2 Radioempfänger nach
dem Unterabtastprinzip
2.1 Hintergrund der Erfindung
Die
Erfindung ist auf dem Gebiet der drahtlosen Kommunikation, und ist
speziell auf dem Gebiet der Empfängerarchitekturen
und integrierten Schaltkreise, die einen solchen Empfänger enthalten.
Die Erfindung ist jedoch nicht ausschließlich auf die drahtlose Kommunikation
beschränkt.
Der
wachsende drahtlose Verkehr dehnt die verfügbare Bandbreite für eine gegebene
Systeminfrastruktur an seine Kapazitätsgrenze. Um den wachsenden
Bedarf an drahtloser Kommunikation zu befriedigen, ist das Interesse
an einer Nutzung einer größeren Bandbreite
groß.
Die sogenannte dritte Generation (3G) der drahtlosen Kommunikation,
die neben Sprache auch Daten, Videosignale und andere Dienste mit
hoher Nutzungsrate ermöglicht,
erfordert weitere Verbesserungen in der digitalen Verarbeitung von
Nutzsignalen und den Geräten.
Moderne
digitale Kommunikationstechnologien nutzen Techniken wie beispielsweise
multiple-access um die Bandbreitennutzung zu verbessern. Sowohl
TDMA (time division multiple access) und CDMA (code division multiple
access) Verfahren werden eingesetzt, um die gleichzeitige Nutzung
durch verschiedene Nutzer mit beliebigen digitalen Nutzlasten zu
ermöglichen.
TDMA ordnet jedem der Nutzer Zeitschlitze zu, wobei jede Vermittlung
alternativ über kurze
Perioden erfolgt. CDMA erlaubt die gleichzeitige Übermittlung
sowohl in der Zeit als auch Frequenz durch eine Modulation des Signals
mit einem speziellen Code. Durch Anwendung des Codes im Empfänger wird
die korrespondierende Nachricht zurückgewonnen und alle weiteren
gleichzeitig empfangenen Übermittlungen
anderer Nutzer unterdrückt.
Die Erweiterung von CDMA, WCDMA, verwendet höhere Chip-Raten als konventionelles
CDMA, wodurch höhere
Bit-Raten ermöglicht werden,
auf Kosten einer höheren
Bandbreite.
Die
Aufgabe des Empfängers
besteht darin, das empfangene hochfrequente Signal in das Basisband
zu konvertieren. Der Begriff Basisbandsignal bezieht sich auf das
ursprüngliche
Frequenzband des Quellensignals. Drahtlose Kommunikationssysteme
spezifizieren strenge Anforderungen an die Filterung, Spiegelfrequenzunterdrückung, Rauschverminderung
und die Unterdrückung
von Nachbarkanälen.
Diese Anforderungen rühren
von den hohen Frequenzen und den relativ niedrigen Empfangspegeln. Beispielsweise
operiert das Global Positioning System (GPS-SPS) bei einer Mittenfrequenz
von 1575 MHz und das GSM System bei circa 900 MHz (EC) bzw. 1900
MHz (US). Ferner variieren die Bandbreiten der verschiedenen drahtlosen
Kommunikationssysteme über
mehrere Dekaden. Empfänger,
die mit unterschiedlichen Mittenfrequenzen und Bandbreiten arbeiten,
werden als Mehrstandard-Empfängerpattformen
bezeichnet. Geräte
für die
unterschiedlichen drahtlosen Standards müssen alle unterschiedliche Mittenfrequenzen,
Bandbreiten und Modulationsformen verarbeiten können.
Die
unterschiedlichen Empfängerarchitekturen,
die die Anforderungen erfüllen,
umfassen den Heterodyne-Empfänger,
den Zero-IF-Empfänger oder
Direkt-Konversionsempfänger und
den Low-IF-Empfänger.
Eine weitere Klasse von Architekturen umfasst die Architektur mit
digitaler Mischung, die ebenfalls als Direktabtastungsarchitektur bezeichnet
wird.
1 zeigt das Prinzip des
konventionellen Heterodyne-Empfängers.
Der Empfänger 1 hat einen Bandpassfilter 102,
das das Hochfrequenzsignal (RF) von einer Antenne 101 empfängt und
das gefilterte Signal an einen Low-Noise-Amplifer (LNA) 103 weitergibt.
Das Signal wird dann mittels erstem Mischer 104 auf eine
Zwischenfrequenzlage (IF) gemischt, die niedriger als die RF-Frequenz
ist, wobei sich die Zwischenfrequenz aus der Differenz der Hochfrequenz
und der Frequenz des Lokaloszillators (LO) 105 ergibt.
Das auf die Zwischenfrequenz gemischte Signal wird dann gefiltert
mittels zweitem Bandpassfilter 106 (typischerweise ein
Surface Acoustic Wave (SAW) Filter). Das Ausgangssignal wird dann
auf einen Verstärker
mit automatischer Verstärkungsregelung
(AGC) 107 weitergeleitet. Eine zweite Mischerstufe 108/109 mischt
das Signal auf eine zweite Zwischenfrequenzlage, die zweite Zwischenfrequenz
ist die Differenz zwischen der ersten Zwischenfrequenz und der Frequenz
des zweiten Lokaloszillators 111. Die Ausgänge der
Mischer 108 und 109 sind die Inphase- und Quadraturkomponenten
des Signals. Der Lokaloszillator 110/111 erzeugt sinusförmige Signale,
die wechselseitig um 90 Grad phasenverschoben sind. Alternativ ist
eine direkte Mischung in das Basisband möglich, was hier nicht gezeigt
wird, wobei die Frequenz des zweiten Lokaloszillators mit der ersten
Zwischenfrequenz übereinstimmt.
Die Mischerausgangssignale werden zu Tiefpassfilter 112/113 weitergeleitet.
Analog-Digitalwandler (ADCs) 114/115 tasten die
analogen Signale an den Ausgängen
der Filter ab und digitalisieren diese, wobei die Abtastrate das
Nyquist-Kriterium
erfüllen muss.
Die digitalisierten Basisbandsignale I und Q werden anschließend in
einem Signalprozessor (DSP) 116 weiterverarbeitet. Die
bearbeiteten Ausgangssignale 117/118 werden weiter
auf höherer Ebene
prozessiert, was in 1 nicht
gezeigt wird. Der konventionelle Heterodyne-Empfänger ist sehr kostenaufwendig
in der Realisierung infolge verschiedener diskreter Komponenten,
besitzt einen hohen Stromverbrauch und die maximal zu verarbeitende
Bandbreite des Empfangssignals wird durch die erste Zwischenfrequenz
festgelegt. Daher ist der Heterodyne-Empfänger für Mehrstandard-Anwendungen
in der drahtlosen Kommunikation ungeeignet.
