockes abzuschneiden,
da diese geschalteten Kondensatoren die Gesamtkapazität beeinflussen,
welche an den LC-Schwingkreis geschaltet ist, jedoch nicht dC/dV
beeinflussen. Es scheint so, daß die
Modulatorverstärkung
weiterhin durch diese Kondensatoren beeinflußt würde, da die Frequenz von der
relativen Kapazitätsabweichung
dC/C des Schwingkreises abhängig
ist, wobei sie auch von dem Nenner abhängt, jedoch hält die PLL
tatsächlich
die Gesamtkapazität des
LC-Schwingkreises für
bestimmte Hochfrequenz-Trägerfrequenzen
konstant, so daß der
Nenner tatsächlich
konstant bleibt.
Ein
variabler Modulator-Kondensator mit abgeglichener Verstärkung kann
durch die Lösung
erhalten werden, die in 6 gezeigt
ist, wobei obere Anschlüsse
zweier Reihen geschalte ter Varaktoren über Kopplungskondensatoren
mit dem LC-Schwingkreis verbunden sind. Eine Modulationsspannung wird
an diese oberen Anschlüsse
relativ zur Masse über
Widerstände
angelegt. Untere Anschlüsse
der geschalteten Varaktoren können über NMOS-Schalter
mit Masse verbunden werden, abhängig
von der erforderlichen Modulatorverstärkung. Der Nachteil dieser
Lösung
ist die unvollständige
Ausnutzung der C-V-Charakteristik des Varaktors, da nur eine positive
Modulationsspannung relativ zur Masse angelegt werden kann. Auch
werden Volleistungs-Hochfregenzspannung und Steuerspannung an denselben oberen
Anschluß des
Varaktors gelegt, und Widerstände,
die benutzt werden, um die Modulatorspannungsquelle von der Hochfrequenzspannung
zu entkoppeln, rufen zusätzliche
unerwünschte
Verluste und parasitäre
Einflüsse
in dem LC-Schwingkreis hervor.
Nach
einem Aspekt stellt die Erfindung einen Modulator mit variabler
Kapazität
mit abgeglichener Verstärkung
zur Verfügung,
welcher einen differentiellen Varaktor-Block enthält, der
mit dem LC-Schwingkreis über
zwei bevorzugt gleiche Kopplungskondensatoren verbunden ist, die
auch zwei bevorzugt identisch geschaltete Abgleichkondensatoren
aufweisen, von denen jeder zwischen Masse und einen der Knoten geschaltet
ist, wobei die Kopplungskondensatoren mit dem Varaktor-Block verbunden
sind.
Nach
einem weiteren Aspekt stellt die Erfindung einen differentiellen
VCO mit direkter Modulation zur Verfügung, mit einem getrennten
Modulations-Varaktor-Block, der mit dem LC-Schwingkreis über zwei bevorzugt gleiche
Kopplungskondensatoren verbunden ist, der zusätzlich bevorzugt zwei identische
geschaltete Abgleichkondensatoren aufweist, die jeweils zwischen
die Masse und einen der Knoten geschaltet sind, wobei die Kopplungskondensatoren
mit dem Modulations-Varaktor-Block verbunden sind.
Ein
VCO gemäß den Grundsätzen der
Erfindung hat alle die beschriebenen Vorteile des getrennten Modulations-Varaktor-Blockes:
eine geringe Verstärkung
des Modulations-Varaktor-Blockes,
die unabhängig
von der Hauptverstärkung
des VCO eingestellt ist, welche für die Steuerung der PLL erforderlich
ist; ein geringer Pegel der Hochfrequenzspannung über die Modulations-Varaktoren
und eine geringere Wirkung der Hochfrequenzleistung auf den Modulationsindex;
die Steuerspannung wird auf die Knoten mit Null Hochfrequenzspannung
angelegt und beeinflußt
nicht den Q-Faktor des LC-Schwingkreises; und der gesamte Steuerspannungsbereich des
Varaktors wird ausgenutzt.
Zusätzlich erlaubt
diese Lösung
das Abgleichen der variablen Kondensatorverstärkung des Modulators über einen
sehr weiten Bereich mit einem Maximum-Minimum-Verstärkungsverhältnis bis zu 4. Diese Verstärkungsvariation
wird durch einen bestimmten Kapazitätsteilungseffekt hervorgerufen
und findet sogar dann statt, wenn die PLL die Gesamtkapazität des Schwingkreises
konstant hält.