Der
Low-IF-Empfänger
verwendet eine Quadraturmischung, wie sie in 2 für
den Direktumsetzungsempfänger
dargestellt ist. 2 zeigt
exemplarisch diese Empfängerarchitektur.
Ein Bandpassfilter 102 empfängt das Eingangsignal von einer
Antenne 101 und leitet das gefilterte Signal an den LNA 103 weiter.
Der Quadraturmischer 104/105 setzt das Hochfrequenzsignal
in ein Basisbandsignal um. Die Frequenz des Lokaloszillators 106/107 stimmt
mit der Mittenfrequenz des Empfangssignals überein, d.h. f_LO = fc. Die
Quadraturumsetzungsarchitektur erfordert einen Quadraturoszillator 106/107,
der zwei sinusförmige
Signale erzeugt, die wechselseitig 90 Grad phasenverschoben sind.
Die beiden um 90 Grad phasenverschobenen Signale werden jeweils an
einen Eingang des Inphase- 104 und Quadraturmischers 105 angelegt.
Tiefpassfilter 110/111 und AGCs 108/109 unterdrücken Rauschen
und unerwünschte
Nachbarkanäle
der respektiven I und Q Zweige vor der Digitalisierung durch die
ADCs 112/113 und verstärken gleichzeitig das Nutzsignal. Die
Abtastrate der ADCs 112/113 muss dabei das Nyquist-Abtasttheorem
erfüllen,
d.h. die Abastrate muss dabei wenigstens die doppelte Bandbreite
das Basisbandsignals sein. Die digitalisierten Basisbandsignale
werden in einen DSP 114 weiterverarbeitet und die Ausgangssignale 115/116 zu
weiteren Verarbeitungsvorrichtungen weitergeleitet. Die bekannten Nachteile
dieses Konzepts sind Gleichspannungs-Offsets und die Tatsache, dass
Intermodulationsprodukte und Eigenmischprodukte in das Nutzband
fallen. Ferner ist das 1/f oder Flicker-Rauschen ein Problem des
Zero-IF Empfängers.
Fehlanpassungen führen
auf unerwünschte
Spiegelfrequenzsignale im Nutzband, die jedoch vom Nutzsignal selbst hervorgerufen
werden und daher von geringerer Bedeutung sind.
Die 3 zeigt exemplarisch das
Konzept des Low-IF Empfängers,
der einen Kompromiss zwischen dem Heterodyne-Empfänger und
dem Zero-IF Empfänger
darstellt, wobei die zweite Mischerstufe vollständig digital realisiert wird.
Wie in 3 gezeigt, empfängt das
Bandpassfilter 102 ein Eingangsignal von der Antenne 101 und
leitet das gefilterte Signal an den LNA 103 weiter. Ein
Quadraturmischer, bestehend aus zwei Mischerzellen 104/105 und
ein Lokaloszillator 106/107, der 90 Grad phasenverschobene
Schwingungen erzeugt, mischt das gefilterte und verstärkte Signal
auf eine Zwischenfrequenz f_IF. Die IF-Frequenz ist dabei etwas
höher als
die halbe Bandbreite des Empfangssignals. Dadurch wird vermieden,
dass Gleichspannungs-Offsets,
Eigenmischungen und 1/f Rauschen in das Nutzband fallen. Das Quadratur-Ausgangssignal wird
an die Filter 110/111 weitergeleitet, die wahlweise
als Tiefpass oder Bandpassfilter realisiert werden können. Die
gefilterten Signale werden durch AGCs 108/109 verstärkt und
anschließend
mittels ADCs 112/113 digitalisiert. Dabei kann
nach dem Stand der Technik die Filterung und Verstärkung vertauscht
werden. Um die Nyquist-Bedingung zu erfüllen, muss die Abtastrate der
ADCs wenigstens doppelt so hoch sein wie bei dem Zero-IF Empfänger für Signale
mit gleicher Bandbreite.
Digitale
Filterung 114/115 wird auf beide I/Q Ströme von Abtastwerten
angewandt, bevor das Signal in das Basisband 116 umgesetzt
wird. Die digitale Mischung ins Basisband wird durch einen Numerically-Controlled-Oszillator
(NCO) durchgeführt 117.
Der Vorteil des Low-IF Designs ist, dass Eigenmischungen und Intermodulationsprodukte
außerhalb
des Nutzbandes fallen, ebenso das 1/f Rauschen. Fehlanpassungen
führen
zu unerwünschten
Spiegelfrequenzsignalen, die von Nachbarkanälen herrühren, die häufig eine deutlich höhere Leistung
als das Wunschsignal an der Antenne aufweisen können. Das ist ein Nachteil
gegenüber
dem Zero-IF Konzept nach 2,
wo das Spiegelfrequenzsignal nach Konstruktion immer das gleiche
Leistungsniveau aufweist. Ferner ist es schwierig, diese Nachbarsignale mit
analogen Filtern zu unterdrücken,
aufgrund ihrer Nachbarschaft zum Nutzsignal. Schließlich sind
die Anforderungen an den ADC höher
verglichen mit dem Zero-IF Konzept unter den gleichen Empfangsbedingungen
infolge der ca. doppelten Abtastrate.
Die 4 zeigt die konventionelle
Direktabtastungsarchitektur. Wie in 4 gezeigt,
filtert das Bandpassfilter 102 das Eingangssignal 101 von
der Antenne und leitet es an den LNA 103 weiter. Ein zweites
Bandpassfilter 104 und ein Verstärker mit variabler Verstärkung 105 filtern
unerwünschte
Signalanteile und verstärken
das Nutzsignal weiter. Das Signal wird an eine Vorrichtung zur Analog-Digitalwandlung 106 weitergeleitet,
die aus einem Abtasthalteglied und einen Analog-Digitalwandler besteht. Die
abgetasteten und digitalisierten Datenströme werden an einen DSP 107 zur
weiteren Filterung, digitalen Mischung in das Basisband und zu weiteren Aufgaben
weitergeleitet. Die Inphase- und Quadratursignalekomponenten 108/109 werden
zu weiteren Vorrichtungen weitergeleitet.
Bezugnehmend
auf 5 wird die Funktionsweise
eines Empfängers
nach dem Unterabtastprinzip 4 im
Detail betrachtet. Das Spektrum des Signals am Eingang des ADCs 106 in 4 besteht aus dem Nutzsignal 100 und
dem Spiegelfrequenzsignal 101, die beide im oberen Plot
von 5 dargestellt sind.
Das Nutzsignal hat die Mittenfrequenz fc 103 und die Bandbreite
ist gleich bw = fu – fl,
wobei fu die höchste
positive Frequenz 104 und fl die niedrigste positive Frequenz 102 des
Nutzsignals sind. Die Mittenfrequenz ist häufig im GHz-Bereich. Das Frequenzband
des Nutzsignals ist typischerweise unterteilt in zahlreiche Kanäle mit unterschiedlichen Nutzlasten.
In der drahtlosen Kommunikation besitzt die Nutzlast eine relativ
geringe Bandbreite verglichen mit der Trägerfrequenz fc oder der Frequenzen der
Menge der Unterträger.
Das Spiegelfrequenzsignal 101 enthält dieselbe Information. Daher
kann die Bezeichnung Nutzsignal 100 und Spiegelfrequenzsignal 101 ohne
Restriktion ausgetauscht werden, was bei der untenstehenden Diskussion
wichtig ist. Zur Vereinfachung der Darstellung nehmen wir an, dass das
Spektrum des Nutzsignals auf der positiven Frequenzachse liege,
mit positiver Mittenfrequenz fc und das Spiegelfrequenzsignal auf
der negativen Frequenzachse bei –fc.
Nach
dem Nyquist-Abtasttheorem muss ein analoges Signal mit einer Abtastfrequenz
abgetastet werden, die wenigstens die doppelte Bandbreite des Signals
ausmacht, um es ohne Verlust rekonstruieren zu können. Bei Signalen mit Trägerfrequenzen
im GHz Bereich sind daher extreme Anforderungen an die Bauelemente
erforderlich.
Ein
Empfänger
nach dem Unterabtastprinzip, wie in 4 dargestellt,
tastet das Empfangssignal nach dem Bandpass-Abtasttheorem ab. Die
Theorie der Unterabtastung oder Bandpassabtastung ist beispielsweise
im Buch von K.D. Kammeyer und K. Kroschel „Digitale Signalverarbeitung" und anderen zitierten
Publikationen beschrieben. Die folgende Abhandlung startet mit der
Methode der äquidistanten Abtastratenmethode,
d.h. die zeitlichen Abstände zwischen
benachbarten Abtastungen sind konstant. Die Abtastrate fs sei wesentlich
geringer als die theoretische Nyquist-Frequenz. Infolge der Unterabtastung
werden viele Aliases erzeugt, wie in 5 unten gezeigt
wird. Diese Aliases beinhalten Aliases des Spiegelfrequenzsignals
an ganzzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz fs 106, wie
in 5 dargestellt wird,
infolge der Faltung durch Unterabtastung. Von besonderem Interesse
sind Aliases in einer Position in der Nähe des Basisbandes (NBB, near-base-band) 105.
Unterabtastung kann als eine spezielle Form der Mischung des empfangenen
Bandpasssignals um eine Mittenfrequenzlage fc auf eine Lage in der
Nähe des
Basisbandes mittels eines Abtast-Halteglieds
und einer Analog-Digitalwandlungseinheit 106 angesehen
werden.
Es
ist bekannt, dass die Abtastrate wenigstens die doppelte Bandbreite
des Signals betragen muss. Jedoch wird dabei die Wahl der unteren
Frequenz fl 102 und oberen Frequenz fu 104 (5) des empfangenen Bandpasssignals
eingeschränkt.
Die untere und obere Frequenzen müssen ganzzahlige Vielfache
der Abtastfrequenz sein. Anders ausgedrückt, die doppelte Mittenfrequenz 103,
2·fc,
muss ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz sein. Für eine detaillierte
Diskussion über
die Wahl der Abtastraten bei gleichförmiger Abtastrate sei auf die
Literatur verwiesen (z.B. K.D. Kammeyer und K. Kroschel).
Wie
in 6 dargestellt wird,
ist die Abtastfrequenz in diesem Fall um mehr als einen Faktor 4 höher als
die Bandbreite des Signals, d.h. die Abtastrate ist mehr als 100%
oberhalb der unteren erforderlichen Schranke. Das liegt daran, dass
das Bandpasssignal eine Mittenfrequenz fc hat, bei der 2·fc nicht
ein ganzzahliges Vielfaches von fs ist. Wie in 6 dargestellt wird, überlappen sich die Spektralanteile
der Aliases des Nutzsignals 100 und die Aliases des Spiegelfrequenzsignals 101 in
der NBB-Lage 102/103 und bei ganzzahligen Vielfachen
der Abtastfrequenz fs. Die Impulse +M·fs 104 und –M·fs 105 sind
für die
Aliases in der NBB-Lage 102/103 verantwortlich,
wobei M ein beliebiger ganzzahliger Wert ist. Der Impuls bei +M·fs liegt
im Band zwischen fl und fu. Dieser Inband-Impuls führt auf
einen Alias 102, der um den Ursprung liegt, was ebenfalls
für den
Alias 103 des Spiegelfrequenzsignals gilt. Daher ist die minimale
erreichbare Abtastrate von der speziellen Bandlage der Nutzsignals
abhängig.
Ferner besitzen praktische Bandbassfilter nur eine begrenzte Unterdrückung des
Stopbands. Aus obenstehenden kann gefolgert werden, dass bei Empfängern nach
dem Unterabtastprinzip die Abtastrate deutlich höher als die theoretische untere
Grenze gewählt
werden sollte.
Ziel
der Erfindung ist es daher, einr Methode und eine Vorrichtung anzugeben,
mit der die Abtastrate reduziert werden kann. Ferner ist es ein
weiteres Ziel der Erfindung, eine Methode und eine Vorrichtung anzugeben,
bei der das Nutzsignal direkt in das Basisband konvertiert werden
kann und gleichzeitig das Spiegelfrequenzsignal unterdrückt wird.
In
den zitierten Arbeiten von Kohlenberg, Vaughan et al, Linden und
Coulson et al, wird alternativ zur gleichförmigen Abtastung die ungleichförmige Abtastung
betrachtet. Bei ungleichförmiger
Abtastung sind die zeitlichen Abstände zwischen benachbarten Abtastungen
nicht zeitunabhängig.