Abgleichkondensatoren werden hier in der Weise geschaltet, daß der Verlust
des Q-Faktors minimiert wird: untere Stifte eingeschalteter Abgleichkondensatorsegmente befinden
sich immer nahe der Spannung Null, während NMOS-Schalter, die benutzt
werden, um Abgleichkondensatorsegmente zu schalten, zwischen die
Masse und die unteren Abgleichkondensatorensegmentanschlüsse gelegt
werden können,
wo sie den minimal möglichen
Widerstand haben, so daß ihre
Größe und ihr
parasitärer
Einfluß minimiert
werden kann. Eine sehr kleine Abweichung der Modulationskapazität kann bei
dieser Lösung
erreicht werden – so
gering wie 12 fF für
ungefähr
1 V Modulationsspannung. Ein zusätzliches
Abschneiden bzw. Abgleichen des Modulationsspannungsschwingens bei
diesem Ansatz kann eine sogar geringere Kapazitätsvariation und sehr genaue
Steuerung des Modulationsindex liefern.
Die
Erfindung stellt weiterhin ein Verfahren zum Steuern eines direkt
modulierten spannungsgesteuerten Oszillators zur Verfügung, welches
das Bereitstellen eines variablen Kondensators für die Modulation und das Anpassen
der Verstärkung
des variablen Kondensators aufweist.
Die
Erfindung wird nun lediglich beispielhaft mit bezug auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, wobei:
1a und 1b einen VCO des Standes der Technik
zeigen, mit zwei Varaktoren (a) und einer kompletten Varaktor-Brücke (b),
die differentiell geschaltet ist;
2a und 2b einen Varaktor-Block zeigen, der mit
dem LC-Schwingkreis direkt (a) und über Kopplungskondensatoren
(b) verbunden ist;
3 ein Direktmodulationsschema
zeigt, welches denselben Varaktor-Block benutzt, der für die Trägerfrequenzsteuerung
gedacht ist;
4 ein Direktmodulationsschema
mit getrennten Varaktor-Blöcken
für die
Modulation und Trägerfrequenzsteuerung
zeigt;
5 die Grobabstimmung der
Resonanzfrequenz des LC-Schwingkreises mittels geschalteter Kondensatoren,
die mit Masse verbunden sind, zeigt;
6 das Abgleichen der Verstärkung des Modulators
mittels geschalteter Varaktoren, die mit Masse verbunden sind, zeigt;
7 einen Modulator-Varaktorkondensator mit
abgeglichener Verstärkung
zeigt, der differentiell mit einem LC-Schwingkreis gemäß den Grundsätzen der
Erfindung verbunden ist;
8 eine C-V-Charakteristik
einer AMOS-Varaktorzelle zeigt;
9 eine schematische Darstellung
eines variablen Kondensators für
die Modulation zeigt;
10 die differentielle Kapazität des variablen
Modulationskondensators gegen ½ Modulationsspannung
für drei
unterschiedliche Abgleichcodes zeigt;
11 die Abgleichcharakteristiken
des variablen Modulatorkondensators zeigt; und
12 eine schematische Darstellung
der Schaltung eines spannungsgesteuerten Oszillators zeigt.
Ein
Beispiel eines variablen Kondensators für die Modulation, der bei dem
direkt modulierten VCO eingesetzt wird, hergestellt in einem CMOS-Hochfrequenzprozeß, wird
mit bezug auf 7 beschrieben.
Die Schaltung, die in 7 gezeigt
ist, weist einen Varaktor-Block 10 für die Steuerung der Trägerfrequenz
auf, einschließlich
Varaktoren 11, der an Knoten 12 mit der Schwingkreisschaltung 14 gekoppelt
ist. Die Schwingkreisschaltung 14 weist die Kapazität 22 und
die Induktivität 24 in
einer an sich bekannten Weise auf.
Der
Modulations-Varaktor-Block 16, der die Varaktoren 21 umfaßt, ist
an Knoten 18 über
gleiche Kopplungskondensatoren 20 mit der Schwingkreisschaltung 14 gekoppelt.
Die
Knoten 18 werden mit Masse über identische Anordnungen
bzw. Reihen geschalteter Abgleichkondensatoren 26 verbunden.
Sowohl die Kopplungskondensatoren 20 als auch die geschalteten
Kondensatoren 26 sind aus einfachen Fringe-Kondensatorzellen
mit jeweils 64 fF in MOM-Technik hergestellt. AMOS-Varaktorzellen,
die in den Blöcken 10, 16 verwendet
werden, haben typischerweise eine C-V-Charakteristik, die in 8 gezeigt ist.
Die
Varaktor-Kapazität
Cv ändert
sich von 0.15 bis 0.38 pF, wenn sich die Steuerspannung von –1.5 V bis
0.5 V ändert,
jedoch ist in dem nützlichen nahlinearen
Bereich die Spanne geringer: ungefähr –0.9 bis +0.2 V.
Ein
komplettes Beispiel eines variablen Kondensators für die Modulation
ist in schematischer Weise in 9 gezeigt.