Jedoch, um dieses Verfahren mathematisch handhabbar zu machen, sind
die Abtastmomente dahingehend eingeschränkt, als dass sie aus einer Überlagerung
von N Strömen
mit gleichförmigen
Abtastraten und gleicher Abtastrate aber unterschiedlicher relativer
Zeitverzögerung
hervorgehen. Wie bereits in der zitierten Arbeit von Kohlenberg
gezeigt wurde, kann theoretisch mit einer ungleichförmigen Abtastrate
die theoretisch untere Grenze für
die Abtastrate, die doppelte Bandbreite, unabhängig von der Position des Bandbasssignals
erzielt werden.
Zwei
grundlegende Alternativen werden beim Stand der Technik unterschieden,
wie sie in 7a und 7b dargestellt sind. Die
Diskussion startet mit 7a.
Ein empfangenes Signal 101 wird durch ein Bandpassfilter 102 gefiltert
und optional verstärkt
(was in der Abbildung nicht gezeigt wird). Ein Splitter 103 erzeugt
N Kopien des Signals. Jedes der N Signale wird von einem Verzögerungselement 104_0 bis 104_N-1 verzögert. Die
N Verzögerungen seien
mit kn, n = 0, ..., N-1 bezeichnet und seien wechselseitig unterschiedlich.
Es ist dem Fachmann wohlbekannt, dass Verzögerungen zu einer frequenzabhängigen Phasenverschiebung
des Ursprungssignals führen,
d.h. die Gruppenlaufzeit ist konstant. Die N Polyphasensignale,
die mit einer gleichförmigen
Abtastrate fs 118 mit Wandlern 105_0 bis 105_N-1 abgetastet
werden, werden im DSP 106 nach der Digitalwandlung weiterverarbeitet.
Das DSP filtert und demoduliert das Signal in das Basisband und
erzeugt die Inphase- und Quadraturanteile des Basisbandausgangssignals
I/Q 107/108. Die Signale 107/108 werden
dabei im DSP aus den N Abtastströmen
so erzeugt, dass sich das Nutzsignal konstruktiv verstärkt und
das Spiegelfrequenzsignal ausgelöscht wird.
In
der ersten Realisierung nach 7a werden
N verzögerte
Kopien des Eingangsignals an den Ausgängen 104_0 bis 104_N-1 des
Signals digitalisiert, wobei die Abtastmomente der Wandler 105_0 bis 105_N-1 identisch
sind. In einer zweiten Realisierung nach 7b wird eine mathematisch ähnliche Methode
angewandt. Das Empfangssignal 109 wird durch einen Bandpass 110 gefiltert.
N Kopien des Signals stehen am Ausgang des Splitters zur Verfügung. Jede
Kopie wird einen der Wandler 112_0 bis 112_N-1 zugeleitet,
die mit der gleichen Abtastrate fs 117 arbeiten. Jedoch
sind die Abtastmomente wechselseitig verschoben, wobei die Zeitkonstanten
der Verzögerungen
kn, n = 0, ..., N-1 wechselseitig unterschiedlich sind. Die Zeitverzögerungen
werden durch Verzögerungselemente 113_0 bis 113_N-1 realisiert. Die
Abtastmomente sind daher wechselseitig verschoben. Der DSP 114 erzeugt
aus den Abtastströmen
die Inphase- und Quadratursignale 115/116, ähnlich wie
es oben diskutiert wurde.
Nachfolgend
wird nur die zweite Realisierung nach 7b im
Detail diskutiert. Die Modifikationen gemäß der ersten Realisierung sind
für einen Fachmann
offenkundig und können
der zitierten Literatur entnommen werden.
Die
Auswirkung der nichtgleichförmigen
Abtastung wird in 8 anhand von Spektrum-Plots dargestellt.
Das Nutzsignal 100 und das Spiegelfrequenzsignal 101 ist
in 8a dargestellt. Die
konstruktive Überlagerung
von N verzögerten
Kopien des Signals führt
auf Aliases mit ungleichen Gewichtsfunktionen, wie durch die Länge der
Impulse in 8b, an ganzzahligen
Vielfachen der Abtastfrequenz fs, dargestellt wird. Der Impuls bei
+M·fs,
M ganzzahlig, führt
zu einen Alias des Nutzsignals in einer NBB-Lage 104 und
der Impuls bei –M·fs zu
einem Alias des Spiegelsignals 105. Jedoch führen die
unterschiedlichen Gewichte der Impulse 102 und 103 zu
unterschiedlichen Leistungen der beiden Aliases. Idealerweise wird
das Gewicht bei –M·fs vollständig durch
eine Überlagerung
von N Abtastströmen
ausgelöscht,
folglich fällt
keine Komponente des Spiegelsignals 105 innerhalb des Bandes
von Signal 104. Jedoch führt die Überlagerung von nicht-gleichförmigen abgetasteten
Signalen zu veränderlichen
Gewichten der Aliases der Spiegelfrequenzsignale in der Nähe von ganzzahligen
Vielfachen der Abtastrate 106/107. Idealerweise
sollten die Verzögerungen derart
eingestellt sein, so dass das Alias des Spiegelfrequenzsignals bei
einer spezifischen NBB-Lage vollständig verschwindet, man erhält eine
vollständige
Auslöschung
des Spiegelfrequenzsignals. Ferner kann die Abtastrate eines Zugs
des mehrphasigen Systems als das 1/N-fache der minimalen Abtastrate bei
gleichförmiger
Abtastung gewählt
werden.
Der
spezielle Fall N = 2 wird als Quadraturabtastung oder Abtastung 2.
Ordnung bezeichnet. Es ist wohlbekannt, dass die beiden Kopien des
Signals um eine ungerade Anzahl von Viertelzyklen der Mittenfrequenz
des Bandpasssignals verschoben sein sollten, d.h. delay = (2·n + 1)/(4·fc), n
ganzzahlig, was einer 90 Grad Phasenverschiebung einer Sinusschwingung
mit Frequenz fc entspricht. Die minimale Abtastrate bei Quadraturabtastung
ist fs = bw, wohingegen bei gleichförmiger Abtastung fs = 2·bw erforderlich
ist.
Allerdings
wird die erreichbare Spiegelfrequenzunterdrückung durch Streuungen der
Bauelementparameter und durch Timing Jitter eingeschränkt.
2.1.1 Zusammenfassung
der Erfindung
Es
ist ein Gegenstand der Erfindung, einen Empfänger anzugeben, wobei das Wunschsignal
aus einer Hochfrequenzlage in eine Basisbandlage oder in die Nähe des Basisbandes
verschoben wird.
Ein
weiterer Gegenstand der Erfindung ist, einen Empfänger anzugeben,
bei dem analoge Mischer entweder vollständig eliminiert werden oder in
ihrer Komplexität
reduziert werden können.
Es
ist weiter Gegenstand der Erfindung, einen Empfänger mit hoher Spiegelfrequenzunterdrückung anzugeben.
Es
ist weiter Gegenstand der Erfindung, die Abtastrate des Empfängers zu
reduzieren.
Es
ist weiter Gegenstand der Erfindung, eine hohe Nachbarkanalunterdrückung zu
realisiert.
Es
ist weiter Gegenstand der Erfindung, einen Empfänger mit hoher Leistung bei
gleichzeitig niedrigen Kosten zu realisieren.
Es
ist weiter Gegenstand der Erfindung, die Leistungsaufnahme des Empfängers zu
reduzieren.
Es
ist weiter Gegenstand der Erfindung, den Empfänger als integrierte Schaltung
zu realisieren.
Andere
Vorzüge
und Gegenstände
dieser Erfindung werden nachfolgend offenkundig durch die Spezifikationen
zusammen mit den technischen Zeichnungen. Es ist für einen
Fachmann, der Zugang zu dieser Spezifikation hat, leicht möglich, ähnliche Analysen
und Herleitungen für
Realisierungen mit anderen Spezifikationen der Signale und Empfänger vorzunehmen.
Die
Erfindung kann in einem Empfänger
realisiert werden, bei dem das Signal bei einer Frequenz abgetastet
wird, die signifikant niedriger als die Trägerfrequenz des Signals ist.
Die Unterabtastung führt auf
Aliases des Signals, einschließlich
eines Alias in einer Basisbandlage oder NBB-Lage. Analog-Digitalwandlung
des Alias in der Basisbandlage oder NBB-Lage kann dann leicht durchgeführt werden.
Die
folgenden technischen Vorteile können durch
einige oder alle der nachfolgenden Anwendungsformen erzielt werden.
2.1.2 Zusammenfassung
der Zeichnungen
1 zeigt ein Blockdiagramm
einer bekannten Heterodyne-Empfängerarchitektur.
2 zeigt ein Bockdiagramm
eines bekannten Zero-IF- oder Direktkonversionsempfängers
3 zeigt das Blockdiagramm
einer bekannten Low-IF-Empfängerarchitektur.
4 zeigt das Blockdiagramm
eines bekannten Direktumsetzungsempfängers.
5 zeigt Spektrum-Plots,
die die Spektra eines Empfängers
nach dem Direktumsetzungsprinzip, wie in 4 gezeigt, darstellen.
6 zeigt das Problem der überlappenden Spektralkomponenten,
die bei einem Direktumsetzungsempfänger, wie in 4 gezeigt, auftreten können.
7 zeigt Blockdiagramme von Empfängerarchitekturen
nach dem Prinzip der ungleichförmigen
Abtastung. Insbesondere zeigt 7a die
konstruktive Überlagerung
von N verzögerten
Signalkopien, die an identischen Abtastaugenblicken abgetastet werden. 7b zeigt die konstruktive Überlagerung
von N Signalkopien, die zu verzögerten
Zeitpunkten abgetastet werden.
8 zeigt die Spektralplots zur Illustration der
Spektra, die bei einer ungleichförmigen
Abtastung entstehen, wie sie in 7 dargestellt
wird.
9 zeigt das Blockdiagramm
einer Direktumsetzungsempfängerarchitektur
gemäß vorliegender
Erfindung.
10a stellt einen Graph dar,
der die Betragsübertragungsfunktion
vs. Frequenz eines passiven Polyphasenfilters darstellt. 10b zeigt einen Graph, der
die Betragsübertragungsfunktion
vs. Frequenz eines aktiven Polyphasenfilter darstellt.
11 zeigt Spektrum-Plots
für eine
gemäß vorliegender
und in 9 dargestellten
Erfindung.
12 zeigt das Blockdiagramm
einer Direktumsetzungsempfängerarchitektur
gemäß vorliegender
Erfindung.
13 zeigt das Blockdiagramm
einer Empfängerarchitektur
nach dem Unterabtastprinzip mit einer Zwischenfrequenzstufe gemäß vorliegender
Erfindung.
14 zeigt das Blockdiagramm
einer Empfängerarchitektur
nach dem Unterabtastprinzip mit Zwischenfrequenzstufe, die eine
Inphase- und Quadraturkomponente umfasst, gemäß vorliegender Erfindung.
15 zeigt als Anwendungsform der vorliegenden
Erfindung das Blockdiagramm einer Empfängerarchitektur.
16 zeigt die Spektrum-Plots
zur Illustration der in 15 gezeigten
Anwendungsform der vorliegenden Erfindung.
2.2 Detaillierte Beschreibung
der Erfindung
Anwendungsformen
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend, mit Hilfe von Beispielen und
Bezug auf die technischen Zeichnungen, beschrieben.
9 zeigt das Blockdiagramm
eines Empfängers
gemäß eines
ersten bevorzugten Anwendungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Das Empfangsfilter 102 empfängt ein Signal von einer Antenne 101 und
leitet das gefilterte Signal an einen LNA 103 weiter. Ein
optionaler zweiter Bandpassfilter 104 und ein Automatic-Gain-Control
(AGC) Bauelement 105 unterdrücken unerwünschte Signale außerhalb
des Bandes und verstärkt
gleichzeitig das Wunschsignal mit der Bandbreite bw und Mittenfrequenz
fc. Das gefilterte und verstärkte
Signal wird an das Spiegelfrequenzunterdrückungsfilter (Image Reject
Filter IR) 106 weitergeleitet.
Eine
Vorrichtung zur Spiegelfrequenzunterdrückung, auch als komplexe Filterung
bezeichnet, ist eine Vorrichtung, die eine Mehrzahl von Ausgangssignalen
von einem einzelnen Eingangssignal oder einer Mehrzahl von Eingangsignalen
erzeugt. Das komplexe Filter unterdrückt die Spiegelfrequenzsignale
und lässt
gleichzeitig das Wunschsignal passieren, das an die Inphase- 112 und
Quadraturausgänge 113 weitergeleitet
wird. Image-Reject Filter können
sowohl durch passive als auch aktive asymmetrische Polyphasenfilter
realisiert werden, wie schematisch in 10a und 10b für ein passives respektive aktives
Polyphasenfilter dargestellt ist. Solche Filter sind wohlbekannt,
wie anhand der Publikation von M.J. Gingell und durch die Patente von
Essink, Marschall, Voorman und Okanobu, wie oben angegeben, offengelegt
sind.