Hier ist für
jeden Knoten ein geschalteter Abgleichkondensator 26 vorgesehen. Die
geschalteten Abgleichkondensatoren weisen Kapazitäten 30 und
NMOS-Schalter 32 auf.
Die
Werte der Komponenten des variablen Kondensators sind die folgenden:
Die Kopplungskondensatoren 20 umfassen jeweils 19 parallel
geschaltete Kapazitäten
mit 64 fF, was eine Gesamtkapazität der Kopplungskondensatoren
von jeweils Cc = 1.22 pF ergibt. Jeder der zwei geschalteten Abgleichkondensatoren 26 enthält 36 Zellen
mit einer Kapazität von
64 fF, die über
NMOSFET W/L = 3/0.35 μm
mit Masse verbunden sind. Diese 36 geschalteten Kondensatorzellen
sind in 7 Abschnitte gruppiert, welche 3, 3, 4, 5, 6, 7 bzw. 8 Zellen
enthalten, welche durch den thermometrischen 7-Bit-Code mir<0:6> gesteuert wird.
Dieser
thermometrische Code aus sieben Bit erzeugt acht unterschiedliche
Zustände,
wobei 0, 3, 6, 10, 15, 21, 28 und 36 primitive Abgleichkondensatorzellen
eingeschaltet werden (von 0 bis 2.3 pF). Eine solche Aufteilung
der Abgleichekondensatoren stellt eine solche nicht lineare Abhängigkeit
der Abgleichkapazität
gegenüber
dem Code zur Verfügung, die
letztendlich eine nahezu lineare Variation der Verstärkung des
variablen Kondensators für
die Modulation (d. h. Delta C für
eine bestimmte Modulationsspannungsschwingung) gegenüber dem
Steuercode (10) ergibt.
Eine größere Abgleichkapazität liefert
eine geringere Modulatorverstärkung.
Die
Varaktorbrücke
in 9 enthält vier
Varaktorzellen 21. Abhängig
von dem Abgleichcode und der Steuerspannung der Varaktorbrücke liegt
die Hochfrequenzspannung über
die Varaktorbrücke
aufgrund des Kondensators bzw. dessen Teilungseffektes zwischen
0.3 bis 0.8 der Volleistung-Hochfrequenzspannung über dem
LC-Schwingkreis 14.
Die
differentielle Ausgangskapazität
des variablen Kondensators für
die Modulation über
die Halbbrückenspannung
für drei
unterschiedliche Abgleichcodes ist in 10 gezeigt.
Diese Figur veranschaulicht, daß zusätzliche
Abgleichkondensatoren (von der Kurve unten nach oben in 10) die Gesamtkapazität vergrößern, jedoch
den variablen Teil der Gesamtkapazität verringern.
Genauere
Abgleichcharakteristiken für
den Modulator sind in 11 dargestellt.
Die gesamte variable Ausgangskapazität des Modulators gegenüber dem
Abgleich-(mir)-Code in 11 ist
durch zwei Kurven dargestellt, welche mit dem Abgleichcode abfallen.
Für mir=0
sind alle Gruppen der Abgleichkondensatoren angeschlossen, während für mir=7
alle Gruppen abgeschnitten sind. Diese beiden Kurven beziehen sich
auf die Halbbrückenmodulationsspannung –0.9 V bzw.
0.2 V, entsprechend den Kanten des nutzbaren Spannungsbereiches
der Varaktor-Steuerung. Die Kapazitätsabweichung Peak-zu-Peak für die Halbbrückenspannungsstufe –0.9 zu
0.2 V gegenüber
dem Abgleichcode ist in 11 durch
die Delta C-Kurve
(die mit dem Abgleichcode ansteigt) dargestellt. Delta C ändert sich nahezu
linear von 13 bis 44 fF, wobei in diesem Beispiel der Abgleichcode
von 0 bis 7 läuft.
Die gesamte Modulatorkapazität
wird von ungefähr
515 auf 350 fF mit dem Abgleichcode abgesenkt. Diese Variation der
Gesamtkapazität
gegenüber
dem Abgleichcode ist parasitisch, wird jedoch durch die PLL-Schleife ausgelöscht, welche
die Gesamtkapazität
des LC-Schwingkreises konstant hält.
Ein
Beispiel einer vorgeschlagenen vereinfachten schematischen Darstellung
eines direkt modulierten VCO mit einer praktischen Schaltung mit variablem
Kondensator für
die Modulation ist in 12 gezeigt.
Diese zeigt den Modulations-Varaktor-Block 16, den Steuerblock 10 für die Trägerfrequenz
und die Schwingkreisschaltung 14.
Die
in der vorstehenden Beschreibung, in der Zeichnung sowie in den
Ansprüchen
offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch
in beliebiger Kombination für
die Verwirklichung der Erfindung wesentlich sein.