10a zeigt exemplarisch die
Betragsübertragungsfunktion
eines passiven asymmetrischen Polyphasenfilters nach der Publikation
von Gingell. Das Spiegelfrequenzsignal bei einer negativen Mittenfrequenz
-fc ist unterdrückt,
wohingegen das Nutzsignal bei der Mittenfrequenz fc das Filter mit
einer geringeren Dämpfung
passiert. Die Unterschiede der Bedämpfung des Durchlass- und Sperrbandes bei
+fc und –fc 103 kann
30 dB überschreiten,
in Abhängigkeit
von der Zahl der passiven Filterstufen. Typisch für passive
Polyphasenfilter nach der Publikation von Gingell ist, dass die
Bandbreite des Sperrbandes 101 endlich ist.
10b zeigt exemplarisch den
Betrag der Übertragungsfunktion
eines aktiven Polyphasenfilters nach den Offenlegungen von Essink,
Marschall und Voorman. Der Durchlassbereich eines aktiven Polyphasenfilters
liegt um eine Mittenfrequenz fc. Wie für aktive Polyphasenfilter nach
den Offenlegungen von Essink, Marschall und Voorman typisch ist, ist
die Bandbreite des Durchlassbereichs 102 endlich.
Nach
dem Stand der Technik können
mit Polyphasenfiltern 30 dB an Spiegelfrequenzunterdrückung ohne
Schwierigkeiten erzielt werden. Bisher ist es jedoch nicht möglich, aktive
Polyphasenfilter im GHz Bereich zu realisieren. Daher können aktive
Polyphasenfilter häufig
nur auf Zwischenfrequenzsignale angewandt werden. Jedoch ist bei
dem gegenwärtigen
Fortschritten bei der integrierten Schaltungstechnologie anzunehmen,
dass aktive Polyphasenfilter in wenigen Jahren auch bei hohen Frequenzen eingesetzt
werden können.
Solche
komplexen Filtervorrichtungen mit der Eigenschaft der Spiegelfrequenzunterdrückung kann
durch alle diejenigen Schaltkreise realisiert werden, mit denen
sich eine 90 Grad Phasendrehung des Bandpasssignals innerhalb eines
geeigneten Frequenzbereichs realisieren läßt. Neben Polyphasenfilter
existieren spezielle Allpassfilter, die innerhalb eines gegebenen
Frequenzbereichs und innerhalb einer hinreichenden Genauigkeit eine
90 Grad Phasendrehung erzeugen. Solche komplexen Allpassfilter können sowohl
aktiv als auch passiv realisiert werden.
Ferner
können
gekoppelte Leitungen bei hohen Frequenzen eingesetzt werden. In
der zitierten Arbeit von Schiffman werden 90 Grad Phasenschieber
vorgestellt. Es existieren eine Vielzahl von Phasenschiebern, die
in der Literatur als Schiffman Phasenschieber wohlbekannt sind.
Typische
Frequenzspektra der Signale in der Empfängerkette sind in 11 gezeigt. Das Spektrum
am Ausgang des AGCs 105 in 9 ist
schematisch in 11 oben
dargestellt. Das Nutzsignal 100 und das Spiegelfrequenzsignal 101 besitzen gleiche
Leistung. Die Überlagerung
der Inphase- und Quadratursignale am Ausgang des Image-Reject Filters (Signale 112 und 113 in 9) auf eine konstruktive
Art führt
dazu, dass die Leistung des Nutzsignals signifikant höher als
diejenige des Spiegelfrequenzsignals ist. 11 zeigt das Szenario 102/103.
Das Spektrum am Ausgang ist bezogen auf den Ursprung unsymmetrisch.
Der
Wandler (9, 107/108)
erzeugt Aliases des Nutzsignals und des Spiegelfrequenzsignals,
wie im unteren Bild von 11 dargestellt
wird. Dem Alias des Nutzsignals in einer Basisbandlage oder NBB-Lage 104 wird
das Spiegelfrequenzsignal 105 überlagert. Jedoch wird das
unerwünschte
Spiegelsignal 105 zuvor bei ca. 30 dB unterdrückt, was
für die
meisten Anwendungen ausreichend ist. In dem speziellen Fall, bei
dem die Mittenfrequenz des Nutzsignals fc ein ganzahliges Vielfaches
der Abtastrate fs ist, werden Aliases sowohl des Nutz- als auch
des Spiegelsignals direkt in das Basisband gemischt. Unter diesen
Voraussetzungen überlappen
sich die Aliases der Signale 102 und 103 über das
gesamte Band. Der Empfänger
verhält
sich dann ähnlich
einem Zero-IF Empfänger.
In diesem speziellen Fall eines direktdigitalisierenden Direkt-Konversionsempfängers hat
das Spiegelfrequenzsignal dieselbe Leistung wie das Nutzsignal am
Eingang des IR-Filters (106, 9).
Am Ausgang des IR-Filters ist die Signalleistung des Spiegelfrequenzsignals
signifikant geringer (102 und 103 in 11). Daher ist die Leistung
des überlagernden
Spiegelfrequenzsignals nach Konstruktion immer signifikant niedriger
als die Leistung des Nutzsignals. Die minimale Abtastrate ist daher
fs = bw.
Die
Analog-Digitalwandlung umfasst eine Abtast-Halteglied und einen
Analog-Digitalwandler (ADC),
wie in 9, 107 und 108 gezeigt
wird. Dabei ist es Aufgabe des Abtast-Halteglieds ein Signal zur Verfügung zu
stellen, das neben dem ursprünglichen Hochfrequenzsignal
einen Signalanteil in der Nähe des
Basisbandes beinhaltet. Die ADCs empfangen das Alias in der Nähe des Basisbandes
der Inphase- 112 und Quadratursignale 113. Die
Ausgänge
der ADCs sind Sequenzen digitaler Wörter, die den Abtastwerten
des analogen Signals entsprechen. Der DSP 109 verarbeitet
beide empfangenen Datenströme,
die Verarbeitung umfasst falls notwendig die Filterung, Abtastratenreduzierung
und die Mischung in das Basisband. Die digitalen Inphase- und Quadratursignale 110 und 111 werden
schließlich
zu anderen Verarbeitungsvorrichtungen weitergeleitet.
Eine
Variante des ersten Ausführungsbeispiels
wird in 12 gezeigt.
Ein Bandpassfilter 102 empfängt das Bandpasssignal von
einer Antenne 101 und leitet es an einen LNA mit automatischer Verstärkungsregelung 103.
Das Signal wird an die Inphase- und Quadratureingänge des
Filters zur Spiegelfrequenzunterdrückung 104 weitergeleitet.
Die I und Q Ausgänge 110/111 werden
an die ADCs 105 und 106 weitergeleitet. Die digitalen
Ausgangssignale werden in dem DSP 107, ähnlich wie in 9 diskutiert, weiterverarbeitet. Die
Inphase- und Quadraturausgänge 108/109 werden
an weitere Vorrichtungen weitergeleitet, die in der Abbildung nicht
gezeigt werden.
Bei
einem zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung (13) wird
ein an der Antenne 101 empfangenes Signal mit einem Bandpassfilter 101 gefiltert
und durch den LNA 103 verstärkt. Ein Mischer 104 setzt
das verstärkte
Signal auf eine Zwischenfrequenzlage der Frequenz f_IF um, diese
ist die Differenz zwischen der Frequenz des Lokaloszillators 105 und
der Mittenfrequenz des Empfangssignals. Auf der Zwischenfrequenzlage
wird ein zweiter Bandpassfilter 106 und ein Verstärker mit automatisch
einstellbarer Verstärkung
vorgesehen. Das gefilterte Signal wird an den Inphase- und Quadratureingang
des Filters 108 zur Spiegelfrequenzunterdrückung gelegt. Auf
der Zwischenfrequenzstufe kann die Realisierung des Filters zur
Spiegelfrequenzunterdrückung alternativ
als aktives und als passives Polyphasenfilter erfolgen, wie in den
zitierten Patenten und der Publikation von Gingell offengelegt sind.
Die gefilterten Inphase- 114 und Quadraturkomponenten 115 werden
an die ADCs 109/110 weitergeleitet. Die Analog-Digital-Wandlung
erfolgt so ähnlich
wie im ersten Ausführungsbeispiel
beschrieben. Das DSP 111 erfüllt ähnliche Filter- und Prozessschritte,
wie sie in 9 diskutiert
wurden.
Es
gibt drei Vorteile, das Hochfrequenzsignal zunächst auf eine Zwischenfrequenzlage
zu mischen. Erstens überlappen
sich die Rauschanteile durch Unterabtastung. Es ist dem Fachmann
bekannt, dass das Rauschen, das sich in die NBB-Lage überfaltet,
von dem Verhältnis
der Mittenfrequenz zur Abtastfrequenz abhängt. Eine Zwischenfrequenzstufe
vor der Unterabtaststufe 109/110 erleichtert daher die
Einhaltung der Anforderungen an die Rauschspezifikation. Zweitens
hängt das
Phasenrauschen infolge von Jitter ebenfalls von dem Verhältnis der
Mittenfrequenz und Abtastfrequenz ab. Andererseits sind Signale
mit Quadratur-Modulationsformen sehr empfindlich bezüglich Phasenrauschen.
Schließlich
kann auf der Zwischenfrequenzlage zwischen aktiven und passiven
Polyphasenfiltern gewählt
werden. Passive Polyphasenfilter verbrauchen keine Leistung, jedoch sind
die Freiheitsgrade im Design eingeschränkt. Andererseits verbrauchen
aktive Polyphasenfilter Leistung, andererseits existieren eine Vielzahl
von verschiedenen Designs, man siehe dazu die Patente von Essink,
Marschall. Voorman. Der wichtigste Nachteil der Mischung auf eine
Zwischenfrequenzlage ist die höhere
Anzahl von analogen Komponenten.
Bei
einer Modifikation des zweiten Anwendungsbeispiels der Erfindung
(14) wird ein empfangenes
Signal von einer Antenne 101 durch ein Bandpassfilter 102 gefiltert
und durch einen LNA 104 verstärkt. Dabei kann, abhängig vom
Dynamikbereich des Empfangssignals, der LNA zusätzlich die Funktion der automatischen
Verstärkungsregelung übernehmen.
Das gefilterte und verstärkte
Signal wird durch einen Quadraturmischer auf eine Zwischenfrequenzlage
gemischt. Die Quadraturmischerstufe umfasst zwei Mischer 104/105 und
einen Quadraturoszillator 106/107. Jeweils ein
Eingang der Mischer ist mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden.
Der jeweils andere Eingang der Mischer ist mit dem Oszillator 106/107,
der Sinusschwingungen in Quadratur, d.h. wechselseitig 90 Grad phasenverschobene
Schwingungen, erzeugt, verbunden. Es gibt unterschiedliche Verfahren
zur Erzeugung von Quadratursignalen, die Stand der Technik darstellen. Das
Nutzsignal ist um eine Zwischenfrequenz f_IF zentriert, die die
Differenz der Mittenfrequenz des Hochfrequenzsignals und des Lokaloszillators
darstellt. Die Inphase- (I) 108 und Quaddraturausgänge (Q) 109 werden
an ein Filter zur Spiegelfrequenzunterdrückung weitergeleitet 110.
Da Filter zur Spiegelfrequenzunterdrückung 110 kann sowohl
als passives als auch aktives Polyphasenfilter realisiert werden.
Das Verfahren der Analog-Digitalwandlung
ist ähnlich
desjenigen im ersten Ausführungsbeispiel. Die
I und Q Ausgänge 111/112 werden
an die ADCs 113/114 weitergeleitet, die mit einer
Abtastrate wesentlich unterhalb der Zwischenfrequenz arbeiten. Das
DSP 115 verarbeitet die digitalen Signale weiter.
Bezugnehmend
auf 15 wird ein drittes Ausführungsbeispiel
beschrieben, wobei zwei Alternativen der Erfindung in 15a unf 15b dargestellt sind und nachfolgend
diskutiert werden. Ein Eingangssignal r(t) 101/120 mit
der Mittenfrequenz auf einer Zwischenfrequenzlage f_IF oder Hochfrequenzlage
f_RF wird an das Filter zur Spiegelfrequenzunterdrückung (IR) 102/121 weitergeleitet.
Das IR-Filter kann durch die zitierten aktiven oder passiven Polyphasenfilter
realisiert werden, abhängig
von zu erfüllenden
Spezifikationen und der Mittenfrequenz. Das Filter zur Spiegelfrequenzunterdrückung erzeugt
ein Inphase- (I) 109/128 und ein Quadraturausgangssignal
(Q) 110/129. Die Inphase- und Quadratursignale
werden verstärkt,
was in den 15a und 15b nicht gezeigt wird und
in N Kopien oder Zweigen aufgeteilt.
Nachfolgend
wird zunächst
mit dem Ausführungsbeispiel 15a fortgesetzt.
Es
werden paarweise ein Inphase- und ein Quadratursignal der jeweiligen
N Inphase- und Quadraturzweige
mit der gleichen Zeitverzögerung
kn, n = 0, 1, ..., N-1 verzögert, 103_0 bis 103_N-1.
Die N Zeitverzögerungen
sind dabei wechselseitig unterschiedlich. Die Zeitverzögerungen
erzeugen eine frequenzabhängige
Phasenverschiebung oder umgekehrt eine konstante Gruppenlaufzeit.
Die Steilheit der Phasenverschiebung als Funktion der Frequenz ist
proportional kn. Jede der N paarweise bezogenen Inphase- und Quadratursignale
mit Verzögerung
kn werden durch N Analog-Digitalwandler 105_0 bis 105_N-1 digitalisiert.
Die kombinierte Wandlung jeweils eines I und eines Q Signals ist
Stand der Technik.
Die
Beschreibung setzt sich mit dem Ausführungsbeispiel nach 15b fort.
Bei
dieser Variante des dritten Ausführungsbeispiels
der Erfindung (15b)
wird jeweils eine Kopie der Inphase- und eine Kopie des Quadratursignals
aus der Menge der N Kopien paarweise an die Wandler 124_0 bis 124_N-1 weitergeleitet.
Dabei existieren N kombinierte I/Q Zweige, die jeweils eine Kopie
des Ausgangs 128/129 des Filters zur Spiegelfrequenzunterdrückung darstellen.
Die Wandler 124_0 bis 124_N-1 arbeiten mit der
Abtastrate fs. Die Abtastratenimpulse werden wechselseitig um die Zeitverzögerungen
kn, n = 0, ..., N-1 verzögert,
wobei die N Zeitverzögerungen
wechselseitig unterschiedlich sind.
Die
Darstellung setzt mit der gemeinsamen Betrachtung der in 15a und 15b dargestellten Ausführungsbeispiele
fort.
Die
digitalisierten N-Polyphasensignale, die jeweils aus einer Inphase-
und einer Quadraturkomponente bestehen, werden in einem DSP 106/125 oder
Field Programmable Gate Array (FPGA) weiterverarbeitet. Durch digital
Signalverarbeitung werden die Basisbandsignale der Inphase- und
Qadraturkomponenten durch Überlagerungen
der N Phasen erzeugt, derart dass sich die Aliases des Nutzsignals in
der Basisbandlage oder NBB-Lage konstruktiv überlagern und die Aliases des
Spiegelfrequenzsignals destruktiv überlagern.
Die
Funktionalität
der Architektur zur Spiegelfrequenzunterdrückung, wie sie als Blockdiagramm
in 15 gezeigt wird, kann mittels 16 erklärt werden. Die 16 zeigt die Signalspektra an verschiedenen
Stellen der Empfängerarchitektur. Einfachheitshalber
wird nur die zweite Variante nach 15b betrachtet. Ähnliche Überlegerungen
können
ebenfalls für
das in 15a dargestellte
Ausführungsbeispiel
angestellt werden, die für
den Fachmann unmittelbar herzuleiten sind.
Das
Signal r(t) (15b, 120) besteht aus dem Wunschsignal 100 und
dem Spiegelfrequenzsignal 101. Das Spektrum des Ausgangssignals
des Filters zur Spiegelfrequenzunterdrückung (15b, 128/129) ist unsymmetrisch
bezogen auf den Koordinatenursprung, wie es in 102 und 103 dargestellt
ist. Die Analog-Digitalwandlung mit Spiegelfrequenzunterdrückung (15b 124_0 bis 124_N-1)
erzeugt bei sorgfältiger Überlagerung
der N Inphase- und Quadraturdatenströme Aliases an ganzzahligen
Vielfachen der Abtastfrequenz. Die Gewichte der Aliases werden in 16 durch die Amplitude der
Impulse an ganzzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz fs dargestellt.
Durch nicht-gleichförmige
Abtastung werden die Aliases des Spiegelfrequenzsignals in einer NBB-Lage 105 nahezu
ausgelöscht,
wohingegen das Nutzsignal 104 verstärkt wird. Dem entspricht die
unterschiedliche Länge
der Impulse bei +M·fs 120 und –M·fs 130.
Durch die Reihenschaltung des Spiegelfrequenzfilters und der nicht-gleichförmigen spiegelfrequenzunterdrückenden
Abtastung addieren sich in Dezibel die einzelnen Beträge der Spiegelfrequenzunterdrückung. Die
Spiegelsignale in einer NBB-Lage 106/107 werden
ebenfalls unterdrückt,
abhängig von
der Differenz in Dezibel der Gewichte der korrespondierenden Impulse,
die der Freqeunzlage +M·fs und –M·fs benachbart
sind und der unsymmetrischen Dämpfung
durch das Spiegelfrequenzfilter.
Die
Erfindung wurde anhand ihrer bevorzugten Ausführungsbeispiele beschrieben.
Modifikationen und Alternativen zu diesen Ausführungsbeispielen, solche Modifikationen
und Alternativen, die die Vorteile dieser Erfindung beinhalten,
sind Fachpersonen, die Zugang zu den Spezifikationen und Abbildungen
haben, offenkundig. Solche Modifikationen und Alternativen liegen
innerhalb des Rahmens der nachfolgend formulierten Ansprüche dieser
Erfindung. Insbesondere schließt
die Verwendung der Einzahl nicht die Verwendung einer Mehrzahl der
beschriebenen Elemente aus. Beispielsweise können eine Mehrzahl von kaskadierten
komplexen Filtern den Effekt der Spiegelfrequenzunterdrückung erhöhen. Ebenso
kann bei der Entwicklung von Empfängern, die unterschiedliche
Standards verarbeiten können,
mehrere parallelgeschaltete Filter mit unterschiedlichen Mittenfrequenzen
von Vorteil sein. Ferner können
andere Vorrichtungen, wie z.B. Verstärker und Filter, zwischen die
in dieser Erfindung beschriebenen Vorrichtungen zum Vorteil der
Erfindung eingesetzt werden. Solche Modifikationen sind Stand der
Technik beim Entwurf von Empfängern
und werden durch diese Ansprüche
abgedeckt. Ferner können
alle Vorrichtungen auf derselben Hardware realisiert werden, insbesondere
auf einen integrierten Schaltkreis.